專利名稱：基準(zhǔn)碼元輔助的信道估計方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本申請總的來說涉及在接收器裝置內(nèi)的直接判決的信道估計。

背景技術(shù)：
導(dǎo)頻碼元輔助的最小均方誤差(MMSE)信道估計(在導(dǎo)出的信道估計值中僅使用預(yù)定或已知的碼元，其在本領(lǐng)域中一般被稱為導(dǎo)頻和前同步碼元)是眾所周知用來在單個或多載波系統(tǒng)中獲得用于碼元解碼的信道增益信息的方法。比如說，將導(dǎo)頻碼元輔助的MMSE信道估計方法用于正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)，例如根據(jù)電氣與電子工程師協(xié)會(IEEE)802.11a和802.11g標(biāo)準(zhǔn)工作的那些系統(tǒng)。
在某些系統(tǒng)中，設(shè)計導(dǎo)頻碼元布局和密度以僅對于低速應(yīng)用啟用導(dǎo)頻碼元輔助的MMSE信道估計，比如，以步行者速度進行的應(yīng)用。然而，當(dāng)以較高的速度操作這樣的系統(tǒng)時，絕對的導(dǎo)頻碼元輔助的信道估計方法經(jīng)常證明為不適當(dāng)?shù)?。為了改進對在較高速度時的系統(tǒng)的信道估計，可以使用直接判決的MMSE信道估計方法。在此還將這一直接判決的方法稱為基準(zhǔn)碼元輔助的信道估計以涵蓋在該信道估計處理中有可能使用預(yù)定的以及再生的碼元。再生的基準(zhǔn)碼元典型地而非必須地為數(shù)據(jù)碼元。
為了利用導(dǎo)頻和再生的數(shù)據(jù)碼元來實現(xiàn)基準(zhǔn)碼元輔助的MMSE信道估計方法，OFDM系統(tǒng)內(nèi)的接收器通常包括MMSE預(yù)測信道估計器來推斷在給定的數(shù)據(jù)碼元位置或瞬時值時的信道增益。MMSE估計器實質(zhì)上是線性濾波器，它根據(jù)通常在相鄰(在時間或頻率方面)碼元上的一組“原始的”或即時的估計值產(chǎn)生平滑的或預(yù)測的信道估計值。該估計器將這些原始的信道估計值與從一組相應(yīng)的濾波系數(shù)中選擇出的濾波系數(shù)相結(jié)合來預(yù)測給定的數(shù)據(jù)碼元的信道估計值。
可以對每一個數(shù)據(jù)碼元瞬時值預(yù)計算一組系數(shù)，并在查找表內(nèi)存儲該組系數(shù)。對于對稱延遲/多普勒輪廓，該系數(shù)是實值的，提供了計算的和存儲器的節(jié)約。作為改進，可以提供并最好是適當(dāng)?shù)剡x擇與不同的信道狀態(tài)有關(guān)的幾個系數(shù)庫(例如，衰減率，信噪比(SNR)等)。
對于多級星座系統(tǒng)(例如，16或64位正交調(diào)幅(QAM))，即時的信道估計值的噪聲變化取決于調(diào)制后的碼元的幅值。為了優(yōu)化在此情況下的性能，理想地應(yīng)該將濾波系數(shù)設(shè)計成該碼元幅值的函數(shù)。然而，這會導(dǎo)致禁止的大容量存儲器需求。對于N個分接頭的估計器，系數(shù)集合的數(shù)目等于MN，其中M是碼元幅值的數(shù)目(例如，對于16QAM，M＝3，而對于64QAM，M＝9)。比如說，在利用64QAM的接收器內(nèi)的十個分接頭的估計器將需要910個不同的系數(shù)集合。
一種已知的用于最小化系數(shù)存儲器的方法是在計算估計器系數(shù)時假設(shè)相同的碼元幅值。然而，該方法由于一般在本領(lǐng)域中所謂的“噪聲增強”而導(dǎo)致次優(yōu)化利用16QAM或64QAM的接收器性能。在形成該原始的信道估計值過程中，每當(dāng)碼元的幅值二次冪小于平均值時，噪聲就增強了。例如，通過gi＝vi/pi＝(pihi+ni)/pi＝hi+(ni/pi)來提供碼元i的原始的信道估計值，其中v是接收器解調(diào)器輸出，p是碼元值，h是信道增益且n是噪聲。如上所示，對于小的幅值，放大有效的噪聲項ni/pi。一般地，對于16QAM，平均噪聲增量大約為2.8dB，而對于64QAM，平均噪聲增量大約為4.3dB。
因此，就存在對提供了改進的多級星座性能而無需不切實際的存儲量的信道估計方法和裝置的需求。其進一步合乎要求的是該信道估計方法和裝置使得帶有導(dǎo)頻碼元輔助的MMSE信道估計的系統(tǒng)能夠高速工作。



現(xiàn)在將參考附圖、僅僅通過實例來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其中 圖1表示一種接收器，其包括根據(jù)本發(fā)明實施例工作的信道估計器； 圖2表示一種用于根據(jù)本發(fā)明實施例的信道估計的方法； 圖3表示一種根據(jù)本發(fā)明實施例的信道估計實現(xiàn)方法；以及 圖4是用來表示圖3所示信道估計執(zhí)行方法的碼元幅值的64QAM四分之一星座圖。

具體實施例方式 雖然本發(fā)明容許多個不同形式的實施例，其中在附圖中顯示了該實施例，而且在此將在具體的特定實施例中對其進行描述，根據(jù)理解，將認(rèn)為此公開內(nèi)容為本發(fā)明原則的實例，而且此公開內(nèi)容不打算將本發(fā)明限定到所示及所述的特定實施例。此外，在此使用的術(shù)語和詞語并不認(rèn)為是進行限定的，而寧愿說是僅僅進行描述的。還將理解到為了簡單和清楚地說明，可以不描述在商業(yè)上可行的實施例中有用或必需的公共及眾所周知的元件，這是為了考慮促進對這些多種實施例更少的妨礙。而且，不必按比例繪制附圖中顯示的元件。比如說，相對于彼此放大某些元件的大小。此外，考慮的適當(dāng)?shù)奈恢?，在附圖中重復(fù)參考數(shù)字來表示相應(yīng)的元件。
通常根據(jù)本發(fā)明的各個實施例而言，將信道估計方法和裝置描述成能夠使得帶有導(dǎo)頻碼元輔助的MMSE信道估計進行高速工作，其中減小了系數(shù)存儲器，同時對已知假設(shè)了相同碼元幅值的方法提供了極大的性能改善。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到以上公認(rèn)優(yōu)勢和在此描述的其他優(yōu)勢都僅僅是示范性的，并不意味著完全表示了本發(fā)明的各個實施例的全部優(yōu)勢。
現(xiàn)在參照附圖，具體地說圖1，一般以100顯示和指示接收器，該接收器100包括根據(jù)本發(fā)明實施例的直接判決信道估計方法和裝置。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識和認(rèn)可到該說明性實例的特性并不是發(fā)明本身的特性，在此闡述的教導(dǎo)可應(yīng)用于各種可供選擇的設(shè)置。比如說，接收器100可以被包含在OFDM系統(tǒng)內(nèi)(即，OFDM接收器)，該OFDM系統(tǒng)根據(jù)IEEE802.11a或802.11g標(biāo)準(zhǔn)在4.9GHz頻譜或其他任何適當(dāng)?shù)念l譜內(nèi)工作。而且，比如說，可以配置接收器100以實現(xiàn)各種調(diào)制技術(shù)，例如，16-QAM、64-QAM、相移鍵控(PSK)等。為了顯示這些各種技術(shù)的實際例子，將接收器100描述成OFDM接收器。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)很容易理解到該說明并不意味著將本發(fā)明限定為OFDM系統(tǒng)，而預(yù)料到可以在其他類型的系統(tǒng)內(nèi)執(zhí)行本發(fā)明的各個實施例。
更具體地說，根據(jù)圖1所示的實施例，接收器100在理論上包括一個或多個天線元件102、解調(diào)/解調(diào)器裝置106(比如說，實現(xiàn)快速傅立葉變換(FFT)操作的裝置)、乘法器110、比特量度計算機114、優(yōu)選地基于維特比算法的解交織器和解調(diào)器118、碼元再生器124、典型地根據(jù)接收器性能而預(yù)確定的延遲元件128以及幅值二次冪算子148。比如說，可以使用本領(lǐng)域眾所周知的現(xiàn)有裝置來實現(xiàn)以上接收器100的元件。
根據(jù)本發(fā)明的各種教導(dǎo)，接收器100進一步包括信道估計器130(理想地為MMSE估計器)。根據(jù)本發(fā)明的實施例，可以將估計器130實現(xiàn)為適當(dāng)?shù)奶幚砥髟O(shè)備，對它進行編程以執(zhí)行存儲在可由接收器100訪問的適當(dāng)?shù)拇鎯ζ?未顯示)內(nèi)的一組指令?？梢宰鳛檫x擇地以適當(dāng)?shù)挠布崿F(xiàn)估計器130。一般包含在接收器100內(nèi)卻為了清楚說明本發(fā)明實施例而沒有顯示的還有現(xiàn)有的和適當(dāng)?shù)慕邮掌麟娐?，正如在本領(lǐng)域中眾所周知的，該接收器電路在一個或多個天線102與解調(diào)器106之間，用以執(zhí)行所有要求的濾波和下變換操作，其中該濾波和下變換操作是為了獲得時域數(shù)字基帶信號所必需的。
在操作過程中，由天線102接收射頻(RF)信號，其中將該射頻信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字基帶信號104。通過FFT解調(diào)操作106處理信號104，用以在輸出108對于每一個發(fā)射的OFDM頻帶生成一組解調(diào)后的子信道復(fù)合碼元。對于該組子信道碼元輸出108中的每一個復(fù)合碼元，乘法器110根據(jù)當(dāng)前復(fù)合信道估計值146的復(fù)共軛來對該碼元定標(biāo)。然后將定標(biāo)后的復(fù)合碼元112饋入比特量度計算機114，該比特量度計算機114基于定標(biāo)后的復(fù)合碼元112和從幅值二次冪算子148輸出的復(fù)合信道估計值幅值二次冪150來產(chǎn)生比特量度116(理想地為軟比特量度)。來自于所有子信道的軟比特量度116饋入產(chǎn)生比特判決120的解交織器和基于維特比算法的解調(diào)器118。
信道估計器130在以下每一個子信道上操作。將比特判決值120饋入碼元再生器124，碼元再生器124重新編碼、交織并映射比特判決值120來為每一個子信道產(chǎn)生再生的碼元126。再生的碼元126與之前來自于FFT解調(diào)器106的該組子信道碼元輸出108中的復(fù)合碼元D碼元相對應(yīng)，這由于解交織、解碼和碼元再生延遲。延遲后的復(fù)合子信道輸出134來自于D碼元延遲元件128，并與再生的碼元126時間對準(zhǔn)。通過逆算子132和乘法器136，根據(jù)逆再生的碼元126定標(biāo)延遲后的、時間對準(zhǔn)的子信道碼元134。乘法器138的輸出是來自于之前D碼元的原始信道增益估計值，并饋入由圖1所示的延遲元件140和信道估計濾波器系數(shù)142表示的分接的延遲線結(jié)構(gòu)。通過加法器144把分接的延遲線輸出加在一起，該加法器144的輸出是當(dāng)前信道估計值146。由于非零延遲D，所以信道估計器130實際上是理想地預(yù)測的。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)到圖2，顯示并通常用200來指示表示了根據(jù)本發(fā)明實施例的信道估計方法的流程圖。在細(xì)述方法200的步驟之前，描述基準(zhǔn)碼元輔助的信號估計背后的原理將會很有用?；鶞?zhǔn)碼元輔助的信號估計的目標(biāo)是確定在第k個數(shù)據(jù)碼元的信道增益的估計值hk。為了估計接收器在其處理方法中所具有的這些量 ●解調(diào)后的碼元采樣vk＝[v1k v2k…vNk]T的N×1矢量(或集合)，其中T表示轉(zhuǎn)置； ●已知的前同步或再生的數(shù)據(jù)碼元pk＝[p1k p2k…pNk]T的矢量(或集合)；以及 ●預(yù)期的信道條件，包括最壞情況多普勒效應(yīng)和延遲擴展。
為了快速改變信道條件，使用的基準(zhǔn)碼元的數(shù)目N和位置典型地取決于數(shù)據(jù)碼元索引k。比如說，一般只有在時間或頻率感測上接近于給定的數(shù)據(jù)碼元的碼元會對該解決方案有很大影響。因此，在理論上，為了降低復(fù)雜性，可以安全地忽略其他碼元。在以下的討論中，為了簡單起見和減少說明而放棄清楚的K注釋。
根據(jù)估計原理可以顯示出，可以根據(jù)以下公式形成線性MMSE估計值h，其中給定了一組解調(diào)后的碼元采樣v 其中Rhv＝E{hvH}，Rvv＝E{vvH}，而且上標(biāo)H表示共軛轉(zhuǎn)置矩陣操作。
可以將采樣矢量建模為 v＝Ph+n，(2) 其中P＝diag(p)是已知碼元的N×N對角矩陣，而且h和n分別是信道增益和噪聲的N×1矢量，因此， Rhv＝E{hvH}＝E{h(Ph+n)H}＝E{hhHPH}+E{hnH}＝E{hhH}PH，(3) 其中，由于噪聲和信道增益是無關(guān)聯(lián)的，所以可以丟棄第二項E{hnH}。可以將E{hhH}寫做γrhH，其中γ是平均信道功率增益，而rh是在數(shù)據(jù)碼元瞬時值k與參考瞬時值之間正在衰減的信道的歸一化N×1互相關(guān)矢量。因此， 同理，可以顯示出Rvv等于 Rvv＝γPRhhPH+Rnn，(5) 其中Rhh是信道增益的歸一化協(xié)方差矩陣，而Rnn是噪聲協(xié)方差(N×N)。就像rh那樣，可以根據(jù)預(yù)期的衰減統(tǒng)計來預(yù)確定Rhh。
如果假設(shè)噪聲分量是穩(wěn)態(tài)和白色的，則Rnn＝σ2I。進行適當(dāng)?shù)闹脫Q，估計器(1)就變成 可以通過執(zhí)行某些操作對其進一步簡化以生成以下公式，其中該操作包括二次冪、可逆P矩陣 根據(jù)以下公式給出所接收的信號對噪聲的比率ρ 因此可以將噪聲項(σn2/γ)P-1P-H寫作ρ-1E{|pi|2}P-1P-H。通過假設(shè)(關(guān)于余數(shù)的詳細(xì)說明)對所有模塊的星座值進行歸一化以致E{|pi|2}＝1，并通過將g＝P-1v定義為“原始”信道增益估計值的集合，其中通過把基準(zhǔn)碼元劃分成所接收的采樣(gi＝vi/pi)來獲得“原始”信道增益估計值的集合，而且 作為估計器系數(shù)的N×1矢量，信道估計器簡單地變成了 現(xiàn)在我們返回到方法200的詳細(xì)說明，方法200用于生成圖2所示的當(dāng)前解調(diào)器輸出采樣的信道估計值。信道估計器必須選擇一組解調(diào)器輸出采樣vi和一組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元pi(210)，其中i一般是從1到N(估計器中的分接數(shù))，而且其中每一個所選的基準(zhǔn)碼元都具有對應(yīng)于所選的解調(diào)器輸出采樣的時間。在理論上，用來生成當(dāng)前信道估計值的基準(zhǔn)碼元是作為接近于(在時間或頻率上)相應(yīng)的當(dāng)前解調(diào)器輸出采樣的1到N個碼元的基準(zhǔn)碼元的序列，而且比如說，該基準(zhǔn)碼元序列可以是已知基準(zhǔn)碼元和再生的基準(zhǔn)碼元的組合或者是所有再生的基準(zhǔn)碼元。每一個基準(zhǔn)碼元在理論上都具有幅值，該幅值是多個預(yù)定幅值中的一個，這取決于所使用的調(diào)制類型。比如說，如果接收器使用64QAM，每一個基準(zhǔn)碼元幅值就可以是對于該調(diào)制類型的9個不同的可用碼元幅值中的一個。另外可供選擇地，如果接收器使用16QAM，每一個基準(zhǔn)碼元幅值就可以是對于該調(diào)制類型的3個不同的可用碼元幅值中的一個。
估計器生成一組原始信道估計值gi(220)，比如說，通過將每一個所選的解調(diào)器輸出采樣vi除以其對應(yīng)于參考碼元pi的時間。根據(jù)本發(fā)明的實施例，估計器將該組原始信道估計值再分成多個子集，其中再次劃分的步驟在理論上基于一個或多個標(biāo)準(zhǔn)，例如壽命或關(guān)聯(lián)性。這在每一個子集中可以是從1到N-1個原始信道估計值的任何地方。
比如說，在以下將參照圖3和4進行更詳細(xì)解釋的實施例中，可以基于比較原始信道估計值的壽命與閾值來細(xì)分原始信道估計值序列。例如，可以基于相應(yīng)的pi(用來生成信道估計值)在時間上有多靠近當(dāng)前解調(diào)的輸出采樣來確定給定的原始信道估計值gi的壽命。另外可供選擇地，可以基于相應(yīng)的pi(用來生成信道估計值)在頻率上有多接近當(dāng)前解調(diào)的輸出采樣來確定給定的原始信道估計值的關(guān)聯(lián)性。
于是，估計器對每一個子集分配和提供相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元幅值量化方案來選擇相應(yīng)的濾波器系數(shù)集合。應(yīng)當(dāng)容易理解到可以對事前的(在生成的實際信道估計值之前的)每一個子集分配量化方案，并生成以瞬時值基礎(chǔ)應(yīng)用為信道估計值的量化方案。該量化方案可以是單級量化方案、多級量化方案或無量化，其中該量化方案一般還可以取決于用來細(xì)分該組原始信道估計值的標(biāo)準(zhǔn)。在單級量化方案中，可以把與所選的基準(zhǔn)碼元集合有關(guān)的多個碼元幅值量化成一個級別。在多級量化方案中，可以把與所選的基準(zhǔn)碼元集合有關(guān)的多個碼元幅值量化成兩個或多個級別。最后，在該量化方案為無量化時，根本不量化與所選的基準(zhǔn)碼元集合有關(guān)的多個碼元幅值。
為了實現(xiàn)本發(fā)明的優(yōu)勢，即在以相對較高的速度保留關(guān)于應(yīng)用的適當(dāng)性能級別的同時減小系數(shù)存儲器，可以為單級量化方案分配子集之一。比如說，在執(zhí)行過程中，可以基于原始信道估計值的壽命是否在壽命閾值內(nèi)來將該組原始信道估計值分成兩個子集。更具體地說，該壽命閾值是以所選的再生的碼元在時間上有多接近當(dāng)前調(diào)制器輸出采樣為基礎(chǔ)的。在理論上為單級量化方案分配那些根據(jù)所選的再生的碼元計算的原始信道估計值，其中所選的再生的碼元在壽命閾值外，這可以，比如說，假設(shè)相同的幅值碼元。越多新近碼元在壽命閾值內(nèi)，比如說，就可以在無量化的量化方案中分配最新近的R個碼元(例如，近乎于2或3個碼元)，其中相應(yīng)的系數(shù)是基于該碼元幅值的。這一解決方案基于對及時遠溯的觀察應(yīng)該幾乎不影響信道估計值的理解。這一次優(yōu)的、相同幅值的假設(shè)應(yīng)該具有更小的影響，如果在此進行限制的話。
根據(jù)該解決方案，由以下公式提供系數(shù)矢量 其中U＝diag(u)＝diag([u1u2…un])定義了一組噪聲級別權(quán)重。對于最新近的R個(例如，2或3)碼元，將權(quán)重設(shè)置成它們標(biāo)稱的碼元相關(guān)值，即ui＝|pi|-2，i＝1到R。對于保留的、較早的碼元，將權(quán)重設(shè)置成平均噪聲增強級別E{|pi|-2}，其對應(yīng)于每一個碼元的調(diào)制類型，即對于PSK、16QAM和64QAM來說，ui分別等于1、1.9和2.7。
注意，在開始的脈沖瞬間，觀察時間間隔的較早部分可以包括兩種調(diào)制類型(比如說，二進制PSK前同步/信號場，后面跟隨著16QAM或64QAM數(shù)據(jù))，結(jié)果生成兩個不同的權(quán)重。根據(jù)該方法，將每個碼元索引的最大數(shù)量系數(shù)集合從MN減少到MR，其中M是不同的碼元幅值的數(shù)量(對于16QAM和64QAM來說分別是3和9)。
根據(jù)本發(fā)明的教導(dǎo)，為了進一步減少系數(shù)集合的數(shù)量，可以量化R個碼元相關(guān)的權(quán)重。這可以通過將M個可能的碼元幅值分區(qū)成K個子集來實現(xiàn)，其中K＜M?？梢詾樗蟹祵儆诓糠肿蛹痥(k＝1到K)的碼元分配公共權(quán)重Uk，該公共權(quán)重Uk等于該子集的平均噪聲增量。根據(jù)該解決方案，進一步將最大數(shù)量系數(shù)集合從MR減少到KR。
一旦將量化方案應(yīng)用到了每一個子集，估計器就確定一組相應(yīng)的濾波器系數(shù)(250)，其中該濾波器系數(shù)是以應(yīng)用到原始信道估計值的子集的量化方案為基礎(chǔ)的。更具體地說，為每一個子集中的每一個原始估計值分配相應(yīng)的濾波器系數(shù)。在實施例中，可以從查找表中獲得該相應(yīng)的濾波器系數(shù)，比如說，該查找表是以相應(yīng)的再生的碼元幅值和/或應(yīng)用到其中包含了原始估計值的子集的量化方案為基礎(chǔ)進行索引的，該再生的碼元用來生成原始信道估計值。
然后，估計器組合該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)來生成當(dāng)前解調(diào)后的輸出采樣的信道估計值(260)。在執(zhí)行過程中，信道估計值是該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)的內(nèi)積，其中通過將每一個原始信道估計值乘以其相應(yīng)的系數(shù)并對所有的這些乘數(shù)求和來計算該內(nèi)積，參照圖1所示。
應(yīng)當(dāng)容易地理解量化對于64QAM來說是最具優(yōu)勢的，因為它具有最大數(shù)量可用的碼元幅值。因此，圖3和4基于利用了該調(diào)制類型的接收器來表示本發(fā)明的應(yīng)用。圖3表示一組再生的碼元(p1-p10)，根據(jù)該再生的碼元計算一組相應(yīng)的原始信道估計值。如圖所見，可以將此再生的碼元細(xì)分為兩個子集310和320，其中在子集320中的碼元(即，碼元p9和p10)落入在遠離當(dāng)前碼元300的R＝2的碼元內(nèi)的閾值內(nèi)。反之，在子集310中的碼元落在了在遠離當(dāng)前碼元300的R＝2的碼元內(nèi)的閾值外。由(固有的)1-級量化器340為子集310內(nèi)的碼元分配單級量化方案，并由量化器330將多級(在此情況下為四級，即K＝4)量化方案應(yīng)用到子集320。量化器340被稱為固有的，這是因為具有單級輸出，不必執(zhí)行實際量化。由量化器330輸出子集320中每一個碼元的量化級別(例如，由量化子集索引q所表示的)。除了其他可能的包含了正如前面所提到的碼元索引的輸入之外，向查找表350輸入由量化器330和340輸出的值，該查找表350輸出信道估計器系數(shù)360。
圖4利用示范性的對于K＝1-4的4元分區(qū)來顯示64QAM星座的右上象限，它可以用作子集320的量化方案。本領(lǐng)域技術(shù)人員將了解到其他象限是對稱的。為了最佳的接收器性能，在理論上最精確地表示導(dǎo)致最大噪聲增量的碼元的特征。因此，該分區(qū)內(nèi)的內(nèi)部星座點是左邊非量化的。以下表1提供了圖4所示量化方案的示范性噪聲權(quán)重。
表1 可以通過參照圖2來描述本發(fā)明的另一實施例。在該實施例中，執(zhí)行除了步驟230之外的所有步驟，其中該步驟230將該組原始信道估計值細(xì)分為多個子集。此外，將多級量化方案分配到該組原始信道估計值。于是可以類似于上述方式來確定當(dāng)前信道估計值。
根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的方法提供了一種量化解決方案，其中級數(shù)K根據(jù)瞬時的子集而改變，無量化或用于更多新近子集的更高的K值。本領(lǐng)域技術(shù)人員將了解到如果采用二維估計(即，另外使用來自于其他子信道的信道信息)，就可以使用相同的解決方案，但是量化級數(shù)根據(jù)觀察和估計瞬時值之間的時間-頻率距離而改變。
雖然連同本發(fā)明的特定實施例一同描述了本發(fā)明，但是對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，附加的優(yōu)勢和修改將會容易地出現(xiàn)。因此本發(fā)明在其更為寬廣的方面并不局限于所示及所述的特定細(xì)節(jié)、代表性裝置和示范性實例。根據(jù)上述說明，各種替換、修改和變形對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說都將是顯而易見的。因此，應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明并不局限于上述說明，而包含所有根據(jù)所附的權(quán)利要求的精神和范圍的替換、修改和變形。
權(quán)利要求
1.一種用于基準(zhǔn)碼元輔助的信道估計的方法，包括以下步驟
選擇一組解調(diào)器輸出采樣和一組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元，其中在該組中的每一基準(zhǔn)碼元都具有幅值，該幅值為一組預(yù)定幅值中的一個；
在該組解調(diào)器輸出采樣和該組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元的基礎(chǔ)上生成一組原始信道估計值；
將該組原始信道估計值細(xì)分為多個子集；
為每一子集分配相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元幅值量化方案并將該方案應(yīng)用于該子集；
確定一組濾波器系數(shù)，該濾波器系數(shù)是基于應(yīng)用到原始信道估計值的子集的量化方案的；以及
組合該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)來生成信道估計值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，通過把該組解調(diào)器輸出采樣中的每一解調(diào)器輸出采樣除以該組基準(zhǔn)碼元中的相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元來生成該組原始信道估計值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，該組預(yù)定幅值是基于在正交調(diào)幅(QAM)方案與相移鍵控(PSK)方案的至少其中之一中的可用碼元幅值的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，該組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元包括至少一個已知的基準(zhǔn)碼元。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，該組基準(zhǔn)碼元包括所有再生的基準(zhǔn)碼元。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，該信道估計值是該組原始信道估計值與該組濾波器系數(shù)的內(nèi)積。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，從查找表中檢索出濾波器系數(shù)，該查找表以應(yīng)用到原始信道估計值的子集的量化方案為基礎(chǔ)進行索引。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，基于至少一種標(biāo)準(zhǔn)來細(xì)分原始信道估計值的子集。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，該至少一種標(biāo)準(zhǔn)包括壽命與關(guān)聯(lián)性中的至少其中之一。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中
將子集內(nèi)的原始信道估計值與相應(yīng)的濾波器系數(shù)相組合，該子集具有位于閾值外的壽命與關(guān)聯(lián)性中的至少一個，且該濾波器系數(shù)以單級量化方案為基礎(chǔ)；以及
將剩余的子集內(nèi)的原始信道估計值與相應(yīng)的濾波器系數(shù)相組合，該濾波器系數(shù)以無量化的量化方案與多級量化方案中的至少一個為基礎(chǔ)。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，為一個子集分配單級量化方案。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，為至少一個子集分配無量化的量化方案。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，為至少一個子集分配多級量化方案。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中，該多級量化方案是以所使用的調(diào)制類型為基礎(chǔ)的。
15.一種接收器，包括
用于接收信號的至少一個天線元件；
用于根據(jù)所接收的信號生成基帶信號的接收器電路；
用于根據(jù)基帶信號生成輸出采樣的解調(diào)器；以及
配置以執(zhí)行以下步驟的處理器
選擇一組解調(diào)器輸出采樣和一組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元，其中在該集合中的每一基準(zhǔn)碼元都具有幅值，該幅值為一組預(yù)定幅值中的一個；
以該組解調(diào)器輸出采樣和該組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元為基礎(chǔ)生成一組原始信道估計值；
將該組原始信道估計值細(xì)分為多個子集；
為每一子集分配相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元幅值量化方案并將該方案應(yīng)用到該子集；
確定一組濾波器系數(shù)，該組濾波器系數(shù)是基于應(yīng)用到原始信道估計值的子集的量化方案的；以及
組合該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)來生成信道估計值。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的接收器，其中，該接收器用于正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的接收器，其中，該OFDM系統(tǒng)根據(jù)電氣與電子工程師協(xié)會802.11a和802.11g標(biāo)準(zhǔn)中的一個工作。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的接收器，其中，該系統(tǒng)以4.9GHz頻譜工作。
19.一種用于基準(zhǔn)碼元輔助的信道估計的方法，包括以下步驟
選擇一組解調(diào)器輸出采樣和一組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元，其中在該集合中的每一基準(zhǔn)碼元都具有幅值，該幅值為一組預(yù)定幅值中的一個；
在該組解調(diào)器輸出采樣和該組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元的基礎(chǔ)上生成一組原始信道估計值；
為該組原始信道估計值分配多級基準(zhǔn)碼元量化方案并將該方案應(yīng)用到該組原始信道估計值；
確定一組濾波器系數(shù)，該濾波器系數(shù)是基于應(yīng)用到該組原始信道估計值的多級量化方案的；以及
組合該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)來生成信道估計值。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種系統(tǒng)，其包括接收器(100)，該接收器(100)被配置以選擇一組解調(diào)器輸出采樣和一組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元(210)；在該組解調(diào)器輸出采樣和該組相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元的基礎(chǔ)上生成一組原始信道估計值(220)；將該組原始信道估計值細(xì)分為多個子集(230)；為每一子集分配相應(yīng)的基準(zhǔn)碼元幅值量化方案并將該方案應(yīng)用到該子集(240)；確定一組濾波器系數(shù)，該濾波器系數(shù)是基于應(yīng)用到原始信道估計值的子集的量化方案的(250)；以及組合該組原始信道估計值和該組濾波器系數(shù)來生成信道估計值(260)。
文檔編號H03D1/00GK101156315SQ200680010167
公開日2008年4月2日 申請日期2006年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月4日
發(fā)明者史蒂文·C·賈斯珀, 羅伯特·J·科克, 科林·D·弗蘭克, 伊薩姆·R·馬赫盧夫 申請人:摩托羅位公司