專利名稱：連續(xù)時(shí)間delta－sigma調(diào)制器的背景校正的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種調(diào)制器，特別是涉及一種用以校正一連續(xù)時(shí)間調(diào)制器的校正裝置與方法。
背景技術(shù)：
調(diào)制器被廣泛地用于過取樣(over-sampling)的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，以實(shí)現(xiàn)相較于粗糙的量化，較高分辨率的模擬至數(shù)字的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換。目前，多數(shù)調(diào)制器使用離散時(shí)間回路濾波器(loop filter)。已有許多研究使用連續(xù)時(shí)間回路濾波器。圖1示出了使用連續(xù)時(shí)間回路濾波器的傳統(tǒng)調(diào)制器200的方塊圖。例如，一連續(xù)時(shí)間(或模擬)輸入訊號x(t)，經(jīng)過連續(xù)時(shí)間回路濾波器230，輸入至量化器240，然后轉(zhuǎn)換成一離散時(shí)間輸出序列y[n]。輸出序列y[n]經(jīng)由一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)260，被回授至回路濾波器230。量化器240依據(jù)時(shí)序訊號(clock)將連續(xù)時(shí)間訊號轉(zhuǎn)換至離散時(shí)間序列?；芈窞V波器230通常包括一個(gè)或多個(gè)連續(xù)時(shí)間積分器，積分器用以模擬1/(sT)的理想響應(yīng)，其中T是相關(guān)于此時(shí)序訊號的周期。回路濾波器230與至少一個(gè)訊號路徑及加法運(yùn)算相關(guān)。例如，圖2示出的三階回路濾波器230包括三個(gè)積分器與三個(gè)加法器。
輸出序列y[n]是由輸入訊號x(t)、量化器240的量化誤差，與濾波器230的響應(yīng)所決定。雖然在調(diào)制器200中并不存在可將連續(xù)時(shí)間輸入訊號x(t)轉(zhuǎn)換成離散時(shí)間序列x[n]的準(zhǔn)確取樣電路，然量化器240是以該時(shí)序訊號來對x(t)進(jìn)行同步地取樣運(yùn)算。量化器240根據(jù)此時(shí)序訊號產(chǎn)生出一離散輸出序列，此序列即為調(diào)制器200的輸出序列y[n]。
根據(jù)均等定理(equivalence theorem)，連續(xù)時(shí)間輸入訊號x(t)可由離散時(shí)間序列x[n]＝x(t＝nT)均等地表示。據(jù)此，圖3示出了通用來描述連續(xù)時(shí)間調(diào)制器200的一行為模型。例如，取樣器205將連續(xù)時(shí)間輸入訊號x(t)轉(zhuǎn)換為離散時(shí)間序列x[n]。量化器240的操作是以加入一量化誤差序列e[n]至此系統(tǒng)來描述。離散時(shí)間序列x[n]是以一訊號轉(zhuǎn)換函數(shù)STF(z)245來進(jìn)行濾波，而量化誤差序列e[n]是以一噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)255來進(jìn)行濾波。在加法器265中，STF(z)245的輸出是與NTF(z)255相加，產(chǎn)生此調(diào)制器的輸出序列y[n]。STF(z)245與NTF(z)255兩者皆由回路濾波器230來決定。例如，相應(yīng)于圖2的三階回路濾波器230的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)255為NTF(z)＝1/(1+L(z))，其中L(z)＝g1/(z-1)+g2/2·(z+1)/(z-1)2+g3/6·(z2+4z+1)/(z-1)3回路濾波器230的內(nèi)部參數(shù)，例如是圖2的回路濾波器230的系數(shù)g1、g2、g3，被選擇以得到一目標(biāo)噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。通常需要能將量化誤差抑制在的所需頻帶內(nèi)的一噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)，以改善頻帶內(nèi)訊號量化誤差比(inbandsignal-to-quantization-noise ratio)。例如，選擇g1＝11/6、g2＝2、g3＝1，可以得到一典型的三階噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)(1-z-1)3。
當(dāng)實(shí)現(xiàn)了一集成電路內(nèi)的一調(diào)制器時(shí)，回路濾波器230的內(nèi)部參數(shù)，例如是圖2的回路濾波器230的系數(shù)g1、g2、g3，通常取決于電阻或電容間的比率?，F(xiàn)代的集成電路中相同種類的電路組件的值通常能夠匹配。雖然對于每個(gè)單一的電阻(或電容)的電阻值(或電容值)的差異很大，例如是30％，兩相同種類的的電阻或電容的比值通常很準(zhǔn)確，例如準(zhǔn)確度在0.1％。因此，集成電路中，系數(shù)g1、g2、g3的有效值通?？梢钥刂频暮芎?。最大的問題通常發(fā)生在不準(zhǔn)確的積分器中。
一連續(xù)時(shí)間積分器通常以圖4A的OTA-C積分器，或圖4B的R-C積分器來實(shí)現(xiàn)。對于此OTA-C積分器，輸入電壓是由一運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(operational transconductance amplifier，OTA)轉(zhuǎn)成輸出電流。這輸出電流藉由電容被積分，并被轉(zhuǎn)成一輸出電壓。若適當(dāng)?shù)剡x擇跨導(dǎo)Gm與電容C的值，使得T＝C/Gm，即“時(shí)間常數(shù)”C/Gm等于時(shí)序訊號周期，則此OTA-C積分器的電壓轉(zhuǎn)換函數(shù)為Gm/(sC)，與1/(sT)的所求響應(yīng)相符合。對于R-C積分器，由于運(yùn)算放大器的高增益的緣故，若適當(dāng)?shù)剡x擇電阻R與電容C的值，使得T＝RC，即“時(shí)間常數(shù)”RC等于時(shí)序訊號周期，則輸入電壓到輸出電壓的轉(zhuǎn)換函數(shù)為1/(sRC)。
然而，在實(shí)際電路中，組件的值總是有偏移現(xiàn)象。例如，在典型的互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)集成電路中，跨導(dǎo)、電阻與電容值的不確定性可能導(dǎo)致積分器的C/Gm或RC的值與所設(shè)計(jì)的值的差異達(dá)到30％。如此通常會導(dǎo)致調(diào)制器的效能降低。更糟的是，可能導(dǎo)致不穩(wěn)定性，并造成系統(tǒng)無法正常運(yùn)作。此外，C/Gm與RC的值皆與溫度有關(guān)。因此即使C/Gm或RC的值在初始階段就作校正，可能因?yàn)闇囟鹊年P(guān)系使得C/Gm或RC的值改變。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的是提供一種校正電路，用以調(diào)整一連續(xù)時(shí)間調(diào)制器的一個(gè)或多個(gè)積分器的時(shí)間常數(shù)，此校正電路可以在初始階段校正，或間歇地校正，或?yàn)轫憫?yīng)一命令訊號來校正，或周期性又連續(xù)性地校正。在一實(shí)施例中，一主要調(diào)制器用以將一連續(xù)時(shí)間輸入訊號轉(zhuǎn)換成一離散時(shí)間輸出序列。此校正電路使用一附屬調(diào)制器來估測積分器的時(shí)間常數(shù)(或一時(shí)間常數(shù)的相對誤差)，并對應(yīng)地調(diào)整主要調(diào)制器的至少一積分器的時(shí)間常數(shù)。例如，附屬調(diào)制器包括一連續(xù)時(shí)間回路濾波器，以及具有實(shí)質(zhì)上與主要調(diào)制器的積分器相似的電路設(shè)計(jì)的至少一積分器。
在一實(shí)施例中，此附屬調(diào)制器為一一階調(diào)制器，此附屬調(diào)制器具有一積分器、一粗糙量化器(例如是5級)與一粗糙的回授數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)。此附屬調(diào)制器用以產(chǎn)生一誤差序列與一附屬輸出序列，以回應(yīng)一校正序列。由于校正序列的緣故，此誤差序列包含額外噪聲。
在一實(shí)施例中，一估測電路依據(jù)估測序列與附屬輸出序列產(chǎn)生一估測訊號。估測訊號表示此附屬調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)的相對誤差。一控制電路依據(jù)此估測訊號，調(diào)整主要調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)。例如，控制電路輸出一個(gè)或多個(gè)控制訊號，以選擇性地連接電路組件的陣列(例如數(shù)個(gè)電阻或電容)至此積分器，以調(diào)整時(shí)間常數(shù)。在一實(shí)施例中，此控制電路亦調(diào)整此附屬調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)。
在一實(shí)施例中，估測電路包括一適應(yīng)性濾波器，以藉由檢測誤差序列與附屬輸出序列間的相關(guān)性，估測附屬調(diào)制器的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。例如，基于最小均方(least mean square，LMS)算法或其它算法的一適應(yīng)性有限脈沖響應(yīng)(finite impulse response，F(xiàn)IR)濾波器或一適應(yīng)性無限脈沖響應(yīng)(infiniteimpulse response，IIR)濾波器，用來決定誤差序列與附屬輸出序列間的相關(guān)性。在一實(shí)施例中，估測器電路還包括一加法電路，以在適應(yīng)性濾波器的收斂性下，將兩個(gè)或更多濾波器系數(shù)加總，產(chǎn)生估測訊號，此估測訊號代表附屬調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)的誤差比率。
在一實(shí)施例中，一校正序列產(chǎn)生器提供校正序列(即假隨機(jī)噪聲序列或一周期性序列)。此校正序列可于附屬調(diào)制器的量化器之前或之后輸入。在一實(shí)施例中，附屬調(diào)制器包括一區(qū)域回授回路，以補(bǔ)償過量延遲。此區(qū)域回授回路的一實(shí)施例包括一舍入函數(shù)電路、一數(shù)據(jù)觸發(fā)器、一增益組件與一加法電路。舍入函數(shù)耦接于一量化器輸出端與附屬調(diào)制器的輸出端間。數(shù)據(jù)觸發(fā)器耦接于附屬調(diào)制器的輸出端與回授的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸入端間。增益組件的輸入端耦接于回授的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸入端。加法電路用以將量化器輸出的序列減去增益組件的輸出數(shù)據(jù)。在此區(qū)域回授回路的實(shí)施例中，校正序列可以于舍入函數(shù)電路的輸入端或舍入函數(shù)電路的輸出端被輸入。由附屬調(diào)制器所產(chǎn)生的誤差序列包括校正序列與舍入函數(shù)電路所造成的額外噪聲。
為使本發(fā)明的上述目的、特征、和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉一較佳實(shí)施例，并結(jié)合附圖詳細(xì)說明如下。


圖1示出了使用連續(xù)時(shí)間回路濾波器的傳統(tǒng)調(diào)制器的方塊圖。
圖2示出了三階連續(xù)時(shí)間回路濾波器的一例。
圖3示出了描述連續(xù)時(shí)間調(diào)制器的一行為模型的一例。
圖4A示出了連續(xù)時(shí)間積分器的一例的結(jié)構(gòu)圖。
圖4B示出了連續(xù)時(shí)間積分器的另一例的結(jié)構(gòu)圖。
圖5示出了使用附屬調(diào)制器來調(diào)整主要調(diào)制器的積分器時(shí)間常數(shù)的一實(shí)施例的方塊圖。
圖6示出了圖5的校正電路的附屬調(diào)制器的一實(shí)施例的方塊圖。
圖7示出了圖6的附屬調(diào)制器的一實(shí)施例的方塊圖。
圖8示出了一時(shí)間常數(shù)估測器的一實(shí)施例。
圖9示出了一適應(yīng)性濾波器的一實(shí)施例。
圖10示出了一時(shí)間常數(shù)估測器的另一實(shí)施例。
圖11示出了一適應(yīng)性濾波器的另一實(shí)施例。
圖12A與圖12B示出了可調(diào)時(shí)間常數(shù)積分器的實(shí)施例。
附圖符號說明
200A主要調(diào)制器205取樣器230回路濾波器233、235、237回路濾波器230的系數(shù)240、480量化器245訊號轉(zhuǎn)換函數(shù)255噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)260、490數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器265、420、440、455、460、480A、530、560加法器290運(yùn)算跨導(dǎo)放大器295運(yùn)算放大器300校正訊號產(chǎn)生器400附屬調(diào)制器410積分器430回授增益參數(shù)430A濾波器450舍入函數(shù)電路470數(shù)據(jù)觸發(fā)器500時(shí)間常數(shù)估測器510無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器520適應(yīng)性有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器540FIR濾波器550適應(yīng)性無限脈沖響應(yīng)濾波器600時(shí)間常數(shù)控制器具體實(shí)施方式
本發(fā)明是關(guān)于一調(diào)制器的校正方法與校正裝置。本發(fā)明說明書所述的數(shù)個(gè)本發(fā)明實(shí)施例，并非用以限定本發(fā)明的實(shí)施方法，本發(fā)明可以不同方式來實(shí)現(xiàn)。
如上所述，連續(xù)時(shí)間積分器為連續(xù)時(shí)間DELTA-SIGMA調(diào)制器(DELTA-SIGMA modulator，DSM)的基礎(chǔ)建構(gòu)方塊。積分器藉由OTA-C電路或R-C電路來實(shí)現(xiàn)。兩音的特性皆取決于時(shí)間常數(shù)。對于OTA-C電路，時(shí)間常數(shù)為C/Gm；對于R-C電路，時(shí)間常數(shù)為RC。時(shí)間常數(shù)的不精確為導(dǎo)致調(diào)制器的噪聲整型(noise-shaping)行為偏離設(shè)計(jì)目標(biāo)的主要原因。雖然積分器的時(shí)間常數(shù)在大幅偏離其正常值的情況下，兩積分器的時(shí)間常數(shù)的匹配情形仍相當(dāng)不錯(cuò)。例如，若一積分器的時(shí)間常數(shù)較正常設(shè)計(jì)值大30％，則在同一集成電路中的另一相同類型的積分器的時(shí)間常數(shù)亦會大于正常設(shè)計(jì)值約30％。因?yàn)樵趦烧叩臅r(shí)間常數(shù)的誤差比率方面，相似設(shè)計(jì)的積分器的匹配情況仍會良好。因此以一積分器的時(shí)間常數(shù)的估測值用來當(dāng)作基準(zhǔn)，用來調(diào)整其它積分器的時(shí)間常數(shù)，以使得其時(shí)間常數(shù)接近其設(shè)計(jì)目標(biāo)。
圖5示出了依照本發(fā)明的校正連續(xù)時(shí)間調(diào)制器的方法。圖5示出了一校正電路的實(shí)施例，此校正電路用以校正主要調(diào)制器200A的時(shí)間常數(shù)。主要調(diào)制器200A為使用中的調(diào)制器，將一輸入連續(xù)時(shí)間模擬訊號x(t)轉(zhuǎn)換為一輸出序列y[n]。在一實(shí)施例中，此校正電路包括一附屬調(diào)制器400，一校正訊號產(chǎn)生器300，一時(shí)間常數(shù)估測器500，與一時(shí)間常數(shù)控制器600。在一實(shí)施例中，主要調(diào)制器200A與附屬調(diào)制器400使用實(shí)質(zhì)上相似的電路設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)內(nèi)部的連續(xù)時(shí)間積分器。相似電路設(shè)計(jì)的此數(shù)個(gè)積分器的時(shí)間常數(shù)的誤差比率彼此間匹配。如此，附屬調(diào)制器400可作為一測試電路，來估測主要調(diào)制器200A的內(nèi)部連續(xù)時(shí)間積分器的時(shí)間常數(shù)的誤差比率。主要調(diào)制器200A的內(nèi)部連續(xù)時(shí)間積分器的時(shí)間常數(shù)，可以依據(jù)一個(gè)或多個(gè)由時(shí)間常數(shù)控制器600所產(chǎn)生的控制訊號來調(diào)整(或校正)。
在一實(shí)施例中，附屬調(diào)制器400用以進(jìn)行校正測試，而非實(shí)際用以處理連續(xù)時(shí)間輸入訊號。例如，附屬調(diào)制器400為一相對簡單的設(shè)計(jì)(例如一階調(diào)制器，搭配一粗糙的量化器)來降低系統(tǒng)成本。校正訊號產(chǎn)生器300產(chǎn)生一校正序列c[n]，可以是一假隨機(jī)(pseudo-random)序列或一周期性序列。在一內(nèi)部量化器(例如是兩位量化器)之前或之后，校正序列c[n]被輸入至附屬調(diào)制器400。附屬調(diào)制器400依據(jù)該校正序列c[n]以產(chǎn)生一誤差序列e[n]與一輸出序列z[n]。誤差序列e[n]為附屬調(diào)制器400調(diào)制校正序列c[n]所造成的噪聲。此輸出序列z[n]相關(guān)于校正序列c[n]。
時(shí)間常數(shù)估測器500檢測錯(cuò)誤序列e[n]與附屬調(diào)制器400的輸出序列z[n]間的相關(guān)性，以決定出(或估測)一積分器時(shí)間常數(shù)。此決策輸入至控制器600(即經(jīng)過一時(shí)間常數(shù)估測訊號)，接著控制器600輸出控制訊號來調(diào)整主要調(diào)制器200A的積分器的時(shí)間常數(shù)。在一實(shí)施例中，附屬調(diào)制器400的一積分器的時(shí)間常數(shù)亦被調(diào)整。時(shí)間常數(shù)可以在初始階段時(shí)校正，或間歇地校正，或?yàn)轫憫?yīng)一命令訊號來校正，或周期性、連續(xù)性地校正。例如，當(dāng)主要調(diào)制器200A處理輸入訊號時(shí)，時(shí)間常數(shù)可以作調(diào)整。
圖6示出了依照本發(fā)明的附屬調(diào)制器400的實(shí)施例。圖6的附屬調(diào)制器400為一階調(diào)制器，包括一積分器410，一量化器(例如是五級的粗糙量化器)480，與一粗糙的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)490。積分器410具有一轉(zhuǎn)換函數(shù)-k/sT，其中T是相關(guān)于一時(shí)序訊號周期與一時(shí)間常數(shù)的標(biāo)稱值(nominalvalue)，而k為表示積分器410的時(shí)間常數(shù)的誤差比率的一參數(shù)。例如，若k＝1.3，時(shí)間常數(shù)小于標(biāo)稱值30％。在積分器410的轉(zhuǎn)換函數(shù)中的負(fù)號，表示DAC 490的負(fù)回授。
在一實(shí)施例中，附屬調(diào)制器400還包括一區(qū)域回授回路，用以補(bǔ)償過量延遲(excess delay)。例如，區(qū)域回授回路包括一舍入函數(shù)電路(round-offfunction)450，一數(shù)據(jù)觸發(fā)器(data flip-flop，DFF)470，回授增益參數(shù)430，與一加法器420。在一實(shí)施例中，DFF470操作于一第二時(shí)序訊號，此第二時(shí)序訊號相較于量化器480的時(shí)序訊號，具有依延遲時(shí)間d·T。校正序列c[n]可以在舍入函數(shù)電路450之前或之后輸入。加法器460計(jì)算出此額外噪聲，此額外噪聲與校正序列c[n]與舍入函數(shù)電路450有關(guān)。加法器460輸出誤差序列e[n]。附屬調(diào)制器400的輸出序列z[n]作為DFF470的輸入訊號。積分器410的時(shí)間常數(shù)的誤差比率，以參數(shù)k表示，可藉由檢測誤差序列e[n]與輸出序列z[n]間的相關(guān)性而得到。
圖7示出了附屬調(diào)制器400的行為模型。在圖7的附屬調(diào)制器400的行為模型中，積分器410的過量延遲(d·T)亦以一離散時(shí)間濾波器來表示，此離散時(shí)間濾波器的響應(yīng)為1/(z-1)-d·z-1，以一增益參數(shù)-k作縮放。增益參數(shù)的負(fù)號表示負(fù)回授，而縮放參數(shù)k表示積分器410的時(shí)間常數(shù)的誤差比率。量化器480所造成的量化誤差是以一額外噪聲序列q[n]來表示，額外噪聲序列q[n]經(jīng)由加法器480A輸入至附屬調(diào)制器400。DFF470所形成的區(qū)域回授回路與增益方塊430是以一濾波器430A來表示。校正序列c[n]與舍入函數(shù)電路450所造成的額外噪聲是以另一額外噪聲序列e[n]表示，此額外噪聲序列e[n]經(jīng)由加法器455輸入至附屬調(diào)制器400。使用此模型，用以對應(yīng)于q[n]與e[n]的輸出序列z[n]以下式表示
Z(z)＝[Q(z)+E(z)]·[1-z-1]/[1+(α+k-k·d-1)·z-1+(k·d-α)·z-2]；或較簡單地Z(z)＝[Q(z)+E(z)]·NTF(z)，Z(z)、Q(z)與E(z)為分別為z[n]、q[n]與e[n]的z轉(zhuǎn)換(z-transform)。此噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)有以下關(guān)系NTF(z)＝[1-z-1]/[1+(α+k+k·d-1)·z-1+(k·d-α)·z-2]e[n]與z[n]間的相關(guān)性是由此噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)NTF(z)來決定，由此轉(zhuǎn)換函數(shù)，可得到積分器410的時(shí)間常數(shù)的縮放參數(shù)k與相對應(yīng)的誤差比率。
在本發(fā)明的一實(shí)施例中，可使用適應(yīng)性有限脈沖響應(yīng)(finite impulseresponse，F(xiàn)IR)濾波器，來估測附屬調(diào)制器400的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)，如圖8所示。附屬調(diào)制器400的行為是依據(jù)上述z[n]、q[n]與e[n]間的關(guān)系來建立模型。此誤差序列e[n]與輸出序列z[n]輸入至?xí)r間常數(shù)估測器500。在一實(shí)施例中，時(shí)間常數(shù)估測器500包括一無限脈沖響應(yīng)(infinite impulse response，IIR)濾波器510，例如是一離散時(shí)間積分器1/[1-z-1]，一適應(yīng)性FIR濾波器520與一加法器530。在適當(dāng)調(diào)整后，此適應(yīng)性FIR濾波器520與此固定IIR濾波器(或一積分器)510串接后，形成以下響應(yīng)[1+c1·z-1+c2·z-2]/[1-z-1]，其中c1＝α+k-k·d-1，c2＝k·d-α換言之，離散時(shí)間積分器510與適應(yīng)性FIR濾波器520會產(chǎn)生一響應(yīng)，其為NTF(z)的倒數(shù)。如此，積分器510與適應(yīng)性FIR濾波器520會回復(fù)附屬調(diào)制器400對誤差序列e[n]所做的事。誤差序列e[n]與適應(yīng)性FIR濾波器520的輸出訊號w[n]的差值是以加法器530來計(jì)算，得到一剩余序列(residualsequence)r[n]，此剩余序列r[n]用以適應(yīng)FIR濾波器520，使得剩余序列r[n]最小化。
圖9示出了適應(yīng)性FIR濾波器520的實(shí)施例。適應(yīng)性FIR濾波器520包括一增益參數(shù)μ，此增益參數(shù)μ相關(guān)于一適應(yīng)步長(adaptation step size)。在一實(shí)施例中，此適應(yīng)步長需為足夠小，使適應(yīng)性FIR濾波器520可以收斂。在一實(shí)施例，適應(yīng)性FIR濾波器520使用最小均方(least mean square)適應(yīng)法，將此剩余序列r[n]最小化。亦可使用其它適應(yīng)方法(或算法)。
在適應(yīng)性FIR濾波器的收斂性下，濾波器系數(shù)c1與c2具有以下關(guān)系
c1+c2＝k-1換言之，濾波系數(shù)的總和表示附屬調(diào)制器400的積分器410的時(shí)間常數(shù)的相對誤差。例如，若在此收斂性下c1+c2＝0.1，積分器410的時(shí)間常數(shù)大約比一設(shè)計(jì)值小10％。如此，時(shí)間常數(shù)估測器500估測此時(shí)間常數(shù)的相對誤差。此信息(即時(shí)間常數(shù)估測訊號)再輸入至?xí)r間常數(shù)控制器600，來調(diào)整主要調(diào)制器200A的至少一內(nèi)部積分器的時(shí)間常數(shù)。在一實(shí)施例中，附屬調(diào)制器400的積分器410的時(shí)間常數(shù)亦被調(diào)整。
圖10示出了時(shí)間常數(shù)估測器500的另一實(shí)施例，時(shí)間常數(shù)估測器500使用一適應(yīng)性IIR濾波器來估測附屬調(diào)制器400的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)。例如，一FIR濾波器(例如是1-z-1)540與一適應(yīng)性IIR濾波器550串接，以對誤差序列e[n]進(jìn)行濾波，得到一序列p[n]。適應(yīng)性IIR濾波器550被調(diào)整，以使得p[n]與z[n]間的差值r[n]最小化。差值序列r[n]是由加法器560產(chǎn)生。
圖11示出了適應(yīng)性IIR濾波器550的一實(shí)施例。適應(yīng)性IIR濾波器550包括一增益參數(shù)μ，此增益參數(shù)μ相關(guān)于一適應(yīng)步長。在一實(shí)施例中，此適應(yīng)步長需為足夠小，使適應(yīng)性IIR濾波器550可以收斂。在一實(shí)施例，適應(yīng)性IIR濾波器550使用最小均方(least mean square)適應(yīng)法，將此剩余序列r[n]最小化。亦可使用其它適應(yīng)方法(或算法)。在滿足收斂性的情況下，與FIR濾波器540串接的適應(yīng)性IIR濾波器550，產(chǎn)生與附屬調(diào)制器400的噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)匹配的一響應(yīng)。經(jīng)過適當(dāng)?shù)恼{(diào)整，F(xiàn)IR濾波器540與適應(yīng)性IIR濾波器550串接后，所得到的響應(yīng)以下式表示[1-z-1]/[1+c1·z-1+c2·z-2]，其中c1＝α+k-k·d-1，c2＝k·d-α與上述適應(yīng)性FIR濾波器520相似，適應(yīng)性IIR濾波器550的濾波系數(shù)的總和在滿足收斂性的情況下，具有以下關(guān)系c1+c2＝k-1在圖8與圖10所示出了的架構(gòu)中，附屬調(diào)制器400內(nèi)的積分器410是假設(shè)為零漏失。實(shí)際上，積分器410會有一些漏失，且其響應(yīng)變成k/(sT+β)，其中β為一常數(shù)，表示積分器的漏失。為使此架構(gòu)更強(qiáng)健，漏失系被考慮進(jìn)去，且圖8的積分器方塊510調(diào)整成具有一響應(yīng)1/[1-γ·z-1]，或圖10的濾波器540被調(diào)整成具有一響應(yīng)[1-γ·z-1]，其中γ＝exp(-β)為一離散時(shí)間積分器的漏失參數(shù)。
在一實(shí)施例中，時(shí)間常數(shù)估測器500輸出一時(shí)間常數(shù)估測訊號，以標(biāo)示積分器410的時(shí)間常數(shù)的誤差比率。時(shí)間常數(shù)估測器500輸出時(shí)間常數(shù)估測訊號至?xí)r間常數(shù)控制器600。時(shí)間常數(shù)控制器600輸出一個(gè)或多個(gè)控制訊號，來調(diào)整主要調(diào)制器200A的至少一個(gè)積分器的時(shí)間常數(shù)。在一實(shí)施例中，控制訊號亦調(diào)整附屬調(diào)制器400的積分器410的時(shí)間常數(shù)。有很多方法是用來調(diào)整連續(xù)時(shí)間積分器的時(shí)間常數(shù)。在圖12A示出了的實(shí)施例中，一電容陣列用以調(diào)整輸出電容，因此調(diào)整一OTA-C積分器的時(shí)間常數(shù)。例如，時(shí)間常數(shù)控制器600輸出控制訊號S1、S2與S3來控制數(shù)個(gè)開關(guān)，這些開關(guān)分別容許此積分器選擇性地包括或不包括電容C1、C2與C3，作為其輸出電容。相似的設(shè)計(jì)亦可用于一R-C積分器。圖12B示出了一R-C積分器，與用來調(diào)整其時(shí)間常數(shù)的電阻陣列與電容陣列。
綜上所述，雖然本發(fā)明已以一較佳實(shí)施例披露如上，然其并非用以限定本發(fā)明。本領(lǐng)域的技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的前提下可作各種的更動與潤飾。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍以本發(fā)明的權(quán)利要求為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種校正電路，用以調(diào)整一第一調(diào)制器的一第一電路的時(shí)間常數(shù)，該第一調(diào)制器用以將一輸入訊號轉(zhuǎn)換至一第一輸出序列，該校正電路包括一第二調(diào)制器，包括一第二電路，該第二電路具有實(shí)質(zhì)上與該第一電路相似的電路設(shè)計(jì)，其中該第二調(diào)制器用以針對一校正序列，產(chǎn)生一誤差序列與一第二輸出序列；一估測電路，用以依據(jù)該誤差序列與該第二輸出序列，產(chǎn)生一估測訊號；以及一控制器電路，用以依據(jù)該估測訊號，調(diào)整該第一電路的時(shí)間常數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的校正電路，其中該估測電路還包括一適應(yīng)性濾波器電路，用以決定該誤差序列與該第二輸出序列間的相關(guān)性。
3.如權(quán)利要求2所述的校正電路，其中該適應(yīng)性濾波電路包括一固定有限脈沖響應(yīng)濾波器，該有限脈沖響應(yīng)濾波器與一無限脈沖響應(yīng)濾波器串接。
4.如權(quán)利要求2所述的校正電路，其中該適應(yīng)性濾波電路包括一固定無限脈沖響應(yīng)濾波器，該無限脈沖響應(yīng)濾波器與一適應(yīng)性有限脈沖響應(yīng)濾波器串接。
5.如權(quán)利要求4所述的校正電路，其中該固定無限脈沖響應(yīng)濾波器為一離散時(shí)間積分器。
6.如權(quán)利要求2所述的校正電路，其中該估測訊號依據(jù)該適應(yīng)性濾波電路的至少二濾波器系數(shù)來產(chǎn)生。
7.如權(quán)利要求2所述的校正電路，其中該估測電路還包括一加法電路，該加法電路計(jì)算該適應(yīng)性濾波電路的至少二濾波系數(shù)的總和，來產(chǎn)生該估測訊號。
8.如權(quán)利要求1所述的校正電路，其中該控制器電路輸出至少一控制訊號，以選擇性地連接一電路組件陣列，來調(diào)整該第一電路的時(shí)間常數(shù)。
9.如權(quán)利要求1所述的校正電路，其中該第二調(diào)制器還包括一量化器，該量化器耦接于該第二電路與該第二調(diào)制器的一輸出端之間。
10.如權(quán)利要求9所述的校正電路，其中該第二調(diào)制器包括一區(qū)域回授回路，以補(bǔ)償過量延遲，該區(qū)域回授回路包括一舍入函數(shù)電路，耦接于該量化器的輸出端與該第二調(diào)制器的輸出端之間；一數(shù)據(jù)觸發(fā)器，耦接于該第二調(diào)制器的輸出端與一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸入端之間；一增益組件，其輸入端與該數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端耦接；以及一加法電路，用以將該量化器的輸出序列減去該增益組件的輸出訊號。
11.如權(quán)利要求10所述的校正電路，其中該校正序列輸入至該舍入函數(shù)電路的輸入端與該舍入函數(shù)電路的輸出端的其中之一。
12.如權(quán)利要求10所述的校正電路，其中該誤差序列包括該校正序列與該舍入函數(shù)電路所造成的額外噪聲。
13.如權(quán)利要求1所述的校正電路，其中該校正序列為一假隨機(jī)噪聲序列或是一周期性序列。
14.如權(quán)利要求1所述的校正電路，其中該第二調(diào)制器為一一階調(diào)制器，包括一積分器、一量化器與一回授數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中，該第二電路為該積分器。
15.一種時(shí)間常數(shù)校正方法，用以校正一第一調(diào)制器的一第一電路的時(shí)間常數(shù)，該第一調(diào)制器用以針對一輸入訊號，產(chǎn)生一輸出序列，該方法包括輸入一校正序列至一第二調(diào)制器，該第二調(diào)制器包括一第二電路，該第二電路的電路設(shè)計(jì)與該第一路的電路設(shè)計(jì)實(shí)質(zhì)上相似；產(chǎn)生一估測訊號，該估測訊號代表該第二電路的時(shí)間常數(shù)的誤差比率，其中該估測訊號取決于該第二調(diào)制器的一第二輸出序列與一誤差序列的相關(guān)性，其中該誤差序列包括由該校正序列所造成的額外噪聲；以及依據(jù)該估測訊號來調(diào)整該第一電路的時(shí)間常數(shù)。
16.如權(quán)利要求15所述的校正方法，其中產(chǎn)生該估測訊號的步驟包括使用一適應(yīng)性濾波器來估測該第二調(diào)制器的一噪聲轉(zhuǎn)換函數(shù)；以及將該適應(yīng)性濾波器的至少二濾波系數(shù)加總。
17.如權(quán)利要求15所述的校正方法，其中調(diào)整該時(shí)間常數(shù)的步驟包括選擇性地連接一電路組件陣列至該第一電路。
全文摘要
一第一調(diào)制器將一連續(xù)時(shí)間輸入訊號轉(zhuǎn)換成一離散時(shí)間輸出序列。一校正電路包括一第二調(diào)制器，校正電路估測一積分器時(shí)間常數(shù)的誤差比率，并據(jù)以調(diào)整第一調(diào)制器的至少一積分器的時(shí)間常數(shù)。第二調(diào)制器與第一調(diào)制器所使用的積分器的電路設(shè)計(jì)實(shí)質(zhì)上相似。第二調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)的誤差比率，與第一調(diào)制器的積分器的時(shí)間常數(shù)的相對應(yīng)誤差比率藉由將一校正序列輸入至第二調(diào)制器，并檢測誤差序列與第二調(diào)制器的輸出序列間的相關(guān)性來進(jìn)行估測。
文檔編號H03M1/12GK1956341SQ20061010319
公開日2007年5月2日 申請日期2006年7月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月7日
發(fā)明者林嘉亮 申請人:瑞昱半導(dǎo)體股份有限公司