專利名稱：高效率放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在廣播以及通信中使用的高效率放大器。
技術背景廣播用以及通信用的RF放大器希望能夠高效線性地放大RF信 號。而一般在放大器中提高效率與提高線性二者不同時成立。放大器 的效率在增加輸入信號的功率等級的同時提高，表示出放大器在迎來 飽和的附近迎來最大效率的特性。近年來，在作為輸入信號使用在廣 播以及移動通信等中使用的PAPR (Peak to Average Power Ratio，峰 值平均功率之比)大的調制波的情況下，在飽和點附近的動作點中由 于發(fā)生因放大器的飽和引起的信號波形的限幅，因此線性極大地惡化。為此， 一般在廣播用以及通信用的RF放大器中，在從飽和點較 大地得到輸出補償?shù)膭幼魉较率褂茫谳^大地得到來自飽和點的輸 出補償?shù)膭幼魉较碌母咝史浅Ｖ匾?。對此，作為較大地得到來自 飽和點的輸出補償?shù)膭幼魉较绿岣咝实挠行Х椒?，報告了多爾?放大器。例如，圖14表示作為在非專利文獻1中表示的現(xiàn)有的高效率放大 器的多而蒂放大器的結構和各部分的電長度、輸入信號的電平小時從 各部分觀看的阻抗。圖14表示的多爾蒂放大器具備輸入端子1、輸入 分配電路2、 A類或者AB類偏置的載波放大器3、偏移相位線路4、 90。相位線路5、相位線路6、 B類或者C類偏置的峰值放大器7、偏 移相位線路8、 90。相位線路9以及輸出端子10。另外，圖14中圖示出載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11、 峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12、由輸入分配電路2所分配 的路徑的輸出合成點13。這里，載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11是在載波放大器3的輸出 一側觀看負載一側的負載阻抗為最大的 點，峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12是在峰值放大器7的輸 出一側觀看偏移相位線8的輸出一側的阻抗為最大的點。另夕卜，圖15表示作為在上述非專利文獻1中表示的現(xiàn)有的高效率 放大器的多爾蒂放大器的結構和各部分的電長度、輸入信號的電平大 時的從各部分觀看的阻抗的圖，與圖14相同的符號是相同的部分。在載波放大器3上連接的偏移相位線路4具有從載波放大器3的 輸出一側的阻抗基準點11觀看栽波放大器3的輸出一側的輸出阻抗為 最大的電長度0c。同樣，在峰值放大器7上連接的偏移相位線路8具 有從峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12觀看峰值放大器7的輸 出一側的輸出阻抗為最大的電長度ep。另外，90。相位線路5以及卯。 相位線路9的電長度是90。，相位線路6的電長度是9O + 9c-0p。從輸入端子1輸入的RF信號由輸入一側分配電路2分配為栽波 放大器3 —側的路徑和峰值放大器7 —側的路徑這兩條路徑。在載波 放大器3 —側的路徑中，來自輸入一側分配電路3的RF信號凈皮輸入 到載波放大器3,來自載波放大器3的RF信號經(jīng)過偏移相位線路4 以及90。相位線路5輸出到輸出合成點13。另外，在峰值放大器7 — 側的路徑中，來自輸入一側分配電路2的RF信號經(jīng)過相位線路6被 輸入到峰值放大器7，來自峰值放大器7的RF信號經(jīng)過偏移相位線 路8被輸出到輸出合成點13。在輸出合成點13中，來自載波放大器3 的RF信號與來自峰值放大器7的RF輸出信號被合成后輸出。圖14中，在輸入信號的電平小的情況下，B類或者C類偏置的 峰值放大器7成為關斷狀態(tài)，即成為不放大RF信號的狀態(tài)，通過偏 移相位線路8的作用，從峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12 觀看到的峰值放大器7的輸出阻抗理想地成為無窮大(開路open)。 在現(xiàn)有的多爾蒂放大器中，由于阻抗基準點12與輸出合成點13直接 連接，可以視為同一個點，因此從輸出合成點13觀看峰值放大器7 一側的輸出阻抗理想地成為無窮大(開路)。這時，如果把從輸出合成點13觀看90。相位線路9的負栽阻抗設為R/2 (R是多爾蒂放大器的負栽阻抗)，把90。相位線路5的特性 阻抗設為R，則通過90。相位線路5的阻抗變換作用，從載波放大器3 的輸出一側的阻抗基準點11觀看輸出一側的負載阻抗成為2R，從輸 出合成點13僅輸出來自載波放大器3的RF信號。另一方面，圖15中，在輸入信號的電平大時，由于B類或者C 類偏置的峰值放大器7成為導通狀態(tài)，即放大RF信號的狀態(tài)，因此 來自栽波放大器3以及峰值放大器7的RF信號在輸出合成點13被合 成后輸出。這時，從載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11以及峰 值放大器7的輸出 一側的阻抗基準點12觀看輸出 一側的負載阻抗都成 為R。這里，如果預先在多爾蒂放大器中進行設計，使得當負載阻抗為 2R時，在載波放大器3中雖然飽和功率小但效率升高，預先設計成使 得當負栽阻抗是R時在載波放大器3以及峰值放大器7中飽和功率變 大，則在輸入信號的電平小時，載波放大器3高效動作，在輸入信號 的電平大時，能夠使載波放大器3以及峰值放大器7動作，使得飽和 功率增大。通過以上的兩個作用，即，通過根據(jù)輸入信號的電平，峰值放大 器7的輸出與栽波放大器3合成這樣的作用，以及根據(jù)輸入信號的電 平，從載波放大器3以及峰值放大器7觀看輸出一側的負載阻抗發(fā)生 變化這樣的作用，在來自飽和的輸出補償大的狀態(tài)下，能夠實現(xiàn)高效 率的動作。圖16表示多爾蒂放大器的對于輸出功率的效率特性。在理想的多 爾蒂放大器中，如圖16所示，在作為多爾蒂放大器的飽和點a和輸出 補償6dB的點b的2個位置，能夠迎來效率最大點。在圖16中，b 是在輸入信號的電平小的情況下，僅有載波放大器3動作了時的第1 次效率最大點，a是在輸入信號的電平大的情況下，載波放大器3以 及峰值放大器7動作了時的第2次效率最大點。非專利文獻1: Youngoo Yang， Jeonghyeon Cha， Bumjae Shin， Bumman Kim"A Fully Matched N - Way Doherty Amplifier WithOptimized Linearity", IEEE Trans. Microwave Theory Tech.， vol.3, pp.986-993, Mar.2003.在作為現(xiàn)有的高效率放大器的多爾蒂放大器中，通過在載波放大 器3的輸出一側使用90。相位線路5，從栽波放大器3的輸出一側的阻 抗基準點11觀看輸出一側的負栽阻抗實現(xiàn)在小信號時成為2R，在大 信號時成為R那樣的變換。因此，在理想的多爾蒂放大器中，在作為 多爾蒂放大器的飽和點和輸出補償6dB的點的兩個位置，能夠迎來效 率最大點，反過來講，在原理上意味著在現(xiàn)有的多爾蒂放大器中，在 輸出補償比6dB大的動作水平下，不可能迎來效率最大點，具有在輸 出補償比6dB大的小信號區(qū)域中的高效化方面存在界限的課題。發(fā)明內容本發(fā)明是鑒于上述的課題而完成的，目的在于得到在輸出補償比 6dB大的小信號動作水平下也能夠使效率提高的高效率放大器。本發(fā)明的高效率放大器具備把輸入信號分配到第1以及第2路 徑的輸入分配電路；與上述第1路徑連接的載波放大器；與上述第2 路徑連接的峰值放大器；與上述第1以及第2路徑的輸出合成點連接 的阻抗變換電路；被連接在上述載波放大器的輸出一側的阻抗基準點 與上述輸出合成點之間的第l相位線路；被連接在上述輸入分配電路 與上述峰值放大器之間的第2相位線路；以及被連接在上述峰值放大 器的輸出一側的阻抗基準點與上述輸出合成點之間的第3相位線路， 在上述輸入信號的電平小時，對上述第1相位線路的電長度和上述第 3相位線路的電長度進行設定，以使得從上述載波放大器的輸出一側 的阻抗基準點觀看輸出一側的阻抗成為2R + a，其中R是負載電阻， a為正，并且上述第2相位線路的電長度被設定為上述第1相位線路 的電長度與上述第3相位線路的電長度之差。依據(jù)本發(fā)明，可以得到能夠使效率為最大的輸出補償比6dB大， 在輸出補償比6dB大的小信號動作水平下也能夠使效率提高這樣的效 果。


圖1表示本發(fā)明實施方式1的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平小時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖2是在史密斯圖上描繪了本發(fā)明實施方式1的高效率放大器的 負載調制的軌跡的圖。圖3表示本發(fā)明實施方式1的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平大時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖4表示對于本實施方式1的高效率放大器的輸出功率的效率特 性的圖。圖5表示本發(fā)明實施方式2的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平小時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖6表示本發(fā)明實施方式2的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平大時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖7表示對于本發(fā)明實施方式2的高效率放大器的輸出功率的效 率特性的圖。圖8表示本發(fā)明實施方式3的高效率放大器的結構和部分的電長 度、輸入信號的電平小時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖9表示本發(fā)明實施方式3的高效率放大器的隔離器的頻率特性 的圖。圖10表示本發(fā)明實施方式4的高效率放大器中的載波放大器以及 峰值放大器的內部結構的方框圖。圖11表示本發(fā)明實施方式4的高效率放大器中的針對相位線路的 電長度的載波放大器以及峰值放大器的效率特性的圖。圖12表示本發(fā)明實施方式5的高效率放大器的結構和各部分的電 長度的圖。圖13表示針對本發(fā)明實施方式5的高效率放大器的輸出功率的效 率特性的圖。圖14表示作為現(xiàn)有的高效率放大器的多爾蒂放大器的結構和各部分的電長度、輸入信號的電平小時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖15表示作為現(xiàn)有的高效率放大器的多爾蒂放大器的結構和各 部分的電長度、輸入信號的電平大時的從各部分觀看到的阻抗的圖。圖16表示針對作為現(xiàn)有的高效率放大器的多爾蒂放大器的輸出 功率的效率特性的圖。
具體實施方式
以下，為了更詳細地說明本發(fā)明，根據(jù)

用于實施發(fā)明的 最佳方式。實施方式1圖l表示本發(fā)明實施方式1的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平小時從各部分觀看到的阻抗的圖。圖l表示的 高效率放大器具備輸入端子1、輸入分配電路2、 A類或者AB類偏置 的載波放大器3、偏移相位線路4、相位線路21、相位線路22、 B類 或者C類偏置的峰值放大器7、偏移相位線路8、相位線路23、 90° 相位線路(阻抗變換電路)9以及輸出端子10。另外，圖1中，與現(xiàn) 有的圖14相同，圖示出載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11、 峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12、由輸入分配電路2所分配 的路徑的輸出合成點13。圖1表示的高效率放大器把現(xiàn)有的圖14表示的多爾蒂放大器的 90°相位線路5置換成相位線路21，把相位線路6置換成相位線路22， 在峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12與輸出合成點13之間追 加了相位線路23，其它的結構與圖14表示的相同。偏移相位線路4 的電長度記為ee，把偏移相位線路8的電長度記為ep，把相位線路21 的電長度記為0n把相位線路22的電長度記為e3，把相位線路23的 電長度i己為02。即，在圖l表示的高效率放大器中，在載波放大器3的輸出一側 的阻抗基準點11與輸出合成點13之間連接電長度為9i的相位線路 21,在輸入分配電路2與峰值放大器7之間連接電長度為03的相位線路22，在峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12與輸出合成點13 之間連接電長度為02的相位線路23。圖1中，如果把從輸出合成點13觀看90。相位線路9的阻抗設為 R,二R/2 (R是高效率放大器的負載電阻)，把相位線路21的阻抗 設為R，則在輸入信號的電平小時，為了使效率為最大的輸出補償大 于6dB,設定相位線路21的電長度e,和相位線路23的電長度02，使 得從載波放大器3的輸出 一側的阻抗基準點11觀看輸出 一側的阻抗為 R,2R + a U為正)。相位線路21是具有下面的公式(1)表示的電長度et [deg]的 相位線路，被連接在栽波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11與輸出 合成點13之間。[公式1 ]這里，Z。表示相位線路21、 23的特性阻抗。另外，相位線路23是具有下面的公式(2)表示的電長度e2 [ deg ] 的相位線路，被連接在峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12與輸 出合成點13之間。 [數(shù)2]進而，相位線路22是具有下面的公式(3 )表示的電長度63 [ deg〗 的相位線路，被連接在輸入分配電路3與峰值放大器7之間。其次說明動作。在圖1的輸出信號的電平小時，B類或者C類偏置了的峰值放大 器7成為關斷狀態(tài)，即不放大RF信號的狀態(tài)，只有來自載波放大器 3的RF信號輸出到輸出合成點13。這樣，在輸入信號的電平小時，[數(shù)3]由于峰值放大器7成為關斷狀態(tài)，因此從峰值放大器7的輸出一側的 阻抗基準點12觀看到的峰值放大器7的輸出阻抗理想地成為無窮大 (開路open)，另外，由于相位線路23的電長度02小于卯°,因此 具有電長度e2的相位線路23起到容性開路短截線的作用，從而，從輸出合成點13觀看相位線路23的阻抗變換成電阻成分 小于R/2、且具有容性電抗的阻抗Z1。進而，根據(jù)具有電長度0i的 相位線路21的阻抗變換作用，從載波放大器3的輸出 一側的阻抗基準 點11觀看輸出一側的負載阻抗變換成比2R大的實數(shù)電阻2R + a。圖2是在史密斯圖上描繪高效率放大器的負栽調制的軌跡的圖。 在現(xiàn)有型的多爾蒂放大器中，如圖2的虛線所示，相對于負載調制的 軌跡成為R/2 R,在本實施方式1的高效率放大器中，如圖2的實 線所示，負栽調制的軌跡成為Zl~2R + a。圖3表示本發(fā)明實施方式1的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平大時從各部分觀看到的阻抗的圖，與圖l相同 的符號是相同的部分。圖3中，在輸入信號的電平大時，由于B類或 者C類偏置了的峰值放大器7成為導通狀態(tài)，即放大RF信號的狀態(tài)， 因此在輸出合成點13把來自栽波放大器3以及峰值放大器7的RF信 號合成后輸出。這時，從載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點11 以及峰值放大器7的輸出 一側的阻抗基準點12觀看輸出 一側的負載阻 抗都成為R。這里，在高效率放大器中，如果預先進行設計使得當負載阻抗是 2R + a時，在載波放大器3中飽和功率小但效率變高，而當負載阻抗 是R時，在載波放大器3以及峰值放大器7中飽和功率變大，則在輸 入信號的電平小時，載波放大器3進行高效動作，在輸入信號的電平 大時，能夠使載波放大器3以及峰值放大器7動作以使得飽和功率變 大。根據(jù)以上的兩個作用，即，根據(jù)與輸入信號的電平相對應峰值放 大器7的輸出被合成到載波放大器3的輸出這樣的效果，以及與輸入 信號的電平相對應從載波放大器3以及峰值放大器7觀看輸出一側的負載阻抗發(fā)生變化這樣的作用，在實施方式l中，在來自飽和點的輸 出補償大的狀態(tài)下能夠實現(xiàn)高效率的動作。圖4表示針對高效率放大器的輸出功率的效率特性的圖。這里， 把現(xiàn)有的多爾蒂放大器與該實施方式1的高效率放大器進行比較。另 外，在該實施方式l中，當輸入信號的電平從小信號轉變到大信號時， 由于從載波放大器3的輸出 一側的阻抗基準點11觀看輸出 一側的阻抗 從實數(shù)電阻2R + a (a為正)向R轉變，因此如圖4所示，除去作為 多爾蒂放大器的飽和點a以外，在比輸出補償6dB的點b大的輸出補 償(6 + p) dB (p為正)的點c中能夠迎來效率最大點。由此，在實施方式l中，在輸入信號的電平小時，由于能夠將從 栽波放大器3的輸出 一側的阻抗基準點11觀看輸出 一側的阻抗增大比 現(xiàn)有型的多爾蒂放大器的阻抗2R還大，因此相應地能夠把第1次的 效率最大點設定為比現(xiàn)有的多爾蒂放大器的輸出補償6dB的點b的輸 出補償大的小信號電平的點c。即，在實施方式1中，在比輸出補償 6dB大的小信號動作電平下的高效化更為有效，能夠謀求高效化。在實施方式1中，與現(xiàn)有的多爾蒂放大器相同，在栽波放大器3 的輸出一側上連接偏移相位線路4，在峰值放大器7的輸出一側上連 接偏移相位線路8，而也可以去除偏移相位線路4以及偏移相位線路8， 這種情況下，上述的公式(3)成為以下的公式(4)。e^e廣e2 (4)這樣，在實施方式l中，輸入分配電路2把輸入信號分配到兩條 路徑(第1以及第2路徑)，在一個路徑上連接載波放大器3，在另 一個路徑上連接峰值放大器7 ，在兩條路徑的輸出合成點13上連接90° 相位線路(阻抗變換電路)9，在載波放大器3的輸出一側的阻抗基準 點11與輸出合成點13之間連接相位線路(第l相位線路)21，在輸 入分配電路2與峰值放大器7之間連接相位線路(第2相位線路)22， 在峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12與輸出合成點13之間連 接相位線路(第3相位線路)23，在輸入信號的電平小時，設定相位 線路21的電長度0i和相位線路23的電長度62,以使得從載波放大器3的輸出一側的阻抗基準點ll觀看輸出一側的阻抗成為2R + a,并且 將相位線路22的電長度03設定為相位線路21的電長度與相位線路 23電長度02之差。如上所述，依據(jù)該實施方式1,通過在栽波放大器3的輸出一側 的阻抗基準點11與輸出合成點13之間連接電長度e!的相位線路21， 在輸入分配電路2與峰值放大器7之間連接電長度e3的相位線路22， 在峰值放大器7的輸出一側的阻抗基準點12與輸出合成點13之間連 接電長度02的相位線路23，在輸入信號的電平小時，設定相位線路 21的電長度0i和相位線路23的電長度02，以使得從栽波放大器3的 輸出一側的阻抗基準點ll觀看輸出一側的阻抗成為2R + (x，并且將相 位線路22的電長度03設定為相位線路21的電長度0i與相位線路23 的電長度02之差，從而可以得到能夠使效率為最大的輸出補償大于 6dB，在輸出補償比6dB大的小信號動作電平下能夠提高效率這樣的 效果。實施方式2圖5表示本發(fā)明實施方式2的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平小時從各部分觀看到的阻抗的圖。圖5表示的 高效率放大器在上述實施方式1的圖l表示的高效率放大器中追加了 相位線路(第4相位線)24，其它的結構與圖l相同。另外，圖6表示本發(fā)明實施方式2的高效率放大器的結構和各部 分的電長度、輸入信號的電平大時從各部分觀看到的阻抗的圖。圖6 表示的高效率放大器在上述實施方式1的圖3表示的高效率放大器中 追加了相位線路24，其它的結構與圖3相同。相位線路24是具有下面的公式(5)表示的電長度Ae [deg]的 相位線路，被連接在輸入分配電路3與峰值放大器6之間。A0=eCA-ePA (5)這里，e^是載波放大器3的電長度，0PA是峰值放大器7的電長度。其次說明動作。圖6中，在輸入信號的電平大時，由于B類或者C類偏置了的峰 值放大器7成為導通狀態(tài)，即放大RF信號的狀態(tài)，因此在輸出合成 點13把來自栽波放大器3以及峰值放大器7的RF信號合成后輸出。這時，在實施方式2中，由于由連接在峰值放大器7的輸入一側 的相位線路24對A類或者AB類偏置了的載波放大器3的電長度eCA 與B類或者C類偏置了的峰值放大器7的電長度GcA的差Ae進行了 修正，因此來自載波放大器3和峰值放大器7的RF信號能夠在輸出 合成點13上以同相位來合成。從而，提高輸入信號電平大的區(qū)域中的 RF信號的合成效率。圖7表示針對高效率放大器的輸出功率的效率特性。這里，把現(xiàn) 有的多爾蒂放大器與上述實施方式1的高效率放大器1以及實施方式 2的高效率放大器進行比較。如圖7所示，在實施方式2中，與上述 實施方式1相比較，在輸入信號的電平大的區(qū)域下的RF信號的合成 效率提高，其結果，能夠謀求放大器的高效化。關于其它動作與上述實施方式l相同。在實施方式2中，與現(xiàn)有的多爾蒂放大器相同，在載波放大器3 的輸出一側上連接偏移相位線路4，在峰值放大器7的輸出一側上連 接偏移相位線路8，而也可以去除偏移相位線路4以及偏移相位線路8。如上所述，依據(jù)該實施方式2，可以得到與上述實施方式1相同 的效果，并且通過由連接在峰值放大器7的輸入一側的相位線路24 修正載波放大器3的電長度0cA與峰值放大器7的電長度9ca的差， 進一步可以得到能夠使效率提高的效果。實施方式3圖8表示本發(fā)明實施方式3的高效率放大器的結構和各部分的電 長度、輸入信號的電平小時從各部分觀看到的阻抗的圖。圖8表示的 高效率放大器在上述實施方式1的圖1表示的高效率放大器中的90° 相位電路9的輸出 一側上追加了具有特性阻抗R的隔離器31，其它的 結構與圖l相同。其次說明動作。圖8中，通過連接在90。相位電路9的輸出一側的具有特性阻抗R 的隔離器31，把從輸出合成點13觀看到的負栽阻抗確定為R/2。因 此，高效率放大器與輸出端子10以后的電路狀態(tài)無關，能夠穩(wěn)定地進 行高效率的動作。圖9表示隔離器31的頻率特性。隔離器31如圖9所示，具有相 對于RF信號的頻率f(j，以RF信號的高次諧波例如2倍頻率2f。作為 使用頻帶以外的頻率特性，能夠抑制發(fā)生高次諧波。在實施方式3中，與現(xiàn)有的多爾蒂放大器相同，在載波放大器3 的輸出一側上連接偏移相位線路4，在峰值放大器7的輸出一側連接 偏移相位線路8，而也可以去除偏移相位線路4以及偏移相位線路8。如上所述，依據(jù)實施方式3，可以得到與上述實施方式1相同的 效果，并且通過在90。相位電路9的輸出一側上連接具有特性阻抗R 的隔離器31，從而可以得到能夠穩(wěn)定地進行高效率的動作，能夠抑制 發(fā)生高次諧波這樣的效果。實施方式4圖10是表示本發(fā)明實施方式4的高效率放大器中的載波放大器3 以及峰值放大器7的內部結構的方框圖。圖10表示的載波放大器3 以及峰值放大器7具備輸入端子41、基波匹配電路42、電源端子43、 偏置電路44、晶體管(放大元件)45、相位線路(第5相位線路)46、 電源端子47、電容器48、 90。相位線路49、基波匹配電路50以及輸 出端子51。其次說明動作。圖10中，在晶體管45的輸入一側經(jīng)由偏置電路44供給來自電源 端子43的偏置電壓。另外，由電容器48以及90。相位線路49構成晶 體管45的輸出一側的偏置電路，經(jīng)由相位線路49以及相位線路46， 把來自電源端子47的偏置電壓供給到晶體管45的輸出一側。從輸入 端子41輸入的RF信號經(jīng)由基波匹配電路42由晶體管45進行放大， 經(jīng)過相位線路46以及基波匹配電路50從輸出端子51輸出。電容器48設為具有在RF信號的頻率f。下成為充分小的阻抗那樣的電容的電容器，在90。相位線路49與電源端子47之間在RF信號的 頻率f。下形成短路點。90。相位線路49如果設為在RF信號的頻率fo 下電長度為卯。長度的短路短截線，則在RF信號的2倍頻率2f。下， 電長度成為180。的長度，在相位線路46與90°相位線路49之間形成 RF信號的2倍頻率2fo中的短路點。如果改變相位線路46的電長度e。的長度，則由于從晶體管45觀 看到的直到2倍頻率2fo中的短路點為止的距離發(fā)生改變，因此從晶 體管45觀看輸出一側的2倍頻率2fo中的阻抗ZL (2f。)發(fā)生變化。 一般，放大器的效率由于對于2倍頻率中的阻抗具有依賴性，因此通 過最優(yōu)化相位線路46的電長度Gn，能夠抑制RF信號的2倍頻率2f。 的高次諧波發(fā)生，使載波放大器3以及峰值放大器7的效率最大。圖11表示針對相位線路46的電長度e。的載波放大器3以及峰值 放大器7的頻率特性的圖，通過使相位線路46的電長度e。成為最佳 的值eoPT，能夠抑制RF信號的2倍頻率2f。的高次諧波發(fā)生，得到載 波放大器3以及峰值放大器7的效率Emax。這樣，通過使載波放大器3以及峰值放大器7的效率最大，能夠 使作為高效率放大器整體的效率最大，即使在輸出補償大的小信號電 平下也能夠提高效率。如上所述，依據(jù)實施方式4，可以得到與上述實施方式1同樣的 效果，并且通過經(jīng)由在RF信號的頻率f。下電長度為卯。長度的短路短 截線的90。相位線路49和相位線路46供給栽波放大器3以及峰值放 大器7的晶體管45的偏置電壓，把相位線路46的電長度e。設定為減 少RF信號的2倍頻率2f。的高次諧波，使栽波放大器3以及峰值放大 器7的效率為最大的值，可以得到即使在輸出補償大的小信號電平下 也能夠提高效率這樣的效果。實施方式5圖12表示本發(fā)明實施方式5的高效率放大器的結構和各部分的電 長度的圖。圖12表示的高效率放大器在上述實施方式1的圖l表示的 高效率放大器中，追加了與栽波放大器3連接的柵極電壓發(fā)生電路61以及漏極電壓發(fā)生電路62、與峰值放大器7連接的柵極電壓發(fā)生電路 63以及漏極電壓發(fā)生電路64，其它的結構與圖l相同。圖12中，在載波放大器3以及峰值放大器7中，設使用在供給相 同的偏置電壓的情況下具有相同的飽和功率的晶體管(未圖示)。另 外，漏極電壓發(fā)生電路62供給到載波放大器3的晶體管的偏置電壓 Vdl設定為比漏極電壓發(fā)生電路64供給到峰值放大器7的晶體管的偏 置電壓Vd2小。從而，載波放大器3的飽和功率比峰值放大器7的飽 和功率小，能夠在比上述實施方式1大的輸出補償點迎來效率最大點。圖13表示針對高效率放大器的輸出功率的效率特性的圖。這里， 把上述實施方式1的高效率放大器與本實施方式5的高效率放大器進 行比較。如圖13所示，除了作為多爾蒂放大器的飽和點a以外，能夠 在比輸出補償(6 + p) dB的點c大的輸出補償(6 + Py) dB (p， y為 正)的點d迎來效率最大點。如上所述，依據(jù)實施方式5，通過把供給栽波放大器3的晶體管 漏極的偏置電壓Vdl設定為比供給到峰值放大器7的晶體管的漏極的 偏置電壓Vd2小，從而與上述實施方式l相比較，能夠使效率為最大 的輸出補償大于6dB，可以得到在輸出補償比6dB大的小信號動作電 平下，也能夠進一步提高效率這樣的效果。產(chǎn)業(yè)上的可利用性如上所述，本發(fā)明的高效率放大器例如適于使效率為最大的輸出 補償大于6dB，在輸出補償比6dB大的小信號動作電平下提高效率的 技術中。
權利要求
1.一種高效率放大器，其特征在于，具備把輸入信號分配到第1以及第2路徑的輸入分配電路；與上述第1路徑連接的載波放大器；與上述第2路徑連接的峰值放大器；與上述第1以及第2路徑的輸出合成點連接的阻抗變換電路；被連接在上述載波放大器的輸出一側的阻抗基準點與上述輸出合成點之間的第1相位線路；被連接在上述輸入分配電路與上述峰值放大器之間的第2相位線路；以及被連接在上述峰值放大器的輸出一側的阻抗基準點與上述輸出合成點之間的第3相位線路，在上述輸入信號的電平小時，對上述第1相位線路的電長度和上述第3相位線路的電長度進行設定，以使得從上述載波放大器的輸出一側的阻抗基準點觀看輸出一側的阻抗成為2R+α，其中R是負載電阻，α為正，并且上述第2相位線路的電長度被設定為上述第1相位線路的電長度與上述第3相位線路的電長度之差。
2. 根據(jù)權利要求1所述的高效率放大器，其特征在于 具備被連接在上述輸入分配電路與上述載波放大器之間的第4相位線路，上述第4相位線路的電長度設定為上述栽波放大器的電長度與上 述峰值放大器的電長度之差。
3. 根據(jù)權利要求1所述的高效率放大器，其特征在于 具備連接在上述阻抗變換電路的輸出上、且具有特性阻抗R的隔離器。
4. 根據(jù)權利要求1所述的高效率放大器，其特征在于 上述載波放大器以及上述峰值放大器經(jīng)由在上述輸入信號的頻率下成為電長度為90。長度的短路短截線的90。相位線路和第5相位線路提供內部的放大元件的偏置電壓，上述笫5相位線路的電長度設定為抑制上述輸入信號的2倍頻率的高次諧波發(fā)生、使效率為最大的值。
5.根據(jù)權利要求1所述的高效率放大器，其特征在于 被提供到上述栽波放大器的內部的放大元件的輸出一側的偏置電壓設定為比被提供到上述峰值放大器的內部的放大元件的輸出一側的偏置電壓小。
全文摘要
在輸入信號的電平小時，設定相位線路(21)的電長度和相位線路(23)的電長度，以使得從載波放大器(3)的輸出一側的阻抗基準點(11)觀看輸出一側的阻抗為2R+α(R是負載電阻，α為正)，相位線路(22)的電長度被設定為相位線路(21)的電長度與相位線路(23)的電長度之差。
文檔編號H03F1/07GK101228689SQ20068002655
公開日2008年7月23日 申請日期2006年7月31日 優(yōu)先權日2005年8月1日
發(fā)明者中山正敏, 堀口健一, 山內和久, 石坂哲 申請人:三菱電機株式會社