專利名稱：抗干擾xo－緩沖器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及抑制在RF電路中的干擾的方法和裝置，更具體的，涉及電路和布線技術(shù)，用于分配振蕩器參考信號(hào)同時(shí)抑制不想要的寄生信號(hào)。
背景技術(shù)：
集成的無(wú)線電接收機(jī)不容易實(shí)現(xiàn)抗干擾且具有較快穩(wěn)定時(shí)間的射頻(RF)合成器?？垢蓴_性要求所有頻率同步。這通常要求頻率合成器參考頻率與RF頻道間距相等，且參考振蕩器頻率，通常由晶體振蕩器產(chǎn)生，是頻道間距的整數(shù)倍。由于所有頻率諧波相關(guān)，這種配置實(shí)際上免除了寄生成分。然而，具有這種參考頻率和頻道間距關(guān)系的合成器的穩(wěn)定時(shí)間會(huì)不合乎要求的長(zhǎng)，因?yàn)榉€(wěn)定時(shí)間與頻道間距(即參考頻率)的倒數(shù)成正比。
由于這些相互矛盾的要求，其因必須支持用于具有不相關(guān)頻道間距的各種標(biāo)準(zhǔn)的頻率的產(chǎn)生而更為嚴(yán)重，通常使用分?jǐn)?shù)-N合成器。但當(dāng)產(chǎn)生的無(wú)線電載波頻率接近但不等于合成器參考頻率的整數(shù)倍時(shí)，分?jǐn)?shù)-N合成器易于產(chǎn)生干擾成分。因此，在等于載波與參考諧波之差的偏置上的寄生將會(huì)伴隨載波。見(jiàn)Jan-Wim Eikenbroek and Sven Mattisson，”Frequency Synthesis for IntegratedTransceivers(用于集成收發(fā)機(jī)的頻率合成)”，chapter Part III，第339-355頁(yè)，inHigh-Speed Analog-to-Digital ConvertersMixed-Signal Design；PLLs andSynthesizers，Kluwer Academic Publishers，2000，其內(nèi)容合并于此作為參考。抑制這些寄生成分是非常困難且費(fèi)時(shí)的，經(jīng)常需要許多專用集成電路(ASIC)迭代，其增加了與這些裝置相關(guān)的復(fù)雜性和成本。
分?jǐn)?shù)-N合成器通常從片上或片外晶體振蕩器(XO)取得參考頻率，其通過(guò)一個(gè)或多個(gè)緩沖器被提供到相位頻率檢測(cè)器。需要這些緩沖器通過(guò)提高晶體信號(hào)功率和使得參考過(guò)零盡可能短(例如陡峭的方波)，以確保足夠低的噪聲電平。現(xiàn)代無(wú)線電收發(fā)機(jī)(即發(fā)射機(jī)加接收機(jī))經(jīng)常以集成電路(例如ASIC)構(gòu)成，包括一個(gè)或多個(gè)片上RF振蕩器。然而，RF振蕩器是不期望信號(hào)和電源泄漏的來(lái)源，其不僅在相關(guān)電路而且在臨近電路中引入了使性能降低的干擾。從片上RF振蕩器而來(lái)的干擾的一個(gè)來(lái)源是振蕩器的LC儲(chǔ)能電路的電感，儲(chǔ)能電路基于所施加的控制電壓而被調(diào)諧到特定頻率(例如，通過(guò)控制變?nèi)荻O管的電壓來(lái)改變LC儲(chǔ)能電路的電容)。
圖1示出了相對(duì)于常規(guī)分?jǐn)?shù)-N鎖相環(huán)(PLL)頻率合成器出現(xiàn)的干擾情況。如圖1所示，晶體振蕩器(XO)110產(chǎn)生參考信號(hào)112，其被輸入到緩沖器114。參考信號(hào)優(yōu)選的是正弦信號(hào)，具有用fxo(或更常用的fref來(lái)表示任何類型的參考信號(hào)的頻率)表示的頻率。緩沖器114可以是限幅器，其在頻率fref產(chǎn)生XO參考頻率信號(hào)的變形φR116，并具有陡峭的過(guò)零特性。從XO緩沖器輸出的參考信號(hào)與分頻器132的輸出的相位和頻率一起被輸入到相位頻率檢測(cè)器(PFD)118。PFD的輸出是脈沖，其與參考頻率信號(hào)φR116和分頻器132的輸出之間的相位和頻率差有關(guān)。相位檢測(cè)器118的輸出被施加到電荷泵(未示出)，并隨后由低通濾波器122濾波。環(huán)路濾波器122的輸出隨后施加到壓控振蕩器(VCO)126。VCO126的輸出信號(hào)φ0128被提供到分頻器132的輸入。分頻器接收提供到控制輸入134的控制信號(hào)。
作為這種反饋布置的結(jié)果，VCO126輸出信號(hào)φR的頻率fo被驅(qū)動(dòng)為等于參考信號(hào)頻率乘以分頻器132的分頻因子。因此，VCO126的頻率能通過(guò)由分頻器132的控制輸入134來(lái)控制分頻因子而被控制。
分頻器132動(dòng)態(tài)的以成比例的N和N加或減某個(gè)整數(shù)(即，N±M，這里N和M是整數(shù))來(lái)對(duì)VCO輸出信號(hào)φR的頻率fo進(jìn)行分頻，其導(dǎo)致了平均分頻比N加上分?jǐn)?shù)K/F(K和F是整數(shù))。K/F是確定分?jǐn)?shù)值的占空周期，這里F是電路的分?jǐn)?shù)模數(shù)(例如，8表示1/8分?jǐn)?shù)分辨率)，K是工作的分?jǐn)?shù)頻道。通過(guò)將與特定預(yù)期頻率有關(guān)的K和F值施加到分頻器控制輸入134，在VCO126的輸出端的信號(hào)φ0的頻率能被設(shè)定為頻率fo＝fref(N+K/F)。
如圖1中的虛線通路所示，來(lái)自VCO電感器的感應(yīng)耦合會(huì)分別進(jìn)入晶體振蕩器的焊線(未示出)，沿通路140進(jìn)入?yún)⒖碱l率信號(hào)通路112，沿通路142和144進(jìn)入PFD輸入通路116和136，及沿通路146進(jìn)入電源干線(未示出)。電源供應(yīng)還會(huì)被VCO電流干擾，其導(dǎo)致在VCC、地、和基片之間的電壓降。當(dāng)VCO頻率泄漏到任一PFD輸入中時(shí)，會(huì)產(chǎn)生不想要的低頻混合產(chǎn)物。
頻率合成器的PFD輸入通常連接到鎖存器。例如，邊緣觸發(fā)鎖存器被廣泛的用在分?jǐn)?shù)-N合成器的PFD中。這種類型PFD的基本構(gòu)成包括一對(duì)邊緣觸發(fā)、可復(fù)位D-觸發(fā)器，其D輸入設(shè)定為邏輯1。D-觸發(fā)器的時(shí)鐘輸入分別接收具有參考頻率的信號(hào)和具有壓控振蕩器(VCO)被分頻器中設(shè)定的某個(gè)數(shù)值分頻后的頻率的信號(hào)。D-觸發(fā)器的Q輸出被輸入到與(AND)門(mén)，當(dāng)其為高時(shí)，輸出一個(gè)復(fù)位信號(hào)到兩個(gè)D-觸發(fā)器。D-觸發(fā)器的Q輸出的狀態(tài)分別產(chǎn)生具有一定持續(xù)時(shí)間的“UP”和“DOWN”脈沖，其狀態(tài)與參考頻率的頻率是超前還是滯后于分頻后的VCO信號(hào)的頻率相對(duì)應(yīng)。PFD的輸出被用于以已知的方式控制電荷泵，其輸出信號(hào)被低通濾波，并施加到VCO的輸入。邊緣觸發(fā)PFD的更詳細(xì)的說(shuō)明可在T.H.Lee，”The Design of CMOS Radio-FrequencyIntegrated Circuits”(CMOS射頻集成電路的設(shè)計(jì))，Cambridge UniversityPress，Cambridge，1998，和B.Razavi，”RE Microelectronics”(RE微電子技術(shù))，Prentice-Hall，Upper Saddle River，1998中獲得，其公開(kāi)合并于此作為參考。
邊緣觸發(fā)PFD的鎖存器是寬帶的。當(dāng)VCO信號(hào)泄漏到任意鎖存器的時(shí)鐘時(shí)，定時(shí)抖動(dòng)就出現(xiàn)在由PFD產(chǎn)生的VCO控制電壓中。在VCO控制電壓上的抖動(dòng)將導(dǎo)致VCO與參考信號(hào)最接近的諧波混頻。當(dāng)二者之間的差足夠小時(shí)，兩個(gè)不想要的帶內(nèi)寄生音頻會(huì)出現(xiàn)在VCO輸出頻率的任一側(cè)。
圖1所示的干擾情況能如圖2中所示進(jìn)行建模，而不失其普遍性。在圖2中，圖1的XO-緩沖器114被模擬為包括晶體管Q1和Q2的差動(dòng)對(duì)210。每個(gè)晶體管Q1和Q2的集電極都連接到一個(gè)負(fù)載電阻器Ro，晶體管Q1和Q2的發(fā)射極被共同連接到恒流源212。相位頻率檢測(cè)器118的輸入也被示為包括晶體管Q3和Q4的差動(dòng)對(duì)220，它們的集電極連接到負(fù)載電阻器R，它們的發(fā)射極被共同連接到恒流源222。差動(dòng)對(duì)210的負(fù)載電阻器Ro和相位頻率檢測(cè)器輸入220的負(fù)載電阻器R連接到VCC電源電壓干線226。由XO源而來(lái)的輸入?yún)⒖碱l率信號(hào)vxo(在圖1中從XO110沿通路112)施加到差動(dòng)對(duì)210的晶體管Q1和Q2基極的緩沖器輸入。
回到圖1，由XO-緩沖器產(chǎn)生的輸出信號(hào)沿通路116提供給相位頻率檢測(cè)器118的輸入。沿著這條通路，由VCO泄漏所導(dǎo)致的干擾在圖2中以兩個(gè)干擾部件230和232來(lái)模擬。第一干擾部件230用具有電壓vccx的電壓源230來(lái)表示，其串聯(lián)連接在XO-緩沖器210和PFD220的輸入之間的VCC線路中。第二干擾部件232用產(chǎn)生感應(yīng)干擾電壓vx的三繞組變壓器232來(lái)表示，其串聯(lián)連接在從XO-緩沖器的輸出到PFD的輸入的通路中。當(dāng)這些干擾部件230和232存在時(shí)，施加到PFD輸入220的輸入信號(hào)vi將與由XO-緩沖器產(chǎn)生的輸出信號(hào)vb不同。
由VCO泄漏所導(dǎo)致的問(wèn)題當(dāng)前是通過(guò)采用平衡信號(hào)通路并結(jié)合具有高共模抑制比和電源抑制比(分別為CMRR和RSRR)的電路來(lái)克服的。平衡布線方案在一些方面是有效的，因?yàn)槠鋵?dǎo)致進(jìn)入信號(hào)通路的大部分干擾是共模的，只有很小的不平衡項(xiàng)會(huì)干擾參考信號(hào)，其或者是由于某些布線不對(duì)稱，或者是由于有限的CMRR。此類方案通常以20至40dB抑制在信號(hào)通路中的干擾。進(jìn)入電源干線的干擾會(huì)類似的被高PSRR所抑制，典型地與CMRR具有相同的數(shù)量級(jí)。然而，隨著不斷增加的集成程度，片上距離變得越來(lái)越小。同時(shí)，由于片上電感器并未與其它電路技術(shù)同比變化，電感器與導(dǎo)線的相對(duì)間距也變得更小，進(jìn)一步惡化了感應(yīng)耦合干擾。例如，GSM頻率合成器輸出的寄生電平必須要比在400kHz偏置的載波低超過(guò)44dB，假定在該偏置的環(huán)路濾波器衰減是23dB，其與對(duì)于用13MHz晶體參考信號(hào)的DCS頻段低-88dBc的參考頻率寄生相對(duì)應(yīng)。即使以當(dāng)今的布線和電路技術(shù)，要獲得這些寄生頻率電平也變得越來(lái)越困難。因此，在現(xiàn)有技術(shù)中需要更加魯棒的參考頻率分配方案。

發(fā)明內(nèi)容
應(yīng)強(qiáng)調(diào)當(dāng)在詳述中使用術(shù)語(yǔ)“包括”時(shí)，特指所述的特征、整數(shù)、步驟或部件的存在；但這些術(shù)語(yǔ)的使用不排除一個(gè)或多個(gè)其它特征、整數(shù)、步驟、部件或其組合的存在或增加。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，參考頻率分配設(shè)備包括用于產(chǎn)生參考頻率信號(hào)的振蕩器，及緩沖器裝置，其輸入連接到振蕩器的輸出信號(hào)通路上。緩沖器裝置包括與緩沖器其它部件在空間上分離的至少一個(gè)部件，以增加從緩沖器可見(jiàn)的輸出阻抗。對(duì)緩沖器部件位置的重新布線導(dǎo)致緩沖器輸出阻抗抑制了由于RF信號(hào)泄漏進(jìn)信號(hào)通路而產(chǎn)生的不想要的寄生成分。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，一種抑制沿RF信號(hào)通路到輸入電路的多余信號(hào)的方法，包括在基片的第一和第二區(qū)域中提供緩沖限幅器裝置的子部件，將RF信號(hào)通路布線在從緩沖器裝置的輸出到在電路布局的第二區(qū)域提供的輸入電路上。通過(guò)在第二區(qū)域中提供緩沖限幅器子部件，緩沖限幅器輸出阻抗和輸入電路的輸入阻抗變得不匹配，由此抑制了引入到緩沖限幅器輸出和輸入電路輸入之間的信號(hào)通路上的干擾。
本發(fā)明的另一方面涉及鎖相環(huán)(PLL)電路，其包括緩沖限幅器，具有用于接收參考頻率信號(hào)的輸入和用于輸出緩沖后的參考頻率信號(hào)的輸出。第一低通濾波器連接到緩沖器和相位頻率檢測(cè)器的第一輸入之間的信號(hào)通路中。第二低通濾波器作用于相位頻率檢測(cè)器的輸出，以產(chǎn)生濾波后的相位檢測(cè)器輸出。按照順序，壓控振蕩器產(chǎn)生輸出信號(hào)，其頻率依賴于濾波后的相位檢測(cè)器輸出。輸出信號(hào)由分頻器接收，其產(chǎn)生分頻后的信號(hào)。在PLL中，第一濾波器與緩沖器的部件的物理布局導(dǎo)致了緩沖器的輸出阻抗大于相位頻率檢測(cè)器第一輸入的阻抗。
本發(fā)明另外的方面和優(yōu)點(diǎn)將在隨后的說(shuō)明書(shū)中提出，一部分從說(shuō)明中顯而易見(jiàn)，或可以由本發(fā)明的實(shí)施而獲知。本發(fā)明的這些方面和優(yōu)點(diǎn)將由在所記錄的說(shuō)明書(shū)和權(quán)利要求書(shū)及附圖中具體指出的系統(tǒng)和方法而實(shí)現(xiàn)和獲得。
應(yīng)明白前面的概述和隨后的詳細(xì)說(shuō)明都是且僅是示范性的，不是象權(quán)利要求那樣來(lái)限制本發(fā)明。


附圖被包括以提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步的理解，合并于此并構(gòu)成說(shuō)明書(shū)的一部分，其示出了本發(fā)明的典型實(shí)施例，其與說(shuō)明書(shū)一起用于解釋本發(fā)明的原理。在附圖中圖1是示出VCO泄漏通路的鎖相環(huán)(PLL)電路的示意圖。
圖2是示出由于來(lái)自RF部件的泄漏而導(dǎo)致的干擾影響的電路模型。
圖3是將圖1和2的寄生成分表示為電路元件的電路模型。
圖4示出了部分PLL電路，其中負(fù)載電阻器根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例重新布置。
圖5是示范性的PLL RF電路的框圖，其包括根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例而提供在相位頻率檢測(cè)器之前的濾波器。
圖6a至6c是示出PLL電路部件的電路圖，其中根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例，在相位頻率檢測(cè)器之前提供了低通濾波器。
圖7是示出沿參考頻率信號(hào)通路，級(jí)聯(lián)布置的低通濾波器和緩沖器電路的框圖。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在，將結(jié)合在附圖中示出的典型實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的這些和其它方面來(lái)加以詳細(xì)說(shuō)明。
為獲得上述干擾拾音問(wèn)題的解決方案，在圖3中示出的簡(jiǎn)化模型被用于分析圖2中所示的干擾源。出于普遍性的原因，所有信號(hào)都假設(shè)是不平衡的，但是由于PSRR和CMRR通過(guò)采用適當(dāng)數(shù)量的抵消，所得出的結(jié)果很容易擴(kuò)展到平衡的情況(即對(duì)稱或幾乎對(duì)稱)。因此，在下面僅使用不平衡信號(hào)表示。
如在圖3中所示，ib和vb分別表示緩沖器輸出電流和電壓，vi表示相位頻率檢測(cè)器(PFD)的輸入電壓。感應(yīng)信號(hào)干擾在圖3中用電壓源vx來(lái)模擬，電容(傳導(dǎo))信號(hào)串?dāng)_用電流源ix來(lái)表示。電源干擾用電壓源vccx。來(lái)表示，緩沖器輸出阻抗和PFD輸入阻抗分別用Ro和ri來(lái)表示?？梢员皇緸関i=riri+RO[(ib+ix)·RO+(vx+vccx)],---(1)]]>這里，為了簡(jiǎn)明，頻率相關(guān)生被省去。一般的緩沖器被設(shè)計(jì)為具有低輸出阻抗(即Ro＜＜ri)，所以等式(1)可以簡(jiǎn)化為如下vi1≈[(ib+ix)·Ro+(vx+vccx)](2)這種策略揭示了電容串?dāng)_的影響能通過(guò)選擇ib來(lái)最小化，以使ix變得不重要了。另外，明顯的，電路部件較大的間隔會(huì)導(dǎo)致vx和vccx比ib·Ro小的多。然而，當(dāng)前和將來(lái)的增加電路密度的需要使這種間隔即使不是不可能獲得，也越來(lái)越困難。因此，必須提供抑制vx和vccx的其它方式。
本發(fā)明在第一示范性方式中通過(guò)改變?cè)诰彌_器輸出和PFD輸入的阻抗程度，處理由RC泄漏所導(dǎo)致的干擾。例如，使Ro＞＞ri，導(dǎo)致vi2≈[ib·ri+riRo(vx+vccx)]---(3)]]>這里ix被省略，因?yàn)槠渌鸬淖饔貌粫?huì)大于在等式(2)中。由等式(3)，可知由vx和vccx引起的干擾將以比值Ro/ri而被抑制。通過(guò)經(jīng)由高緩沖器輸出阻抗來(lái)產(chǎn)生阻抗不匹配，從而使緩沖器對(duì)于由由vx和vccx引起的干擾會(huì)更魯棒。
圖4示出了相對(duì)于相位檢測(cè)器輸入阻抗，增加緩沖器輸出阻抗以獲得高比值Ro/ri的示范性方式。如圖4所示，緩沖器負(fù)載電阻器Ro被提供，其物理上更接近相位檢測(cè)器輸入420的輸入端，而不是緩沖器單元410。更接近于PFD輸入端來(lái)提供緩沖器負(fù)載電阻器Ro增加了緩沖器輸出電阻，并減小了PFD的輸入電阻，因此正如可由等式(3)可知的，抑制了由vx和vccx而導(dǎo)致的干擾。
例如，RF ASIC通常具有大約500mv/1mA或500Ω阻值的Ro。相應(yīng)的通常的輸入電阻ri≈β/gm，或在1mA大約為2.5kΩ。(因?yàn)樵肼暤脑?，緩沖器和相位檢測(cè)器的輸入通常工作在相似的電流等級(jí)。)當(dāng)電阻器被移動(dòng)到PFD輸入側(cè)時(shí)，PFD的輸入電阻變?yōu)閞i≈Ro或500Ω，且在此以ro表示的緩沖器輸出阻抗由晶體管Q3和Q4的初期電壓VA給定。通常初期電壓VA可以在1mA的集電極電流(IC)時(shí)為25V。這轉(zhuǎn)換為緩沖器輸出電阻ro≈VA/IC，或25kΩ，產(chǎn)生極佳的vx和vccx干擾抑制25000/500或40dB。
在干擾已經(jīng)在由參考信號(hào)源而來(lái)的信號(hào)通路中存在的情況下，簡(jiǎn)單的重新布置負(fù)載電阻器Ro將不足以抑制由干擾引起的寄生分量。例如，在參考信號(hào)通路上的干擾會(huì)以兩種方式引起PLL寄生音頻(1)在PFD中的多余音頻的二次抽樣(即折疊)或(2)在參考信號(hào)與緩沖器信號(hào)通路(在PFD輸入之前的)中的干擾音頻之間的互調(diào)。因此，就需要備選的或附加的方式，來(lái)抑制由二次抽樣和互調(diào)所引起的干擾成分。
根據(jù)本發(fā)明，這些音頻的抑制以第二方式來(lái)實(shí)現(xiàn)，在其中參考頻率信號(hào)通過(guò)濾波而被凈化。在隨后的分析中，假設(shè)干擾是由干擾音頻引起的。然而，下面討論的概念對(duì)于噪聲也同樣有效，只要記住將會(huì)觀測(cè)到增加的噪聲底面或噪聲“隆起”而不是與干擾音頻有關(guān)的清晰的PLL雜波。
由在PFD輸入端的RF的二次抽樣所引起的相位噪聲與在PFD輸入端的參考和干擾信號(hào)的轉(zhuǎn)換速率(slew rate)的比值大概成正比(當(dāng)干擾信號(hào)遠(yuǎn)小于參考信號(hào)時(shí))。為了減小相位噪聲，已知的是在參考通路的前端放置限幅緩沖器，以將參考信號(hào)轉(zhuǎn)換速率最大化，同時(shí)限制在緩沖器之后拾取的干擾的任何影響。然而，一旦干擾進(jìn)入信號(hào)通路，簡(jiǎn)單的增加限幅器將不能改變轉(zhuǎn)換速率比值。在這種情況下，可以引入低通濾波器來(lái)抑制干擾，同時(shí)將參考信號(hào)的影響最小化。
圖5是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)典型實(shí)施例的分?jǐn)?shù)-N鎖相環(huán)電路的框圖，在其中低通濾波器被用于抑制由在參考頻率信號(hào)的信號(hào)通路中的干擾引起的寄生音頻。例如所示的PLL可以被用于通信裝置的發(fā)射電路中，如移動(dòng)電話。例如類似的電路可以用于此類裝置的接收電路中。
具有頻率fref的輸入?yún)⒖夹盘?hào)被提供給緩沖器520的輸入，其限制振幅并輸出具有陡峭過(guò)零的方波信號(hào)。緩沖器的輸出被提供給低通濾波器(LPF)530，其對(duì)參考信號(hào)濾波，并將濾波后的信號(hào)提供給相位頻率檢測(cè)器(PFD)540的第一輸入。盡管在圖5中只示出了一個(gè)緩沖器520，但可以理解多個(gè)緩沖器級(jí)和LPF可以在低通濾波器530和PFD540之間的通路中存在。低通濾波器530的輸出在環(huán)路濾波器550中進(jìn)行濾波，并傳輸?shù)綁嚎卣袷幤?VCO)560，其在VCO輸出端570提供輸出信號(hào)。VCO560的輸出還被提供給分頻器580，在此以一個(gè)分頻比對(duì)其進(jìn)行分頻。分頻器580的分頻輸出沿通路590被提供到PFD540的第二輸入。
在第一緩沖器(即限幅器)520之后，輸出在波形上將接近方波。因此，當(dāng)接收步進(jìn)輸入時(shí)，在信號(hào)過(guò)零轉(zhuǎn)換速率上的低通濾波器530的影響能通過(guò)評(píng)估濾波器輸出的峰值轉(zhuǎn)換速率來(lái)估計(jì)。最大轉(zhuǎn)換速率將會(huì)是在過(guò)零點(diǎn)的轉(zhuǎn)換速率的合理近似值。
濾波器輸出響應(yīng)能在拉普拉斯域中計(jì)算如下vo(s)＝vi(s)·H(s)，這里vi(s)和H(s)分別是在s平面的濾波器輸入信號(hào)和傳遞函數(shù)。由步進(jìn)輸入導(dǎo)致的標(biāo)稱輸出轉(zhuǎn)換速率(即，vi(s)＝1/s)就為vo·(s)=s·vi(s)·H(s)=H(s).]]>假設(shè)是片上無(wú)源濾波器，所有極點(diǎn)都是實(shí)數(shù)，且出于簡(jiǎn)化而又不失普遍生，可以假設(shè)所有極點(diǎn)重合。這種n-極濾波器的傳遞函數(shù)就可以表示為H(s)=H0·an(s+a)n,]]>這里a是濾波器極點(diǎn)角頻率，H0是低頻增益。(例如見(jiàn)John J.Dt’Azzo andConstantine H.Houpis，Linear Control System Analysis and Design-conventionaland modem(線性控制系統(tǒng)分析和設(shè)計(jì)-傳統(tǒng)的和現(xiàn)代的)，McGraw-Hill，1981。)輸出電壓的標(biāo)稱(即，a＝1和H0＝1)時(shí)間導(dǎo)數(shù)就等于濾波器的脈沖響應(yīng)，如導(dǎo)數(shù)算子和輸入信號(hào)相約去，h(t)=L-1(H(s))=e-1tn-1(n-1)!.]]>峰值轉(zhuǎn)換速率大約等于過(guò)零轉(zhuǎn)換速率，可以約為||v·o||‾≈1/n,]]>對(duì)于n≤10，其誤差小于35％。
標(biāo)稱濾波器轉(zhuǎn)換速率與濾波器階數(shù)的倒數(shù)成正比。因此，非標(biāo)稱轉(zhuǎn)換速率將與濾波器極點(diǎn)頻率除以其階數(shù)(即a/n)成正比。而且，濾波器高頻衰減與(s/a)n＝(ωRF/a)n成正比。由于衰減隨n的增長(zhǎng)比隨轉(zhuǎn)換速率衰減要快，為了最大化轉(zhuǎn)換速率衰減結(jié)果，我們?nèi)的最大值，同時(shí)取a的最小值。然而，由于噪聲約束，轉(zhuǎn)換速率不能降低，人們不得不選擇比能導(dǎo)致最大轉(zhuǎn)換速率衰減結(jié)果要高的多的濾波器極點(diǎn)頻率。極點(diǎn)頻率(即，a/2/π)通常的選擇是常為13或26MHz的晶體振蕩器參考頻率fox乘以在前的通常為10m的限幅器過(guò)零增益結(jié)果，這里m是限幅器的數(shù)量。實(shí)際上，例如當(dāng)m超過(guò)3時(shí)，限幅器(而不是濾波器)將限制帶寬。在這種情況下，由于衰減很小(即ωRF～a)，濾波器可以被省略或?yàn)V波器帶寬能被設(shè)定為與限幅器帶寬相似。然而，如下所示，濾波器優(yōu)選的置于第一限幅器之后，在此情況下m＝1。
圖6a至6c示出了在緩沖后的參考頻率信號(hào)與相位頻率檢測(cè)器輸入之間的低通濾波器的示范性實(shí)施。可以意識(shí)到所示的電路可以是PLL的一部分，例如頻率合成器的、調(diào)制器的或一些其它RF電路的PLL。在圖6a至6c所示的電路部分相對(duì)于在圖4中類似標(biāo)注的元件在上面被說(shuō)明。例如，圖6a至6c的電流源612/622、晶體管Q1至Q4、及模擬的傳導(dǎo)和感應(yīng)干擾630/632的功能分別與上述的圖4的電流源412/422、晶體管Q1至Q4、及模擬的傳導(dǎo)和感應(yīng)干擾430/432相對(duì)應(yīng)。
圖6a示出了PLL的緩沖器610和PFD輸入620，在其中雙極點(diǎn)低通濾波器增加到PFD輸入之前的信號(hào)通路中。圖6a的雙極點(diǎn)低通濾波器是單端配置，包括兩個(gè)數(shù)值為C1的電容器，兩個(gè)數(shù)值為C2的電容器，及連接到信號(hào)地電位的電阻器(示出數(shù)值為R0/2)。也可以使用其它濾波器拓?fù)?，例如有源RC或LRC濾波器，但優(yōu)選至少為二階的，具有低輸入阻抗，并接近于PFD輸入端放置。這樣布置的低通濾波器增加了級(jí)間阻抗的不匹配，因此除了抑制高頻干擾和噪聲之外，還降低了拾取的感應(yīng)干擾。
通過(guò)提供一對(duì)或多對(duì)差動(dòng)結(jié)構(gòu)的電容器和電阻器(例如，通過(guò)將這些部件跨接到信號(hào)線上)，能夠節(jié)省一些芯片空間，但以CMRR為代價(jià)。例如，圖6b示出了本發(fā)明的一個(gè)實(shí)例，其中濾波緩沖器通路具有雙極點(diǎn)，一個(gè)是單端和一個(gè)是差動(dòng)。圖6c示出了示范性的濾波緩沖器通路具有3個(gè)濾波器極點(diǎn)，其兩個(gè)是差動(dòng)的，一個(gè)是單端的。
限幅緩沖器具有飽和傳遞函數(shù)。該傳遞函數(shù)具有很強(qiáng)的非線性并穩(wěn)定輸出信號(hào)振幅(以及PLL環(huán)路增益)，同時(shí)提高了過(guò)零轉(zhuǎn)換速率。當(dāng)從振蕩器而來(lái)的正弦信號(hào)(例如晶體振蕩器(XO)產(chǎn)生具有角頻率ωxo的信號(hào))與一個(gè)很小的RF干擾通過(guò)這種限幅器時(shí)，兩個(gè)信號(hào)成分都經(jīng)受諧波和互調(diào)音頻的產(chǎn)生。在RF音頻附近，主要的成分很快衰減為類似于方波的晶體振蕩器信號(hào)的諧波頻譜和奇數(shù)階互調(diào)產(chǎn)物。這兩個(gè)信號(hào)成分可以分別表示為vxo=vxolΣici·sin(i·ωxo·t),i=1,3,5,...,---(4)]]>這里，vxol是基礎(chǔ)音頻的振幅，ci＜1/i，及vrf=vrf0Σicisin[(ωrf+i·ωxo)·t],i=...-5,-3,-1,0,1,3,5,...,---(5)]]>這里，vrf0是基本RF干擾音頻的振幅。
在一個(gè)限幅器級(jí)之后，RF互調(diào)產(chǎn)物很快衰減，足以不引起任何接近于參考信號(hào)基頻的低頻寄生成分。然而，在第二個(gè)限幅器級(jí)之后(即當(dāng)信號(hào)通過(guò)級(jí)聯(lián)的兩個(gè)限幅器時(shí))，情況會(huì)有不同。在該青況下，不會(huì)像僅有一對(duì)相繼連接的限幅器的情況那樣，在RF干擾附近的互調(diào)音頻的振幅并沒(méi)有隨著距RF基礎(chǔ)音頻的距離而衰減很多。這種頻譜變寬的影響是當(dāng)RF載波被選擇為振蕩器頻率fxo的奇數(shù)倍時(shí)(例如，71·fxo+Δf)，互調(diào)音頻的出現(xiàn)很靠近晶體振蕩器基頻fxo＝(ωxo/2π)。當(dāng)RF載波靠近fxo的偶數(shù)倍時(shí)(例如，72·fxo+Δf)，有相似的頻譜結(jié)果，除了有在晶體振蕩器諧波之間的奇數(shù)階互調(diào)音頻。在任一情況下，由于需要濾波器需要具有很高的Q值，通過(guò)濾波移去互調(diào)音頻將會(huì)是很困難的。這種濾波器可以是復(fù)合有源濾波器或RLC濾波器，由于較大的面積和/或與RF載波線的互感，兩種變形都易于拾取干擾。
互調(diào)頻譜變寬的機(jī)理是在第一限幅器之后，限幅器不再被輸入兩個(gè)正弦信號(hào)。第二限幅器將接收在等式4和5中所述的兩個(gè)信號(hào)的和作為輸入。目前，不僅存在兩個(gè)基頻的奇數(shù)階互調(diào)成分，而且還有基頻加上諧波和邊頻帶的所有組合，導(dǎo)致了在RF基頻附近相當(dāng)平坦的互調(diào)頻譜。濾除高階互調(diào)產(chǎn)物的唯一方法是抑制在第一和第二限幅器之間的RF成分。當(dāng)存在多個(gè)RF干擾進(jìn)入點(diǎn)時(shí)，濾波器將隨這些進(jìn)入點(diǎn)提供在限幅器之間。
圖7是根據(jù)本發(fā)明的，包括級(jí)聯(lián)的低通濾波器和緩沖器的信號(hào)通路的框圖。信號(hào)通路以XO和緩沖器頻率信號(hào)分配設(shè)備710開(kāi)始。盡管設(shè)備710表示為具有XO參考頻率信號(hào)源，級(jí)聯(lián)的概念就延伸為通常的RF型振蕩器電路或易受由RF泄漏而來(lái)的干擾影響的其它信號(hào)源。設(shè)備710輸出具有參考頻率fxo的信號(hào)，其被提供給低通濾波器720的輸入。沿這條通路是RF干擾Int1的進(jìn)入點(diǎn)。低通濾波器720增加中間級(jí)阻抗的不匹配，并濾除由干擾Int1引入的高階互調(diào)成分。濾波器720的濾波輸出被提供給緩沖限幅器730的輸入。如果在緩沖器730之后的信號(hào)通路中沒(méi)有干擾問(wèn)題存在，附加的緩沖器可以與緩沖器730串聯(lián)提供。
圖7示出了另外的干擾Int2被引入到緩沖器730的輸出之后的例子。與低通濾波器720和緩沖器730類似，低通濾波器凈化信號(hào)，并增加到下一級(jí)的阻抗的不匹配。如果有必要，對(duì)于沿信號(hào)通路任何數(shù)量的干擾點(diǎn)重復(fù)上述設(shè)置。例如，圖7示出了干擾Int3進(jìn)入到緩沖器750之后的信號(hào)通路，附加的級(jí)聯(lián)低通濾波器740和緩沖器750接在該進(jìn)入點(diǎn)之后。如所見(jiàn)的，實(shí)際上任意數(shù)量的緩沖器和濾波器組合都可以用于抑制干擾并將其對(duì)信號(hào)的影響最小化。
前述的推論在推導(dǎo)中很大程度上忽略了頻率相關(guān)性影響，但這些能夠由本領(lǐng)域技術(shù)人員輕易的推斷得出。已經(jīng)參考具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了說(shuō)明。然而，對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)顯而易見(jiàn)的，本發(fā)明可以用除上述的優(yōu)選實(shí)施例之外的特定形式來(lái)體現(xiàn)。這樣做不會(huì)脫離本發(fā)明的精神。
例如，盡管前面的實(shí)施例描述了基于雙極的電路，但同樣的原理能夠應(yīng)用于其它技術(shù)，例如CMOS。盡管上述的實(shí)施例涉及在PLL的晶體振蕩器信號(hào)通路中的通路，但這些技術(shù)的使用并不限于這種通路，也能應(yīng)用于其它敏感通路。具體的，PFD反饋通路與其輸入共同具有同樣的敏感性。例如，參照?qǐng)D5，本發(fā)明能被用于抑制寄生成分沿通路590進(jìn)入。依賴于布線距離，所提出的原理也能被用于這種信號(hào)通路。另外，本發(fā)明不限于在PLL電路中使用，還能被用于需要參考頻率信號(hào)的其它RF電路。例如，本發(fā)明能被用于在混頻電路、波形發(fā)生器、和需要抑制不想要的寄生成分的其它電路中抑制寄生成分。
通過(guò)對(duì)一些緩沖器部件重新布線，可以取得對(duì)電感和電源所引起的干擾成分實(shí)質(zhì)上的抑制。能夠預(yù)期大約40dB的抑制比，而不會(huì)影響緩沖器鏈的正常工作。通過(guò)另外增加濾波，可以取得進(jìn)一步的抑制和/或避免互調(diào)產(chǎn)物的產(chǎn)生。當(dāng)不使用濾波器時(shí)，在芯片有效面積中的耗費(fèi)基本上是0，當(dāng)使用濾波器時(shí)也很小。額外的干擾邊限將顯著的降低寄生程度，可以節(jié)省一次或者多次ASIC重新流片(respin)。本發(fā)明對(duì)于平衡和單端信號(hào)都適用。
對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)顯而易見(jiàn)的，可以對(duì)本發(fā)明的參考頻率分配方法和配置做出各種變化和修改，而不會(huì)脫離其精神和范圍。因此，本發(fā)明意欲覆蓋對(duì)本發(fā)明的修改，只要它們處于附加的權(quán)利要求及其等價(jià)的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種參考頻率分配設(shè)備，包括振蕩器部件，用于產(chǎn)生參考頻率信號(hào)；及緩沖器裝置，具有連接到振蕩器輸出的輸入和連接到信號(hào)通路的輸出，所述緩沖器裝置包括與緩沖器其它部件在空間上分離設(shè)置的至少一個(gè)部件，其中的至少一個(gè)部件的位置導(dǎo)致了緩沖器的輸出阻抗抑制出現(xiàn)在信號(hào)通路中的不想要的寄生成分。
2.如權(quán)利要求1的設(shè)備，其中與緩沖器其它部件在空間上分離設(shè)置的至少一個(gè)部件包括電阻部件。
3.如權(quán)利要求1的設(shè)備，其中緩沖器裝置包括限幅器。
4.如權(quán)利要求1的設(shè)備，包括低通濾波器，提供在信號(hào)通路中，其中該低通濾波器是從所述緩沖器裝置沿所述通路的下一個(gè)部件。
5.如權(quán)利要求4的設(shè)備，進(jìn)一步包括第二緩沖器裝置，連接到低通濾波器的輸出。
6.如權(quán)利要求4的設(shè)備，其中的低通濾波器包括至少兩個(gè)極點(diǎn)。
7.如權(quán)利要求6的設(shè)備，其中的低通濾波器包括多于兩個(gè)極點(diǎn)。
8.如權(quán)利要求1的設(shè)備，其中的緩沖器裝置包括基于雙極的部件。
9.如權(quán)利要求1的設(shè)備，其中的緩沖器裝置包括用CMOS技術(shù)生產(chǎn)的部件。
10.一種鎖相環(huán)，包括如權(quán)利要求1的參考頻率分配設(shè)備。
11.一種分?jǐn)?shù)-N頻率合成器，包括如權(quán)利要求1的參考頻率分配設(shè)備。
12.如權(quán)利要求1的設(shè)備，其中振蕩器部件包括晶體振蕩器。
13.一種方法，用于抑制沿RF信號(hào)通路到輸入電路的多余信號(hào)，包括在基片的第一和第二區(qū)域中提供緩沖限幅器裝置的子部件；及將RF信號(hào)通路布線在從緩沖器裝置的輸出到在電路布局的第二區(qū)域中提供的輸入電路上，其中在第二區(qū)域中緩沖限幅器子部件的所述提供導(dǎo)致了緩沖限幅器輸出阻抗和輸入電路的輸入阻抗變得不匹配，并由此抑制了引入到緩沖限幅器輸出和輸入電路輸入之間的信號(hào)通路中的干擾。
14.如權(quán)利要求13的方法，包括沿RF信號(hào)通路在輸入電路附近提供低通濾波器。
15.如權(quán)利要求13的方法，進(jìn)一步包括在緩沖限幅器的輸出和輸入電路的輸入之間的信號(hào)通路中提供多個(gè)低通濾波器和多個(gè)緩沖器裝置，其中沒(méi)有兩個(gè)所述緩沖器裝置沿所述信號(hào)通路連續(xù)相連。
16.一種鎖相環(huán)電路，包括緩沖限幅器，具有用于接收參考頻率信號(hào)的輸入和用于輸出緩沖后的參考頻率信號(hào)的輸出；相位頻率檢測(cè)器，具有第一和第二輸入；第一低通濾波器，連接在緩沖器和相位頻率檢測(cè)器的第一輸入之間的信號(hào)通路中；第二低通濾波器，作用于相位頻率檢測(cè)器的輸出，以產(chǎn)生濾波后的相位檢測(cè)器輸出；壓控振蕩器，用于產(chǎn)生頻率依賴于濾波后的相位檢測(cè)器輸出的輸出信號(hào)；分頻器，用于接收該輸出信號(hào)，并產(chǎn)生分頻后的信號(hào)；其中第一濾波器和緩沖器的部件的物理布局導(dǎo)致了緩沖器的輸出阻抗大于相位頻率檢測(cè)器第一輸入的阻抗。
17.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，其中所述物理布局抑制出現(xiàn)在緩沖限幅器輸出和相位頻率檢測(cè)器第一輸入之間的信號(hào)通路上的干擾。
18.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，其中緩沖器進(jìn)一步包括連接到相位頻率檢測(cè)器第一輸入的差動(dòng)輸出。
19.如權(quán)利要求18的鎖相環(huán)，其中第—低通濾波器的至少一個(gè)部件跨接到差動(dòng)輸入上。
20.如權(quán)利要求17的鎖相環(huán)，其中第一低通濾波器的至少一個(gè)部件連接到地。
21.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，包括第二緩沖限幅器，連接到第二低通濾波器的輸出。
22.如權(quán)利要求17的鎖相環(huán)，其中的第一低通濾波器包括至少兩個(gè)極點(diǎn)。
23.如權(quán)利要求22的鎖相環(huán)，其中的第一低通濾波器包括多于兩個(gè)極點(diǎn)。
24.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，其中相位頻率分頻器是分?jǐn)?shù)-N分頻器。
25.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，其中振蕩器部件包括晶體振蕩器。
26.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，進(jìn)一步包括從相位頻率檢測(cè)器的輸出到相位頻率檢測(cè)器的第二輸入的信號(hào)通路，所述信號(hào)通路包括第二緩沖限幅器和第三低通濾波器。
27.如權(quán)利要求26的鎖相環(huán)，進(jìn)一步包括在從相位頻率檢測(cè)器的輸出到相位頻率檢測(cè)器的第二輸入的信號(hào)通路中的至少兩個(gè)所述緩沖限幅器，其中的所述第三低通濾波器連接在兩個(gè)緩沖限幅器之間的信號(hào)通路中。
28.如權(quán)利要求26的鎖相環(huán)，其中第二緩沖放大器的輸出阻抗大于相位頻率檢測(cè)器的第二輸入的輸入阻抗。
29.如權(quán)利要求16的鎖相環(huán)，其中緩沖放大器的電阻部件在一個(gè)區(qū)域內(nèi)被提供，在所述區(qū)域中提供了相位頻率檢測(cè)器的輸入電路，該輸入電路接收緩沖后的參考信號(hào)，并其中所述區(qū)域與緩沖放大器除該電阻部件之外的部件隔開(kāi)，以便于獲得所述輸出阻抗。
全文摘要
公開(kāi)的是用于參考頻率信號(hào)分配電路的方法和電路結(jié)構(gòu)，其抑制由RF信號(hào)泄漏而引入的多余干擾成分。該方法和電路可以包括沿參考頻率信號(hào)通路對(duì)緩沖器部件重新布線，由此抑制連接到RF泄漏通路的電導(dǎo)和電感成分進(jìn)入電路。濾波器也可以在緩沖器之后使用，以抑制由對(duì)相位頻率檢測(cè)器中多余音頻的二次抽樣或參考信號(hào)與緩沖器信號(hào)通路中的干擾音頻之間的互調(diào)所引起的干擾成分。
文檔編號(hào)H03B5/04GK1998132SQ200580014186
公開(kāi)日2007年7月11日 申請(qǐng)日期2005年4月25日 優(yōu)先權(quán)日2004年5月4日
發(fā)明者S·馬蒂森, H·哈格伯格 申請(qǐng)人:艾利森電話股份有限公司