專利名稱：檢測信號的方法、檢測器和計算機程序產(chǎn)品的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及檢測信號的方法、檢測器和計算機程序產(chǎn)品。
背景技術(shù)：
在移動通信中，期望高的用戶容量和高的數(shù)據(jù)速率。為了實現(xiàn)此點，移動無線電系統(tǒng)的頻譜效率必須高。使用根據(jù)OFDM(正交頻分復(fù)用)的多載波調(diào)制，可以實現(xiàn)強健的性能和高頻譜效率。
在OFDM調(diào)制之前，可以執(zhí)行預(yù)變換，就形成了所謂的PT-OFDM(預(yù)變換OFDM)系統(tǒng)。
在[1]中(并且也在[2]中)，描述了用于PT-OFDM系統(tǒng)的迭代檢測算法。這將在下面描述。
迭代檢測算法的一次迭代(對應(yīng)于迭代指數(shù)(iteration index)i)對應(yīng)于三個階段重建步驟、線性濾波步驟和判定步驟。
在第i重建步驟(即，與迭代指數(shù)i相對應(yīng)的迭代中的重建步驟)中，估計接收信號r(接收的信號矢量)的第mi分量。這是利用先前檢測到的碼元 (即，在前一迭代中檢測到的信號矢量)進行的。mi對應(yīng)于具有第i最小的振幅的頻域信道。在濾波步驟中，通過由G表示的線性濾波器去除數(shù)據(jù)的交叉干擾(cross interference)。在檢測步驟中，進行初步(硬或軟)判定(由dec(.)表示)以產(chǎn)生在第i次迭代中檢測到的碼元 使r0＝r、x‾~=Gr‾0]]>以及x^0=dec(x‾0%)]]>來初始化該算法。
第i次迭代給出為r‾i=1‾mir‾i-1+0‾miΓwx^‾i-1]]>x‾~i=Gr‾i]]>x‾~i=dec(x‾~i)]]>其中，0m被定義為一對角矩陣，該對角矩陣的第m對角項的值為1而其他項的值為0，1m被定義為一對角矩陣，該對角矩陣的第m對角項的值為0而其他項的值為1。
在[1]中，在該迭代檢測算法中使用的濾波器基于最小平方標準，也被稱為零強制(zero forcing，ZF)濾波器。即使使用基于標準最小均方誤差(MMSE)的濾波器，改進也是微小的。
本發(fā)明的目的是提高現(xiàn)有檢測方法的性能。
通過具有根據(jù)獨立權(quán)利要求的特征的檢測信號的方法、檢測器和計算機程序產(chǎn)品來實現(xiàn)此目的。

發(fā)明內(nèi)容
提供了一種對經(jīng)由通信信道接收的信號進行檢測的方法，其中所述通信信道受噪聲的影響，其中根據(jù)濾波步驟來處理所述接收信號，所述濾波步驟包括將所述接收信號的至少一個分量與濾波器系數(shù)相乘，所述濾波器系數(shù)包括與所述噪聲的方差相對應(yīng)的噪聲方差偏移量。
此外，提供了一種根據(jù)上述檢測信號的方法的檢測器和計算機程序產(chǎn)生。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的發(fā)送器/接收器系統(tǒng)100。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的接收器200。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的非線性檢測單元。
具體實施例方式
作為示例，使用濾波器來重建接收信號，該接收信號具有作為附加輸入的信道噪聲方差，該濾波器獨立于影響信道的噪聲的方差大小對接收信號進行處理。將濾波器的至少一個濾波器系數(shù)修改一由噪聲方差組成的偏移量那么多。這意味著至少一個濾波器系數(shù)是以噪聲方差作為被加數(shù)的項。
利用本發(fā)明，相對于現(xiàn)有技術(shù)的方法，可以實現(xiàn)BER(位錯誤率)方面的性能提高，在高SNR(信噪比)的情況下，尤其如此。
本發(fā)明的實施例源自從屬權(quán)利要求。以該檢測信號的方法為背景描述的本發(fā)明的實施例對于檢測器和計算機程序產(chǎn)品也類似地有效。
在一個實施例中，將接收信號分組成多個塊。
根據(jù)所述濾波步驟對接收信號進行的處理可以對應(yīng)于將接收信號的塊與濾波矩陣相乘。
該濾波矩陣可對應(yīng)于多個矩陣的積，其中所述多個矩陣之一是信道系數(shù)矩陣，該信道系數(shù)矩陣包括作為信道系數(shù)的項的分量，這些分量指定信道的傳輸特性。
信道系數(shù)通常由h表示并且指定信道例如在頻域中的脈沖響應(yīng)。
在一個實施例中，信道系數(shù)矩陣的至少一個分量是信道系數(shù)和噪聲方差的項。在另一實施例中，信道系數(shù)矩陣的多個分量是信道系數(shù)和噪聲方差的項。
例如，信道系數(shù)矩陣的至少一個分量是信道系數(shù)的共軛除以信道系數(shù)絕對值與噪聲方差的平方和。
信道系數(shù)矩陣的至少一個分量可以是信道系數(shù)的倒數(shù)。
在一個實施例中，確定信道的噪聲的方差。
本發(fā)明例如可用于根據(jù)WLAN 11a、WLAN 11g、WLAN 11n、超級3G、HIPERLAN 2和WIMAX(微波接入世界互用)以及B3G(超3G)的通信系統(tǒng)。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的發(fā)送器/接收器系統(tǒng)100。
根據(jù)PT-OFDM(預(yù)變換正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)形成發(fā)送器/接收器系統(tǒng)100。為了簡單起見，假設(shè)M＝2k，例如M＝32，并且以一個OFDM碼元的形式同時發(fā)送M個信息碼元xm，m＝1，2，...，M。為了發(fā)送這些信息碼元，將信息碼元的矢量x＝[x1，x2，...，xm]T(在下面也稱為原始信號矢量)饋送給預(yù)變換單元101。上標T表示轉(zhuǎn)置運算符。
預(yù)變換單元101根據(jù)s＝W·x來計算原始信號矢量的調(diào)制碼元的矢量s＝[s1，s2，...sM]T。W代表大小為M×M的PT(預(yù)變換)矩陣。就利用每信道發(fā)送的信息碼元的數(shù)量而言，碼速率沒有損失。在OFDM系統(tǒng)的情況下，矩陣W將僅是單位矩陣(identity matrix)。
然后將由預(yù)變換單元101產(chǎn)生的調(diào)制碼元的矢量(或塊)s傳送到IFFT(快速逆傅立葉變換)單元102，IFFT單元102對調(diào)制碼元塊執(zhí)行快速逆傅立葉變換。
在本實施例中將快速逆傅立葉變換用作逆傅立葉變換的有效實現(xiàn)?？梢允褂闷渌蜃儞Q來代替快速逆傅立葉變換，例如離散正弦逆變換或離散余弦逆變換。
然后P/S(并行到串行)單元103將由IFFT單元102產(chǎn)生的矢量從并行映射到串行，即，映射到信號值的序列。循環(huán)前綴單元104將循環(huán)前綴插入信號值的序列以形成PT-OFDM碼元，經(jīng)由信道105發(fā)送PT-OFDM碼元。
所插入的循環(huán)前綴的時長不短于最大信道時延展寬。假設(shè)信道105是被附加白高斯(Gaussian)噪聲(AWGN)破壞的準/靜態(tài)頻率選擇雷利(Rayleigh)衰減信道。
預(yù)變換單元101、P/S單元102和循環(huán)前綴單元104是發(fā)送器106的部件。
PT-OFDM碼元被接收器107接收。循環(huán)前綴去除單元108從PT-OFDM碼元中去除循環(huán)前綴。S/P單元109將得到的信號值序列從并行映射到串行，并由FFT(快速傅立葉變換)單元110根據(jù)快速傅立葉變換對其進行域變換。與IFFT單元102類似，在其他實施例中，F(xiàn)FT單元110也可被調(diào)整以執(zhí)行離散正弦變換或離散余弦變換或另一域變換。
FFT單元110的輸出矢量可由r＝[r1，r2，...，rm]T表示并可被寫為r＝?！+n＝?！·x+n其中，Γ＝diag(h1，h2，...，hM)是具有對角元素h1，..，hM(其為頻域信道系數(shù))的對角矩陣，n是維數(shù)為M×1的AWGN矢量。由hm=Σnhn%exp(-j2πn(m-1)/M)]]>給出頻域信道系數(shù)，m＝1，2，...，M，假設(shè)采樣的間隔的第L次FIR(有窮輸入響應(yīng))信道模型為{hn％}Ln＝0L。
FFT單元110的輸出矢量r被饋送給檢測單元111。檢測單元111執(zhí)行迭代檢測算法。迭代檢測算法的一次迭代(對應(yīng)于迭代指數(shù)i)對應(yīng)于三個階段重建步驟、線性濾波步驟和判定步驟。
在第i重建步驟(即，與迭代指數(shù)i相對應(yīng)的迭代中的重建步驟)中，估計矢量r的第mi分量。這是利用先前檢測到的碼元 (即，在前一迭代中檢測到的信號矢量)進行的。mi對應(yīng)于具有第i最小的振幅的頻域信號。在濾波步驟中，通過由G表示的線性濾波器去除數(shù)據(jù)的交叉干擾。在檢測步驟中，進行初步(硬或軟)判定(由dec(.)表示)以產(chǎn)生在第i次迭代中檢測到的碼元 。當(dāng)執(zhí)行了最后一次迭代時(例如，在執(zhí)行了給定次數(shù)(例如4次)迭代之后)，由判定單元112輸出檢測到的碼元 使r0＝r、x‾~=Gr‾0]]>以及x^0=dec(x0%)]]>來初始化該算法。
第i次迭代給出為r‾i=1‾mir‾i-1+0‾miΓwx^‾i-1]]>x‾~i=Gr‾i]]>x‾^i=dec(x‾~i)]]>其中，0m被定義為一對角矩陣，該對角矩陣的第m對角項的值為1而其他項的值為0，1m被定義為一對角矩陣，該對角矩陣的第m對角項的值為0而其他項的值為1。
假設(shè)已知破壞信道105的噪聲的方差，則檢測單元111可以使用在下面描述的MMSE(最小均方誤差)濾波器來提高發(fā)送器/接收器系統(tǒng)100的性能。
考慮MMSE標準并且假設(shè)先前檢測到的碼元對于各個重建都是正確的，可以導(dǎo)出第i(i＝1，2，...，M)次迭代的線性濾波器G＝W-1·B＝W-1·diag(β1，β2，...，βM)其中 并且σ2是噪聲方差。在如上所述由檢測單元111執(zhí)行的重建算法的濾波步驟中使用該G。
對于重建算法的初始迭代，使用βm=hm*/(|hm|2+σ2),m=1,...,M,]]>
的MMSE濾波器。
當(dāng)矩陣W被選為酉矩陣(unitary matrix)并且具有恒定振幅的元素時，即使采用MMSE濾波器，mi的選擇也不改變(與具有第i最小的振幅的頻域信道相對應(yīng))。即，在假設(shè)前一次檢測正確的情況下，該選擇在每一檢測步驟處仍使較差經(jīng)后濾波的SNR最大化。
仿真顯示出使用該濾波器，可以降低誤差下限，并且可以針對高SNR實現(xiàn)更高的性能。要注意的是，MMSE濾波器需要知道在接收器處已知噪聲方差。然而，仿真顯示出其對噪聲方差誤差很強健。
在一個實施例中，擴展所述重建，如將參照圖2和圖3所描述的。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的接收器200。
在發(fā)送器/接收器系統(tǒng)100中，可以使用接收器200來代替圖1所示的接收器107。接收器200包括檢測單元201以及與圖1所示的接收器107的判定單元112相對應(yīng)的判定單元206。與接收器107類似，接收器200包括其他功能單元，例如FFT單元，它們沒有在圖2中示出。
與檢測單元111類似，將矢量r(例如執(zhí)行FFT的FFT單元的輸出矢量)饋送給檢測單元201。
接收器201的濾波單元202執(zhí)行重建算法的濾波步驟，例如上述重建算法的初始濾波步驟。濾波步驟的根據(jù)重建算法的以上描述的結(jié)果(由x0％表示)被提供給第一非線性檢測單元203。
該接收器還包括第二非線性檢測算法單元205。在下面參照圖3描述第一非線性檢測單元203和第二非線性檢測單元205的結(jié)構(gòu)。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的非線性檢測單元300。
如將在下面描述的，該非線性檢測單元執(zhí)行有序干擾抵消算法。
非線性檢測單元300的輸入矢量是對發(fā)送信號的軟估計(在第一非線性檢測單元的情況下，這是濾波單元202的輸出x0％)。非線性檢測單元300的輸入矢量被饋送到排序單元301。
排序單元301通過獲得該輸入到信號星座圖的任意點的最小歐式距離來執(zhí)行排序步驟。然后，從最大到最小歐式距離對輸入矢量的分量進行排序，并對輸入矢量的分量執(zhí)行硬判定以形成c1，c2，...，cM。
c1，c2，...，cM被饋送給抵消單元302，抵消單元302執(zhí)行下面的算法對于干擾抵消j＝1，...，J，(i)使用{ck}k≠j來抵消重建的接收信號rj以獲得對cj的軟估計(ii)對所述軟估計執(zhí)行硬判定，并更新新檢測到的cj(iii)增加j，并從(i)繼續(xù)J是抵消步驟的數(shù)量，例如被選為等于M。
作為示例，干擾抵消算法使用估計的“最佳”分量(它們距信號星座圖的歐式距離最小)來改進“較差”分量(其距信號星座圖的歐式距離較大)。
第一抵消單元302的輸出被饋送給重建單元204。重建單元204根據(jù)上述重建算法執(zhí)行第i次迭代(其中i＝1，2，...)的重建步驟和濾波步驟。
由重建單元204執(zhí)行的各迭代的結(jié)果被饋送給第二非線性檢測單元205。除了最后一次迭代之外，第二非線性檢測單元205的輸出被饋送回重建單元204以執(zhí)行下一迭代，同時所述輸出被提供給判定單元206，判定單元206產(chǎn)生接收器200的輸出。
接收器200還可以與根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)(根據(jù)矩陣w)的預(yù)變換和根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)(根據(jù)矩陣G)的濾波器一起使用。這意味著根據(jù)距離指標而對信號值進行排序以及使用最佳(就最小距離而言)信號值來抵消來自其他信號值的干擾的思想獨立于使用預(yù)變換矩陣并且獨立于使用依賴于用于數(shù)據(jù)發(fā)送的信道的噪聲方差的濾波器。
在上文中引用了以下文獻[1]Receiver Having a Signal Reconstructing Section for NoiseReduction，System and Method Thereof，國際申請?zhí)朠CT/SG02/00194[2]Z.Lei，Y.Wu，C.K.Ho，S.Sun，P.He和Y.Li，“Iterative detectionfor Walsh-Hadamard Transformed OFDM”，第57屆IEEE車輛技術(shù)會議論文集，Jeju，韓國，2003年4月，第637-640頁
權(quán)利要求
1.一種對經(jīng)由通信信道接收的信號進行檢測的方法，所述通信信道受噪聲的影響，其中-根據(jù)濾波步驟來處理所述接收的信號-所述濾波步驟包括將所述接收的信號的至少一個分量與濾波器系數(shù)相乘-所述濾波器系數(shù)包括與所述噪聲的方差相對應(yīng)的噪聲方差偏移量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述接收的信號被分組成多個塊。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，根據(jù)所述濾波步驟對所述接收的信號進行的處理對應(yīng)于將所述接收的信號的塊與濾波矩陣相乘。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，所述濾波矩陣對應(yīng)于多個矩陣的積，其中所述多個矩陣之一是信道系數(shù)矩陣，該信道系數(shù)矩陣包括作為信道系數(shù)的項的分量，這些分量指定所述信道的傳輸特性。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述信道系數(shù)矩陣的至少一個分量是信道系數(shù)和噪聲方差的項。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中，所述信道系數(shù)矩陣的至少一個分量是信道系數(shù)的共軛除以所述信道系數(shù)絕對值與所述噪聲方差的平方和。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述信道系數(shù)矩陣的至少一個分量是信道系數(shù)的倒數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一項所述的方法，其中，確定所述信道的噪聲的方差。
9.一種用于對經(jīng)由通信信道接收的信號進行檢測的檢測器，所述通信信道受噪聲的影響，所述檢測器包括處理單元，該處理單元適于根據(jù)濾波步驟來處理所述接收的信號，其中一所述濾波步驟包括將所述接收信號的至少一個分量與濾波器系數(shù)相乘-所述濾波器系數(shù)包括與所述噪聲的方差相對應(yīng)的噪聲方差偏移量。
10.一種計算機程序產(chǎn)品，其在被計算機運行時使該計算機執(zhí)行對經(jīng)由通信信道接收的信號進行檢測的方法，所述通信信道受噪聲的影響，其中-根據(jù)濾波步驟來處理所述接收的信號-所述濾波步驟包括將所述接收信號的至少一個分量與濾波器系數(shù)相乘-所述濾波器系數(shù)包括與所述噪聲的方差相對應(yīng)的噪聲方差偏移量。
全文摘要
本發(fā)明提供了檢測信號的方法、檢測器和計算機程序產(chǎn)品。描述了一種對經(jīng)由通信信道接收的信號進行檢測的方法，所述通信信道受噪聲的影響，其中，根據(jù)濾波步驟(202)來處理所述接收的信號，所述濾波步驟包括將所述接收信號的至少一個分量與濾波器系數(shù)相乘，所述濾波器系數(shù)包括與所述噪聲的方差相對應(yīng)的噪聲方差偏移量。
文檔編號H03H9/00GK101023590SQ200580029526
公開日2007年8月22日 申請日期2005年8月3日 優(yōu)先權(quán)日2004年8月3日
發(fā)明者何晉強, 吳巖, 孫素梅, 雷中定 申請人:新加坡科技研究局