專利名稱：非線形失真檢測方法和失真補償放大裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及檢測無線通信發(fā)送機的功率放大器中的非線性失真 的非線性失真檢測方法及補償該失真的失真補償放大裝置，尤其是涉 及即使調(diào)制信號頻帶變寬也不能夠提高采樣頻率、不增大電路規(guī)模和 功耗而進行失真檢測的非線性失真檢測方法和失真補償放大裝置。
背景技術(shù)：
對發(fā)送裝置中的功率放大器，要求考慮環(huán)境、功耗的降低、以及 小型化、輕量化等，為了滿足這些要求，需要降低發(fā)熱而實現(xiàn)高效率。 一般，為了提高功率放大器的效率而設(shè)計成使調(diào)制信號的峰值功率成 為功率放大器的飽和功率。但由于功率放大器的非線性，出現(xiàn)發(fā)送信 號的交調(diào)失真(交叉調(diào)制失真)而損害了其他無線設(shè)備的情況。對由功率放大器產(chǎn)生的交調(diào)失真進行說明。圖7是表示具有非線 性特性的功率放大器的輸出頻譜的圖(W-CDMA、 2載波(失調(diào)頻 率5MHz))。如圖7所示，當(dāng)輸入調(diào)制信號時，由于非線性失真導(dǎo)致頻傳變寬， 從而發(fā)生交調(diào)失真(IM3、 IM5)。由圖可知，交調(diào)失真以與調(diào)制信 號的失調(diào)頻率相同的頻率間隔出現(xiàn)。為了改善交調(diào)失真而較大范圍地 進行失真補償。在此，說明作為失真補償方式的一種的預(yù)失真。預(yù)失真是通過將功率放大器的逆特性設(shè)置在前級來降低交調(diào)失 真的方法，根據(jù)溫度變化、個體差異而對該逆特性進行適應(yīng)性控制。法。圖8是使用了現(xiàn)有的失真檢測方法的功率放大裝置的框圖。如圖8所示，現(xiàn)有的功率放大器由預(yù)失真器1、 D/A轉(zhuǎn)換器2、正交調(diào)制器3、振蕩器4、功率放大器5、方向耦合器6、混頻器7、振 蕩器8、 A/D轉(zhuǎn)換器9、失真檢測部12和控制部13構(gòu)成。失真檢測 部12還由FFT運算部(在圖中為FFT) IO和IM運算部11構(gòu)成。預(yù)失真器1按照來自控制部13的指示，對輸入信號施加非線性 失真的逆特性，進行失真補償。D/A轉(zhuǎn)換器2將進行了失真補償?shù)臄?shù)字輸入信號轉(zhuǎn)換成模擬信振蕩器4產(chǎn)生RF頻率的振蕩。正交調(diào)制器3對所輸入的模擬信號進行正交調(diào)制，以振蕩器4的頻率進行上變頻。功率放大器5將所輸入的RF信號按預(yù)定的放大率進行放大輸出。 方向耦合器6將來自功率放大器5的輸出信號分支并進行反饋。 混頻器7合成來自振蕩器8的信號和從方向耦合器6分支來的信號，下變頻到IF頻率。A/D轉(zhuǎn)換器9按時鐘2( CLK2 )對下變頻后的信號進行A/D轉(zhuǎn)換，并進行采樣。失真檢測部12檢測包含在所輸入的采樣信號中的失真，作為失 真值輸出到控制部13。失真才企測部12的FFT運算部10將所輸入的信號通過FFT ( Fast Fourier Transform:高速4專立葉變換)求出頻_潛。IM運算部11根據(jù)調(diào)制信號的載波數(shù)和其失調(diào)頻率來計算交調(diào)失 真的頻率，基于頻譜將該頻率的功率值作為失真值輸出到控制部13。另外，控制部13對預(yù)失真器進行適應(yīng)性控制，以使所輸入的失 真值減小。說明上述結(jié)構(gòu)的功率放大器的工作。以數(shù)字I/Q形式被輸入的IF頻率的輸入信號，在預(yù)失真器1 :故施 加功率放大器的非線性失真的逆特性，在D/A轉(zhuǎn)換器2轉(zhuǎn)換成模擬信 號，在正交調(diào)制器3進行正交調(diào)制并且上變頻為RF頻率后，由功率 放大器5以預(yù)定的放大率進行放大輸出。而功率放大器5的輸出的一部分，由方向耦合器6取出，在混頻 器7下變頻到IF頻率，在A/D轉(zhuǎn)換器9轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號后，由失真 檢測部12的FFT運算部10進行頻語檢測，在IM運算部11計算所 出的交調(diào)失真(IM3、 IM5)的功率值，作為失真值輸出到控制部13。 控制部13對預(yù)失真器進行適應(yīng)性控制，以使失真值減小。 功率放大器的非線性特性作為交調(diào)失真而出現(xiàn)的是奇數(shù)次失真， 因此，施加功率放大器的非線性逆特性的預(yù)失真器中的處理能按下式 (1 )近似。y=x+cHX|2.X+0, |X|4.x+y, lx|6.x 式(l) 這里，x, y是預(yù)失真器的輸入信號和輸出信號，為復(fù)數(shù)?？刂撇?3 使用攝動法控制a、 (3、 Y的值，以使由失真檢查部12得到的失真值 減小。在此，使用圖9說明預(yù)失真器1的概略結(jié)構(gòu)。圖9是表示預(yù)失真 器1的概略結(jié)構(gòu)的框圖。如圖9所示，預(yù)失真器l的結(jié)構(gòu)為，具有多個乘法器和加法器， 從輸入信號(x)計算出3次方、5次方、7次方的成分，分別乘以系 數(shù)a、 (3、 y,并根據(jù)式(1)來得到輸出信號(y)。a、 p、 y為復(fù)數(shù)，表示為下式。ck 二A3，(j剩 = A5'exp(j*$5)Y =A7'exp(j*$7) 式(2 )在此，在控制部13,利用攝動法按03 —A3—①5 —A5—。7 —A7 —①3的順序循環(huán)地控制這些系數(shù)。使用圖IO說明控制部13中使用了攝動法的控制。圖IO是表示 控制部13中的使用了攝動法的控制的流程圖。如圖IO所示，控制部13當(dāng)處理開始時，首先，作為初始設(shè)定而 設(shè)定更新對象系數(shù)(K,在此首先為①3),設(shè)定次數(shù)并讀入上一次的 失真值(100)。然后，當(dāng)輸入由失真補償部12計算出的當(dāng)前失真值時，控制部13比較當(dāng)前失真值和上一次的失真值的大小(101),如果當(dāng)前失真 值正在減小(為是的情況)，進一步在相同方向更新系數(shù)(K = K + Step) ( 103 )。另外，當(dāng)在處理101中失真值正在增大(為否的情況)時，控制 部13使更新方向反轉(zhuǎn)(Step=Step* ( - 1) ) (102),轉(zhuǎn)移到處理 103更新系數(shù)。接著，控制部13對連續(xù)更新了幾次相同的系數(shù)(在此為①3)進 行計數(shù)(104),保存在處理101中作為"當(dāng)前失真值"而檢測到的 失真值(105)。這里所保存的失真值將在下一次的處理101中作為 "上一次的失真值"使用。而且，控制部13對所存儲的更新次數(shù)和在處理100的初始設(shè)定 中設(shè)定的設(shè)定次數(shù)進行比較(106)，如果更新次數(shù)在設(shè)定次數(shù)以下， 則返回處理101,反復(fù)①3的系凄丈更新。另外，在處理106中，當(dāng)更新次凄史超過設(shè)定次數(shù)時，控制部13 變更更新對象系數(shù)(107)。這里，更新對象系數(shù)從①3變更為A3。 而且，控制部13對所存儲的更新次數(shù)清零(108)。在控制部13,通過這樣的使用了攝動法的控制來控制預(yù)失真的系 數(shù)，以使失真值減小。這樣，能將功率放大器中的非線性的逆特性以 使用了冪級數(shù)的預(yù)失真來近似，能進行失真補償。另外，作為進行失真補償?shù)陌l(fā)送裝置的現(xiàn)有技術(shù)，有平成17年1 月20日公開的特開2005-20515 "適応7° ]J fV 7卜 一夕型歪補償送信 裝置及"乇0遅延制御7 少夕係數(shù)(D切替克方法"(申請人富士通 林式會社，發(fā)明人濱野充晴)。該現(xiàn)有技術(shù)是，在自適應(yīng)預(yù)失真型失真補償發(fā)送裝置中，當(dāng)切換 對發(fā)送信號和反饋信號的相位進行組合的延遲控制濾波器的濾波系 數(shù)時，從預(yù)先存儲了濾波系數(shù)的存儲器中讀出新設(shè)定的濾波系數(shù)，從 傳送發(fā)送信號的主信號系統(tǒng)路徑分支，經(jīng)過折返的試驗系統(tǒng)路徑，發(fā) 送到濾波系數(shù)設(shè)定寄存器。由此，能高速進行濾波系數(shù)的切換(參照 專利文獻1 )。作為另一現(xiàn)有技術(shù)，有平成17年4月14日公開的特開 2005-102029 "適応型7。U fV 7卜一夕，，(申請人三菱電機抹式會 社發(fā)明人堀口健一)。該現(xiàn)有技術(shù)是，比較器檢測來自失真補償電路的輸出信號和輸入 到失真補償電路的輸入信號的誤差，歸一化最小均方電路，利用歸一 化最小均方算法，更新在失真補償電路的補償系數(shù)，從而不依賴輸入 信號的振幅電平等而獲得穩(wěn)定的收斂特性，其中，該歸一化最小均方 算法借助輸入信號的離散進行歸 一 化而對誤差信號的均方進行最小 化(參照專利文獻2)。另外，作為又一現(xiàn)有技術(shù)，有平成17年3月17日公開的特開 2005-73032 "歪補償增幅裝置及"歪補償方法，，(申請人株式會社日 立國際電氣發(fā)明人本江直樹)。該現(xiàn)有技術(shù)是，控制部將存儲對應(yīng)于功率值的預(yù)失真量的失真補 償表裝置要存儲的多個點，在一部分重復(fù)的多個區(qū)間進行曲線插補， 通過結(jié)合由曲線插補得到的各曲線，更新失真補償表裝置要存儲的 點，補償包含拐點的失真特性(參照專利文獻3)。另外，作為根據(jù)均衡器的均衡誤差來控制預(yù)失真器的裝置，有 US2005016249A1 (參照專利文獻4)。還有，作為具有抽取失真的均 衡器和補償失真的均衡器的裝置，有"Lei Ding et al, Memory Polynomial Predistorter Based on the Indirect Learning Architecture, GLOBECOM 2002-IEEE Global Telecommunications Conference, no，l, November 2002 pp.976-980"(參照非專利文獻l)。此外，作為關(guān)于 失真補償?shù)募夹g(shù)，有US20050163250A1 ， US20050099230A1 ， US20050089125A1 (參照專利文獻5， 6, 7)。[專利文獻l]:日本特開2005_20515號公報(第4-8頁)[專利文獻2]:曰本特開2005-102029號公報[專利文獻3]:日本特開2005-73032號公報[專利文獻4]: US2005016249A1[非專利文獻l]: Lei Ding et al， Memory Polynomial PredistorterBased on the Indirect Learning Architecture, GLOBECOM 2002-IEEE Global Telecommunications Conference, no.l, November 2002 pp.976-980[專利文獻5]: US20050163250A1[專利文獻6]: US20050099230A1[專利文獻7]: US20050089125A1發(fā)明內(nèi)容但是，在現(xiàn)有的功率放大裝置中，由于是通過FFT將功率放大部 的輸出信號進行頻率轉(zhuǎn)換并計算交調(diào)失真的功率來檢測失真，因此需 要對包含交調(diào)失真的頻帶的頻率范圍進行采樣從而進行信號處理。用圖11說明需要寬頻帶的信號處理的情況。圖ll是示出具有非 線性特性的功率放大器的另一輸出頻譜的圖(W-CDMA, 2載波(失 調(diào)頻率15MHz))。如圖11所示，交調(diào)失真(IM3, IM5)以與2載波的失調(diào)頻率相 同的頻率間隔出現(xiàn)，因此當(dāng)失調(diào)頻率增大時，為了在失真檢測部檢測 IM3和IM5的頻譜進行功率值計算，必須進行更寬的頻帶的信號處 理。今后，對高速傳送的要求必將越來越高，可以想到調(diào)制信號的頻 帶將會越來越寬。進而，隨著信號寬頻帶化的發(fā)展，在失真檢測用的A/D轉(zhuǎn)換器(圖 4的A/D轉(zhuǎn)換器9)中，需要提高采樣頻率，因而出現(xiàn)了在失真補償 部的FFT運算部的運算量增多導(dǎo)致電路規(guī)模增大，成本增加，功耗增 大等問題。另外，如專利文獻l那樣，當(dāng)在時間區(qū)域內(nèi)比較發(fā)送信號和反饋 信號來檢測誤差的情況下，難于使相位、振幅、延遲時間準(zhǔn)確地一致。本發(fā)明是鑒于以上實際情況而作出的，其目的在于提供一種非線 性失真檢測方法和失真補償放大裝置，即使調(diào)制信號頻帶變寬，也能 夠不用提高采樣頻率，不增大電路規(guī)模和功耗而進行失真檢測。用于解決上述現(xiàn)有例的問題的本發(fā)明，提供一種失真補償放大裝置的非線性失真檢測方法，上述失真補償放大裝置包括對輸入信號 進行功率放大的功率放大器；對作為放大對象輸入的調(diào)制信號補償由 功率放大器產(chǎn)生的非線性失真的失真補償裝置；根據(jù)功率放大器輸出 的反饋信號，檢測包含在功率放大器輸出中的失真成分來評價失真的 失真檢測部；以及根據(jù)在上述失真檢測部的失真評價來控制失真補償 裝置的控制部，上述非線性失真檢測方法的特征在于，失真檢測部將 輸入到失真補償裝置的輸入信號作為參照符號，對功率放大器輸出的 反饋信號進行均衡化，求出均衡信號和參照符號的均衡誤差，并評價 失真。另外，本發(fā)明的上述非線性失真檢測方法，其特征在于，失真檢 測部求出在特定時間內(nèi)將均衡誤差的絕對值進行了時間平均的時間 平均值，根據(jù)上述時間平均值來評價失真。另外，本發(fā)明的上述非線性失真檢測方法，其特征在于，失真檢 測部使輸入失真補償裝置的輸入信號的振幅從低電平到高電平循環(huán) 變化，對上述輸入信號的每個振幅的電平分別檢測均衡誤差并進行平 均，根據(jù)平均的結(jié)果來評價上述各振幅的電平的失真。另外，本發(fā)明提供一種失真補償放大裝置，包括對輸入信號進 行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述 功率放大器產(chǎn)生的非線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對功率放大 器輸出的反饋信號進行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的反饋 信號，檢測包含在功率放大器輸出中的失真成分而作為失真值輸出的 失真檢測部；以及根據(jù)失真值而控制預(yù)失真器的控制部，上述失真補 償放大裝置的特征在于，A/D轉(zhuǎn)換器以能對包含要發(fā)送的調(diào)制信號 而不包含交調(diào)失真的頻帶進行采樣的頻帶進行采樣，失真檢測部包括 將輸入到上述預(yù)失真器的輸入信號作為參照符號，由FIR濾波器對功 率放大器輸出的反饋信號進行均衡化，輸出均衡信號和參照符號的均 衡誤差的均衡器；和將在特定時間內(nèi)對上述均衡誤差的絕對值進行時 間平均的時間平均值作為失真值輸出的絕對值平均化部。另外，本發(fā)明提供一種失真補償放大裝置，包括對輸入信號進 行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述 功率放大器產(chǎn)生的非線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對功率放大 器輸出的反饋信號進行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的反饋 信號，檢測包含在功率放大器輸出中的失真成分并將其作為失真值輸 出的失真檢測部；和根據(jù)失真值來控制預(yù)失真器的控制部，上述失真 補償放大裝置的特征在于，失真檢測部包括多個平均化部，將來自 均衡器的輸出分別按參照符號的振幅的電平進行平均，將平均值作為 與參照符號的振幅電平對應(yīng)的失真值輸出；和均衡器，將輸入到預(yù)失 真器的輸入信號作為參照符號輸入，由FIR濾波器均衡功率放大器輸 出的反饋信號，計算均衡信號和參照符號的均衡誤差，用參照符號的 振幅成分的平方去除均衡誤差和參照符號的復(fù)數(shù)共軛運算的運算結(jié) 果，并且根據(jù)上述參照符號的振幅成分的平方判斷上述參照符號的振 幅的電平，將上述除法運算結(jié)果輸出到與上述判斷后的振幅的電平相 對應(yīng)的平均4匕部。另外，本發(fā)明的上述失真補償放大裝置，其特征在于失真檢測 部具有利用LMS算法更新FIR濾波器的抽頭系數(shù)的LMS部。另外，本發(fā)明的上述失真補償放大裝置，其特征在于LMS部分 別在多個樣本時間內(nèi)參照參照符號，更新抽頭系數(shù)。另外，本發(fā)明提供一種失真補償放大裝置，包括對輸入信號進 行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述 功率放大器產(chǎn)生的非線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對上述功率 放大器輸出的反饋信號進行釆樣的A/D轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的 上述反饋信號，檢測包含在上述功率放大器輸出中的失真成分并作為 失真值輸出的失真檢測部；以及根據(jù)上述失真值來控制上述預(yù)失真器 的控制部，上述失真補償放大裝置的特征在于，上述失真檢測部包括 將輸入到上述預(yù)失真器的輸入信號作為參照符號，由FIR濾波器對上 述功率放大器輸出的反饋信號進行均衡化，將上述均衡信號和上述參 照符號的均衡誤差作為失真值輸出的均衡器。另外，本發(fā)明的上述失真補償放大裝置，其特征在于預(yù)失真器 包括3次交調(diào)失真發(fā)生器、5次交調(diào)失真發(fā)生器、7次交調(diào)失真發(fā)生 器、與上述3次交調(diào)失真發(fā)生器對應(yīng)的第一FIR濾波器、與上述5次 交調(diào)失真發(fā)生器對應(yīng)的第二 FIR濾波器、以及與上述7次交調(diào)失真發(fā) 生器對應(yīng)的第三FIR濾波器，控制部根據(jù)從失真檢測部輸出的失真值 來更新上述預(yù)失真器的第一 FIR濾波器的抽頭系數(shù)、第二 FIR濾波器 的抽頭系數(shù)、以及第三FIR濾波器的抽頭系數(shù)。另外，本發(fā)明的上述失真補償放大裝置，其特征在于決定更新 上述第一FIR濾波器的抽頭系數(shù)、第二FIR濾波器的抽頭系數(shù)、以及 第三FIR濾波器的抽頭系數(shù)的響應(yīng)速度的第一步進增益、第二步進增 益、第三步進增益，以使第一步進增益>第二步進增益>第三步進增益。按照本發(fā)明的非線性失真檢測方法，失真檢測部將輸入到失真補 償裝置的輸入信號作為參照符號，對功率放大器輸出的反饋信號進行 均衡化，求出均衡信號和參照符號的均衡誤差，來評價失真。因此在 失真檢測部不進行FFT，因而具有無需在寬的頻帶內(nèi)采樣，不增大采 樣頻率和運算量就能檢測失真，即使調(diào)制信號頻帶變寬也能抑制電路 規(guī)模和功耗的增加的效果。按照本發(fā)明的非線性失真檢測方法，失真檢測部使輸入失真補償 裝置的輸入信號的振幅從低電平到高電平循環(huán)變化，對輸入信號的每 個振幅的電平分別檢測均衡誤差并進行平均，根據(jù)上述平均的結(jié)果來 評價上述各振幅的電平的失真。由于將失真作為矢量進行檢測，因此 比起攝動法具有使用高速的失真補償算法加快收斂的效果。另外，按照本發(fā)明的失真補償放大裝置，包括將功率放大器輸 出的反饋信號，以能對包含要發(fā)送調(diào)制信號而不包含交調(diào)失真的頻帶 進行采樣的頻率進行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器，失真檢測部包括將輸入到預(yù) 失真器的輸入信號作為參照符號，由FIR濾波器對功率放大器輸出的 反饋信號進行均衡化，求出均衡信號和參照符號的均衡誤差的均衡 器；和將在特定時間內(nèi)對上述均衡誤差的絕對值進行時間平均的時間平均值作為失真值輸出的絕對值平均化部。通過縮小采樣頻帶就能不提高采樣頻率，不增大運算量而進行檢測，具有即使調(diào)制信號頻帶變 寬也能抑制電路規(guī)模和功耗的增加的效果。另外，按照本發(fā)明的失真補償放大裝置，A/D轉(zhuǎn)換器以能對包含 要發(fā)送的調(diào)制信號而不包含交調(diào)失真的頻帶進行采樣的頻率進行采樣，失真檢測部包括多個平均化部，將來自均衡器的輸出分別按參 照符號的振幅的電平進行平均，將平均值作為與參照符號的振幅電平 對應(yīng)的失真值輸出；和均衡器，將輸入到預(yù)失真器的輸入信號作為參 照符號輸入，由FIR濾波器均衡功率放大器輸出的反饋信號，計算出 均衡信號和參照符號的均衡誤差，用上述參照符號的振幅成分的平方 去除上述均衡誤差和參照符號的復(fù)數(shù)共軛運算的運算結(jié)果，并且根據(jù) 上述參照符號的振幅成分的平方判斷上述參照符號的振幅的電平，將 上述除法運算結(jié)果輸出到與上述判斷后的振幅的電平相對應(yīng)的平均 化部。由于失真作為矢量而被檢測，因此比起攝動法，使用高速的失 真補償算法，具有能高速收斂的效果。另外，按照本發(fā)明的失真補償放大裝置，失真檢測部包括將輸入 到預(yù)失真器的輸入信號作為參照符號輸入，由FIR濾波器對功率放大 器輸出的反饋信號進行均衡化，將均衡信號和參照符號的均衡誤差作 為失真值輸出的均衡器。因此，具有不需要失真檢測中的FFT而能降 低處理量，并進行高精度的失真補償?shù)男ЧＡ硗?，本發(fā)明的失真補償放大裝置，預(yù)失真器包括3次交調(diào)失真 發(fā)生器、5次交調(diào)失真發(fā)生器、7次交調(diào)失真發(fā)生器、與上述3次交 調(diào)失真發(fā)生器對應(yīng)的第一 FIR濾波器、與上述5次交調(diào)失真發(fā)生器對 應(yīng)的第二 FIR濾波器、以及與上述7交調(diào)失真發(fā)生器對應(yīng)的第三FIR的第一FIR濾波器的抽頭系數(shù)、第二FIR濾波器的抽頭系數(shù)、以及第 三FIR濾波器的抽頭系數(shù)。因此具有能在預(yù)失真器中進行高精度的失 真補償?shù)男Ч?。另外，按照本發(fā)明的失真補償放大裝置，設(shè)定決定更新第一 FIR 濾波器的抽頭系數(shù)、第二FIR濾波器的抽頭系數(shù)、以及第三FIR濾波器的抽頭系數(shù)的響應(yīng)速度的第一步進增益、第二步進增益、第三步進 增益，以使第一步進增益〉第二步進增益〉第三步進增益。因此，能按3次失真、5次失真、7次失真的順序收斂FIR濾波器中的系數(shù)，具 有能提高收斂的穩(wěn)定性的效果。


圖1是本發(fā)明第一實施方式的使用了失真檢測方法的失真補償放 大裝置(第一放大裝置)的結(jié)構(gòu)框圖。圖2是表示均衡器15的概略結(jié)構(gòu)的圖。 圖3是LMS部25的結(jié)構(gòu)框圖。圖4是表示對預(yù)失真器1的輸入信號和功率放大部的包絡(luò)線進行了時間比較的波形的圖。圖5是表示本發(fā)明的第二放大裝置的結(jié)構(gòu)的圖。 圖6是本發(fā)明的第三放大裝置的誤差平均化部的結(jié)構(gòu)框圖。 圖7是表示具有非線性特性的功率放大器的輸出頻譜的圖 (W-CDMA, 2載波(失調(diào)頻率5MHz))。圖8是使用了現(xiàn)有的失真檢測方法的功率放大裝置的框圖。 圖9是表示預(yù)失真器1的概略結(jié)構(gòu)的框圖。 圖IO是表示控制部13的使用了攝動法的控制的流程圖。 圖11是表示具有非線性特性的功率放大器的另一輸出頻譜的圖 (W-CDMA, 2載波(失調(diào)頻率5MHz))。 圖12是本發(fā)明的第四放大裝置的結(jié)構(gòu)框圖。 圖13是第四放大裝置的預(yù)失真器100的結(jié)構(gòu)框圖。 圖14是表示本發(fā)明一實施方式的帶失真控制功能的放大裝置的整體結(jié)構(gòu)的框圖。圖15是該實施方式中的Doherty放大器的詳細(xì)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖16是表示在該實施方式中的控制部的處理工作的流程圖。圖17是表示以在該實施方式中的峰值放大器的柵極電壓Vg為A時的3次交調(diào)失真特性的圖。圖18是表示以在該實施方式中的峰值放大器的柵極電壓Vg為B 時的3次交調(diào)失真特性的圖。圖19是表示以在該實施方式中的峰值放大器的柵極電壓Vg為C 時的3次交調(diào)失真特性的圖。圖20表示改變對峰值放大器提供的柵極電壓Vg時的AM-PM轉(zhuǎn) 換特性，(a)表示柵極電壓Vg=A、 (b)表示柵極電壓Vg = B、 (c) 表示柵極電壓Vg = C、 (d)表示柵極電壓Vg等于載波放大器的柵 極電壓Vg時的特性圖。圖21是表示在該實施方式中的Doherty放大器的第一結(jié)構(gòu)例的框圖。圖22是表示在該實施方式中的Doherty放大器的第二結(jié)構(gòu)例的框圖。圖2 3是表示在該實施方式中的D oherty放大器的第三結(jié)構(gòu)例的框圖。圖24是表示現(xiàn)有的Doherty放大器的結(jié)構(gòu)的框圖。符號說明1預(yù)失真器2D/A轉(zhuǎn)換器3正交調(diào)制器4振蕩器5功率放大器6方向耦合器7混頻器8 振蕩器9 A/D轉(zhuǎn)換器 IOFFT部11 IM運算部 12失真4全測部 13控制部14正交解調(diào)器 15均衡器16絕對值平均化部17失真檢測部18控制部20 Doherty放大25 LMS部31、 33、 34移相器40載波放大電蹈^41輸入匹配電路42方文大元件43輸出匹配電^各50峰值放大電路51輸入匹配電路52放大元件53 llT出匹配電^各60 Doherty合成部61變量器62節(jié)點(合成點)64、 65、 66、 67阻抗變換器70變量器80輸出端子90負(fù)載100預(yù)失真器101 3次失真發(fā)生器102 5次失真發(fā)生器103 7次失真發(fā)生器 104延遲電路105第一FIR濾波器106第二FIR濾波器107第三FIR濾波器108 110加法器111輸入端子112分配器113移相器120 CPU130 I/O控制器150柵纟及端子161復(fù)數(shù)乘法器162 二次方部163除法器164纟展幅判斷部165平均化部200預(yù)失真補償電路201輸入端子202預(yù)失真器203 D/A轉(zhuǎn)換器204正交調(diào)制器205振蕩器206功率放大器207輸出端子208方向耦合器209混頻器210振蕩器211 A/D轉(zhuǎn)換器212失真纟企測部213高速傅立葉變換電路(FFT) 214 IM運算電路216 D/A轉(zhuǎn)換器217控制部251復(fù)數(shù)運算部252乘法器253加法器254、 255延遲元件具體實施方式
參照

本發(fā)明的實施方式。本發(fā)明的非線性失真的檢測方法，將反饋了功率放大部的輸出的 信號進行A/D轉(zhuǎn)換并進行正交解調(diào)，失真檢測部的均衡器將預(yù)失真器 的輸入信號作為參照符號檢測該正交解調(diào)信號的均衡誤差，失真檢測 部的絕對值平均化部將對均衡誤差的絕對值在時間上進行了平均化 的值，作為評價失真的失真值輸出到控制部，控制部根據(jù)失真值來控 制預(yù)失真，由于在失真檢測部不進行FFT,因此在寬頻帶上不進行信 號處理也可，即使信號頻帶變寬也能不提高采樣頻率而進行失真檢 測，防止電路規(guī)才莫和功耗的增加。另外，本發(fā)明的失真補償放大裝置，在失真檢測部具有將預(yù)失真 器的輸入信號作為參照符號而檢觀'J均衡誤差的均衡器、和對均衡器輸 出的絕對值進行時間平均的絕對值平均化部，將功率放大部的輸出分 支后的信號進行下變頻，并經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后進行正交解調(diào)，失真檢測部 的均衡器將預(yù)失真器的輸入信號作為參照符號而檢測該正交解調(diào)信 號的均衡誤差，絕對值平均化部將對均衡誤差的絕對值在時間上進行 了平均的值，作為失真值輸出到控制部，控制部根據(jù)失真值控制預(yù)失 真器，由于在失真檢測部不進行FFT,因此在寬頻帶上不進行信號處 理也可，能不提高采樣頻率而進行失真檢測，防止電路規(guī)模和功耗的 增力口。圖1是本發(fā)明的第一實施方式的使用了失真檢測方法的失真補償 放大裝置(第一放大裝置)的結(jié)構(gòu)框圖。如圖l所示，第一放大裝置作為與圖6所示的現(xiàn)有的功率放大裝 置相同的部分，具有預(yù)失真器l、 D/A轉(zhuǎn)換器2、正交調(diào)制器3、振蕩 器4、功率放大器5和方向耦合器6，作為第一功率放大器的特征部 分，具有混頻器7、振蕩器8、 A/D轉(zhuǎn)換器9、正交解調(diào)器14、失真 檢測部17、控制部18和抽取器19。并且，失真檢測部17由均衡器 15和絕對值平均化部(在圖中為絕對值平均化)16構(gòu)成。與現(xiàn)有的功率放大器相同的部分，結(jié)構(gòu)和工作都與現(xiàn)有的相同， 因此這里省略其說明。具體地說明第 一放大裝置的特征部分。混頻器7將由方向耦合器6進行了分支的功率放大器5的輸出信 號和來自振蕩器8的信號進行合成，下變頻為IF頻率。另外，該IF 頻率及其頻帶寬度也可以與輸入到預(yù)失真器i的輸入信號的IF頻率相同。即，振蕩器8可以與振蕩器4相同，也可以共用。另外，也可 以取代混頻器7而設(shè)置模擬正交解調(diào)器，與正交調(diào)制器3相同地施加 局部信號進行直接解調(diào)，在兩個A/D轉(zhuǎn)換器中進行采樣并輸入到失真 才企測部。A/D轉(zhuǎn)換器9將下變頻后的信號按時鐘2采樣并進行A/D轉(zhuǎn)換。 在此，作為第一功率放大器的特征，由于在失真轉(zhuǎn)換中沒有使用FFT, 因此不對包含IM3和IM5的交調(diào)失真的寬頻帶進行采樣也可。所以 時鐘2是僅對原來的調(diào)制信號的頻帶能夠正常采樣的頻率就可以了 。例如，在處理WCDMA信號的4載波的放大裝置的情況下，時鐘 1 ( D/A轉(zhuǎn)換器2的采樣率)為相當(dāng)于碼片率(chip rate )的32倍的 122.88MHz，而時鐘2能為其整數(shù)量分之一 (例如3分之一 )。因此，不提高時鐘頻率即可，不用增加成本和功耗。由此，下變 頻信號中包含的調(diào)制信號和交調(diào)失真落入到奈奎斯特頻帶內(nèi)。另外，正交解調(diào)器14將A/D轉(zhuǎn)換后的采樣信號進行正交解調(diào)。 而且，抽取器19對輸入到預(yù)失真器1的輸入信號d(n)進行下釆樣， 直到來自正交解調(diào)器14的正交解調(diào)信號的采樣率，輸出d(n)。失真檢測部17是第一功率放大裝置的特征部分，由均衡器15和絕對值平均化部16構(gòu)成，檢測包含在正交解調(diào)后的采樣信號中的失真，將其作為失真值輸出到控制部18。失真檢測部17的均衡器15輸入來自正交解調(diào)器14的正交解調(diào) 信號u (n)和作為參照信號輸入到預(yù)失真器1的輸入信號d (n), 檢測均衡誤差e (n)，輸出到絕對值平均化部16。這里，使用圖2說明均衡器15的結(jié)構(gòu)。圖2是表示均衡器15的 概略結(jié)構(gòu)的圖。均衡器15具有FIR ( Finite Impulse Response )濾波器、將FIR濾 波器的輸出和參照信號的差作為均衡誤差而輸出的加法器24、以及安 裝了自適應(yīng)算法的LMS部25。FIR濾波器由使輸入信號延遲了 一個采樣時間的延遲元件21 、對 所設(shè)定的系數(shù)進行乘法運算的乘法器22 、對來自各乘法器的輸出進行 加法運算的加法器23、以及將加法器23的輸出和參照信號之差作為 均衡誤差輸出的加法器24構(gòu)成。LMS部25利用按每個正交解調(diào)信號的一個采樣時間(對應(yīng)于時 鐘2)表示的LMS算法，求出使均衡誤差e (n)為最小的最佳抽頭 系數(shù)來更新各乘法器的系數(shù)。= - u("fh(") 數(shù)學(xué)式1在此，n為采樣的指針(index) , u(n)為輸入信號，h(n)為 抽頭系數(shù)，d(n)為參照符號，e(n)表示均衡誤差，u為步進增益。 而且，當(dāng)具體地記載h (n)和u (n)時，則如數(shù)學(xué)式2所示。 h(")-[A。 ^…/V〗ru(")-[w(") "("-I)…w( —A0]r 數(shù)學(xué)式2在均衡器15中，u (n)為正交解調(diào)信號，d (n)為預(yù)失真的輸 入信號，兩者都為復(fù)數(shù)信號。這里，使用圖3說明LMS部25的結(jié)構(gòu)。圖3是表示均衡器15 的LMS部25的結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)框圖。如圖3所示，LMS部25由復(fù)數(shù)共軛運算部251、乘法器252、加法器253、延遲器254以及延遲器255構(gòu)成。而且，在復(fù)數(shù)共軛運算部251進行均衡誤差e (n)的復(fù)數(shù)共軛運 算，在乘法器253對復(fù)數(shù)共軛運算結(jié)果和輸入信號u ( n )進行乘法運 算，將乘法運算的結(jié)果在加法器253與上一次的抽頭系數(shù)h(n)相加， 算出新的抽頭系數(shù)h(n),輸出到FIR濾波器的各乘法器22。另夕卜，絕對值平均化部16求出從均衡器15輸出的均衡誤差e(n) 的絕對值，將該絕對值在特定時間內(nèi)進行加法運算后的值(進行了時 間平均的值)作為失真值而輸出到控制部18。當(dāng)設(shè)取得時間平均的間 隔取為M個樣本時，從絕對值平均化部16輸出的失真值E(n)用數(shù) 學(xué)式3表示。五(")=1:剛M+l 數(shù)學(xué)式3即，在第一放大裝置中，從失真檢測部17將該E (n)作為失真 值輸出，施加給控制部18，在控制部18中利用上述攝動法設(shè)定預(yù)失 真的系數(shù)，以使失真值減小。作為失真檢測部17的均衡器15的作用還有，校正由高頻的濾波 器或微帶狀線的延遲而產(chǎn)生的定時偏移；按照正交調(diào)制器和混頻器的 局部頻率的不同而引起的頻率偏置所導(dǎo)致的相位旋轉(zhuǎn)，將預(yù)失真器1 的輸入信號和功率放大部輸出信號在基帶進行波形比較而取得同步。由均衡器取得同步時，假設(shè)功率放大器上沒有非線性失真，則均衡誤差e (n)幾乎為零。但是，由于實際的功率放大器具有非線性失真，因此在只能均衡 線性失真的FIR濾波器中，非線性失真的成分成為均衡誤差而顯現(xiàn)出 來。用圖4說明檢測出的均衡誤差。圖4是表示對預(yù)失真器1的輸入 信號和沒有補償非線性失真的功率放大部的包絡(luò)線進行了時間比較 的波形的圖。另外，在圖4中，對功率放大器的輸出信號進行校正使 得增益為1。如圖4所示，在確立了同步的狀態(tài)下，對功率放大器5的輸入電 平越大非線性失真的失真成分就越大，因此在輸入信號為比較小的電平時，沒有出現(xiàn)均衡誤差，當(dāng)輸入了接近峰值功率的值時，均衡誤差 將增大。因此，在計算了均衡誤差的絕對值之后，只要能以可以忽功率變動的影響的程度在足夠長的時間內(nèi)(例如l~10ms)進行平均，就能將其作為失真值使用。在第一放大裝置中，根據(jù)這樣求得的失真值，控制部18與以往 同樣地更新預(yù)失真器的系數(shù)進行自適應(yīng)控制。另外，在第 一放大裝置中，由于將A/D轉(zhuǎn)換器9的采樣頻率CLK2 設(shè)定為僅能對調(diào)制信號的頻帶寬度進行采樣的頻率，因此調(diào)制信號頻 帶外的交調(diào)失真由于混淆現(xiàn)象而落入調(diào)制信號的頻帶內(nèi)。在第一放大裝置中，利用這點，通過將均衡誤差的絕對值在足夠 長的時間內(nèi)進行平均，就能將落入到調(diào)制信號的頻帶內(nèi)的交調(diào)失真的 成分通過僅在調(diào)制信號的頻帶內(nèi)的采樣而檢測出。本發(fā)明的第一實施方式的均衡器15，其目的是根據(jù)均衡誤差來評 價失真值，因此在功率放大器等中產(chǎn)生的非線性失真越小，成為參照 信號的預(yù)失真器的輸入信號d (n)和作為均衡對象的正交解調(diào)信號u (n)之差就越小。更為優(yōu)選的是，當(dāng)沒有非線性失真時，其差為零。 因此，盡可能使參照信號和正交解調(diào)信號接受的頻率特性一致。另外，正交解調(diào)信號的采樣率可以為比調(diào)制信號帶寬(本實施例 中為20MHz)的2倍小，但最好為2倍或2倍以上。另外，通常是將功率放大器5和預(yù)失真器1以不同的基板來構(gòu)成， 之后進行調(diào)整，根據(jù)本發(fā)明的第一放大裝置，具有能通過均衡器15 吸收連接部的頻率特性的不確定性，減少調(diào)整工時而降低制造成本的 效果。另外，在第一放大裝置中，作為在均衡器15中使用的算法，對 應(yīng)用了 LMS算法的例子進行了說明，但是只要能取得同步，也可以 使用其他的算法。另外，上述例子中表示了原理，在第一放大裝置中作為參照信號 原樣使用了通常的CDMA信號，因此振幅不均勻，實際上，最好與 專利文獻2同樣地，應(yīng)用將數(shù)學(xué)式1的第1式取為h (n+l ) =h (n)+p . u (n) /|u (n) 12的歸一化LMS法。另外，由于成為均衡對象 的頻率特性和延遲幾乎沒有變動，因此不需要始終參照CDMA信號， LMS部25也可以間隔多個樣本時間(每多個樣本時間)參照參照信 號來更新系數(shù)。更新不需要實時進行，也可以批量處理?；蛘撸灰獌H將CDMA信號內(nèi)的特定的振幅信號作為參照信號進 行自適應(yīng)均衡化，就能將其特定的振幅作為基準(zhǔn)，使失真成為均衡誤 差而被沖企測出。接著，說明本發(fā)明第二實施方式的第二失真補償放大裝置(第二 放大裝置)。在上述第一放大裝置中，不提高采樣頻率，對僅包含調(diào)制信號的 狹窄頻帶進行采樣，對于由均衡器檢測出的均衡誤差的絕對值，計算 足夠長的時間的時間平均，將其作為失真值而用于預(yù)失真器的控制。 在第二放大裝置中，維持包含IM5的程度的范圍內(nèi)的足夠?qū)挼牟蓸宇l 帶，不是僅按大小檢測均衡誤差，而是作為誤差矢量進行檢測，據(jù)此 進行預(yù)失真的控制。使用圖5說明第二放大裝置。圖5是表示第二放大裝置的結(jié)構(gòu)的圖。如圖5所示，第二放大裝置是與圖1所示的第一放大裝置幾乎相 同的結(jié)構(gòu)，^旦失真^r測部17、控制部18和預(yù)失真器1的結(jié)構(gòu)和工作 與第一放大裝置一部分不同。另外，A/D轉(zhuǎn)換器9中的采樣頻率也與 第一放大裝置不同。其他的構(gòu)成部分與第一放大裝置基本相同，因此 其i兌明/人略。A/D轉(zhuǎn)換器9對被分支和下變頻后的信號以CLK2進行采樣，并 輸出到正交解調(diào)器。在此，A/D轉(zhuǎn)換器9的采樣頻率是可采樣到IM5 左右的頻率，在本實施方式中，與D/A轉(zhuǎn)換器2相同。另外，在預(yù)失真器l中設(shè)置了存儲例如與輸入信號的功率值相對 應(yīng)的移相量和衰減量的查找表，參照查找表，乘以與輸入信號的功率 值相對應(yīng)的失真補償值，事先對發(fā)送信號補償功率放大器的非線性失 真的失真?？刂撇?8根據(jù)從失真檢測部17的均衡器15輸入的均衡誤差e (n),直接更新在發(fā)生e (n)時所用的預(yù)失真器1的查找表的特定 的值，使得通過LMS法均衡誤差最小。具體的控制方法可以與專利 文獻1相同。作為第二放大裝置的特征部分的失真檢測部17，由與第一放大器 相同的均衡器15構(gòu)成，不設(shè)置在第一功率放大器中設(shè)置的絕對值平 均化部16。均衡器15接收將對功率放大器輸出進行了分支的輸入信號下變 頻、采樣并正交解調(diào)后的信號u (n)、和作為參照符號輸入到預(yù)失真 器的輸入信號d (n),將檢測出的均衡誤差(n)輸出到控制部18。 均衡器15的結(jié)構(gòu)和工作與第一放大裝置相同。即，在第二放大裝置中，對失真檢測本身不使用FFT，而用均衡 器檢測均衡誤差，以矢量的原樣將其作為失真值輸出到控制部18。第 二放大裝置通過對足夠?qū)挼念l帶進行采樣，能不取均衡誤差的時間平 均而^r測失真成分。按照本發(fā)明的第二實施方式的失真補償放大裝置(第二放大裝 置)，將由方向耦合器6對功率放大器5的輸出進行了分支的信號在 混頻器7進行下變頻，由A/D轉(zhuǎn)換器9對包含第5次失真(IM5 )的 程度的頻帶進行采樣，由正交解調(diào)器14進行正交解調(diào)，失真檢測部 17的均衡器15檢測作為參照符號的預(yù)失真器的輸入信號d (n)和該 正交解調(diào)信號u (n)的均衡誤差e (n),并將其作為失真值輸出到 控制部18，控制部18根據(jù)失真值控制預(yù)失真器從而進行失真補償， 具有能夠在適當(dāng)?shù)剡M行了延遲和頻率特性的補償?shù)臓顟B(tài)下比較時間 波形，容易檢測非線性失真成分的效果。另外，根據(jù)第二放大裝置，與第一放大裝置相同，具有能由均衡 器15吸收連接部的頻率特性的不確定性，并能調(diào)整工時而使制造成 本降低的效果。接著，說明本發(fā)明的第三實施方式的失真補償放大裝置。第三失真補償放大裝置(第三放大裝置)僅針對特定振幅的CDMA信號以矢量的原樣對誤差進行平均，并將其作為失真值使用來 控制預(yù)失真器。第三放大裝置的結(jié)構(gòu)與第一放大裝置幾乎相同，因此省略圖示。 但在失真檢測部具有均衡器和以矢量的原樣對從均衡器輸出的誤差 矢量進行平均的平均化部(誤差平均化部)。第三放大裝置的均衡器針對特定振幅的預(yù)失真器輸入信號d (n) 檢測誤差，作為一例，將"特定振幅，，按事先設(shè)定好的順序從低電平 到高電平反復(fù)地依次變化，對各振幅檢測誤差矢量，輸出到平均化部。這里，在失真檢測部的平均化部，對檢測出的誤差矢量e (n), 將e ( n ) /d ( n ) = ( e ( n ) d* ( n ) ) /1 d ( n ) | 2的進行平均(也 可以不用d(n)而用u(n)進行歸一化)。此時，誤差矢量e (n) 是相對地表現(xiàn)振幅的不同的量，因此均衡器訓(xùn)練與特定的振幅無關(guān)， 必須始終在相同條件下進行?？刂撇繉⑦@樣檢測出的誤差矢量的平均值作為失真值來控制預(yù) 失真器。在此，使用圖6說明誤差平均化部的結(jié)構(gòu)。圖6是本發(fā)明的 第三實施方式的誤差平均化部的結(jié)構(gòu)框圖。如圖6所示，失真檢測部的誤差平均化部由復(fù)數(shù)共扼乘法器161、 平方化部162、除法器163、振幅判斷部164、以及與代表點的個數(shù)相 等數(shù)量的平均化部165 - 1 ~ 165 - 16構(gòu)成。平均化部165 - 1 ~ 165 -16分別進行對應(yīng)于振幅xl xl6的誤差矢量的平均。而且，在誤差平均化部，復(fù)數(shù)共扼乘法器161對由均衡器檢測出 的誤差矢量e (n)和參照信號d (n)進行復(fù)數(shù)共扼乘法運算，在除 法器163用復(fù)數(shù)乘法運算的結(jié)果除以參照信號d(n)的振幅成分的平 方，并且振幅判斷部164判斷輸入信號的振幅，將除法運算的結(jié)果輸 出到與振幅對應(yīng)的平均化部165進行平均，將其結(jié)果作為失真值輸出 到控制部。當(dāng)在預(yù)失真器中設(shè)置與振幅值對應(yīng)的失真補償表，通過代表點間 的插補對其進行更新的結(jié)構(gòu)時，平均化部使用來自均衡器的誤差矢量 來檢測代表點個數(shù)的失真值，控制部使用與振幅對應(yīng)的失真值來更新代表點。作為更新方法，有從相對應(yīng)的代表點的值減去對失真值乘以 1以下的步進系數(shù)的值的方法。對代表點進行插補而生成表的方法，可以與特開2005 — 73032相同。另外，在利用冪級數(shù)生成失真補償表的結(jié)構(gòu)的情況下，控制部通 過比較誤差檢測后的特定的振幅與除此之外的振幅的基于冪級數(shù)的 各系數(shù)的偏微分值，得知增減該系數(shù)時的該振幅中的失真變化的方 向，因此根據(jù)該方向和該誤差矢量的方向(相位的超前滯后和振幅大 小)，進行決定各系數(shù)的更新方法的控制，以使誤差減小。根據(jù)本發(fā)明的第三實施方式的失真補償放大裝置(第三放大裝 置)，將由方向耦合器對功率放大器的輸出進行了分支的信號在混頻 器7進行下變頻，由A/D轉(zhuǎn)換器采樣，并在正交解調(diào)器進行正交解調(diào)， 失真檢測部的均衡器將特定振幅的CDMA信號作為參照符號d(n)， 檢測出與該正交解調(diào)信號u (n)的誤差矢量e (n)時，使特定的振 幅從低電平到高電平循環(huán)地變化，對各振幅檢測出誤差矢量，并且對 e (n)/u (n)進行平均，將其作為失真值輸出到控制部，控制部根據(jù) 失真值控制預(yù)失真器從而進行失真補償。由于失真作為矢量進行檢 測，所以使用比攝動法更高速的失真補償算法，具有能高速收斂的效 果。接著，說明本發(fā)明的第四實施方式的失真補償放大裝置(第四放 大裝置)。第四放大裝置，在預(yù)失真器中設(shè)置有FIR濾波器，控制部根據(jù)由 失真檢測部的均衡器檢測出的均衡誤差，自適應(yīng)地控制FIR濾波器地 抽頭系數(shù)。使用圖12說明第四放大裝置的結(jié)構(gòu)。圖12是本發(fā)明的第四放大 裝置的結(jié)構(gòu)框圖。如圖12所示，第四放大裝置由預(yù)失真器100、 D/A轉(zhuǎn)換器2、正 交調(diào)制器3、振蕩器4、功率放大器5、方向耦合器6、正交解調(diào)器7、 A/D轉(zhuǎn)換器9、均衡器(在圖中為"線性均衡器")15、以及控制部 18構(gòu)成。基本的結(jié)構(gòu)與上述第二放大裝置幾乎相同，但預(yù)失真器100、控制器18的結(jié)構(gòu)以及工作與第二放大裝置一部分不同。而且，在第四放大裝置中，與上述第一~第三的放大裝置相同地， 輸入信號由預(yù)失真器100補償在功率放大器5產(chǎn)生的非線性失真，D/A 轉(zhuǎn)換后在正交調(diào)制器中進行正交調(diào)制，并且用來自振蕩器4的無線頻 率進行上變頻，在功率放大器5中放大后而成為輸出信號。來自功率放大器5的輸出信號，由方向耦合器6分支并被反饋， 在正交解調(diào)器7下變頻后進行正交解調(diào)，由A/D轉(zhuǎn)換器9轉(zhuǎn)換成數(shù)字 信號，在均衡器15中，計算出將反饋信號的正交解調(diào)信號u (n)用 預(yù)失真器的輸入信號d (n)進行了均衡后的均衡誤差e (n)，控制 部18控制預(yù)失真器，以使該均衡誤差為最小。在此，利用均衡器15 除去在方向耦合器6之后的模擬元件上產(chǎn)生的線性失真，剩下的均衡 誤差e( n)是在功率放大器5產(chǎn)生的非線性失真成分導(dǎo)致的均衡誤差。具體地說明作為第四放大裝置的特征部分的預(yù)失真器100的結(jié) 構(gòu)。圖13是第四放大裝置的預(yù)失真器100的結(jié)構(gòu)框圖。如圖13所示，第四放大裝置的預(yù)失真器100由3次失真發(fā)生器 101、 5次失真發(fā)生器102、 7次失真發(fā)生器103、延遲電3各104、第一 FIR濾波器(FIR濾波器(1) ) 105、第二FIR濾波器(FIR濾波器 (2) ) 106、第三FIR濾波器(FIR濾波器(3) ) 107、以及加法器 108~ IIO構(gòu)成。3次失真發(fā)生器101與圖9所示的現(xiàn)有的預(yù)失真器中的第一級的 結(jié)構(gòu)相同，用于計算lx^.x。同樣地，5次失真發(fā)生器102用于計 算I x I 4 . x, 7次失真發(fā)生器103用于計算I x 16 . x。 延遲器104用于將輸入信號x (n)延遲一定時間。 第一 FIR濾波器105根據(jù)從控制部18提供的最佳抽頭系數(shù)hi, 對3次失真進行積和運算。同樣地，第二FIR濾波器106和第三濾波 器FIR濾波器107分別從控制部18接收最佳抽頭系數(shù)h2、 h3而進行 運算。即，圖9的現(xiàn)有的預(yù)失真器的結(jié)構(gòu)與第四放大裝置的預(yù)失真器的 不同點在于，在第四放大裝置的預(yù)失真器中，代替對來自各失真發(fā)生器的輸出乘以系數(shù)(ot、 (3、 y),而設(shè)置了FIR濾波器?？刂撇?8被輸入來自均衡器15的均衡誤差e (n)和3次失真信 號、5次失真信號、7次失真信號，利用LMS等自適應(yīng)算法計算出 FIR濾波器105、 106、 107的最佳抽頭系數(shù)hl、 h2、 h3,提供給各 FIR濾波器。加法器110對第三FIR濾波器107的輸出和第二FIR濾波器106 的輸出進行加法運算，加法器109對加法器110的輸出和第一FIR濾 波器105的輸出進行加法運算。加法器108對加法器109的輸出和由延遲電路104進行了延遲的 輸入信號進行加法運算，生成預(yù)失真器IOO的輸出信號。接著，說明控制部18的上述結(jié)構(gòu)的預(yù)失真器的控制方法。第一、第二、第三FIR濾波器中的系數(shù)hl、 h2、 h3分別用 hl(n+l)=hl(n)+ ;z l.u(n).e(n)h2(n+l)=h2(n) + ;z 2 u(n)' e(n)h3(n+l)=h3(n)+ ju 3 u(n).e(n)表示。如上所述，e (n)是由線性均衡器15均衡后剩余的非線性 失真導(dǎo)致的均衡誤差。u (n)是反饋信號的正交解調(diào)信號，pl、 p、 |i3是決定系數(shù)更新的響應(yīng)特性的步進增益。當(dāng)增大步進增益時收斂速 度加快，但剩余誤差增大，當(dāng)不僅增益減小時收斂速度減慢，而剩余 誤差減小。而且，在第四放大裝置中，與基于圖IO所示的現(xiàn)有的LMS的控 制相同地更新hl、 h2、 h3。作為步進增益pl、 ^t2、 p3的設(shè)定方法，可以將更新hl (n) 、 h2 (n) 、 h3 (n)的響應(yīng)特性設(shè)定得全部相同，也可以設(shè)定成|il〉^2>|i3 的步進增益，使得系數(shù)按特定的順序例如hi (n) 、 h2 (n) 、 h3 (n) 的順序收癥支?；蛘?，也可以使|il<^2<(i3,使得按相反的順序例如h3 (n) 、 h2 (n) 、 hl (n)的順序收斂系數(shù)。這樣，通過按順序更新系數(shù)，能實現(xiàn)穩(wěn)定收斂的效果。 作為步進增益的其他設(shè)定方法，將pl、 p2、 ^i3全部設(shè)定為零直到線性均衡器15收斂，當(dāng)線性均衡器15收斂時，首先對pd設(shè)定適 當(dāng)?shù)闹祪H更新hl (n),當(dāng)e(n)的值成為在其之上不接近0的值后， 使|il返回到0而對p2設(shè)定適當(dāng)?shù)闹祪H更新h2 (n)，...這樣， 能才姿hl (n) —h2 (n) ~^h3 (n) —hi ( n ) ~> . 這才羊的順序一個 一個地更新系數(shù)。由此，能實現(xiàn)穩(wěn)定的收斂。按照本發(fā)明的第四實施方式的失真補償放大裝置(第四放大裝 置)，在預(yù)失真器100的3次失真發(fā)生器101、 5次失真發(fā)生器102、 7次失真發(fā)生器103的輸出上分別設(shè)置FIR濾波器105、 106、 107， 檢測失真的均衡器15檢測作為參照符號的預(yù)失真器的輸入信號d(n) 和該正交解調(diào)信號u (n)的均衡誤差e (n),將其作為失真值輸出 到控制部18,控制部18是作為根據(jù)失真值而利用自適應(yīng)算法對各FIR 濾波器的系數(shù)進行更新的失真補償放大裝置，因此具有不需要失真檢 測中的FFT能降低處理量，不增大電路規(guī)模而進行高精度的失真補償 的效果。另外，按照第四放大裝置，通過將使各FIR濾波器的系數(shù)收斂時 的步進增益，按3次失真、5次失真、7次失真的順序進行設(shè)定，具 有能提高收斂的穩(wěn)定性、進行穩(wěn)定的失真補償?shù)男Ч?其次，說明其他的帶失真控制功能的放大裝置。 近年來，作為高效率的放大器，Doherty放大器備受關(guān)注。 圖24是表示現(xiàn)有的Doherty放大器的結(jié)構(gòu)的框圖。 輸入到輸入端子111中的信號，由分配器112分配，其一個信號 被輸入到載波放大電路40中。載波放大電路40由放大元件42、與該 放大元件42的輸入側(cè)進行匹配的輸入匹配電路41、以及與放大元件 42的輸出側(cè)進行匹配的輸出匹配電路43。載波》文大電^各40的輸出由 變量器61進行阻抗變換。由上述分配器112分配的另一信號，由移相器113將相位延遲了 90度后被輸入到峰值放大電路50中。峰值放大電路5與載波放大電 路40同樣，由輸入匹配電路51、放大元件52以及輸出匹配電路53 構(gòu)成。X/4變量器61和峰值放大電路5的輸出在節(jié)點(合成點)62進行合成。合并X/4變量器和節(jié)點62而稱為Doherty合成部60。合 成后的信號為了與輸出負(fù)載Zo匹配而由X/4變量器70進行阻抗變換 后，經(jīng)由輸出端子80提供給負(fù)載90。載波放大電路40和峰值;改大電路50，在放大元件42偏置到AB 級、放大元件52偏置到B或C級這一點上不同。因此，放大元件42 單獨工作直到輸入放大元件52工作的信號為止，當(dāng)放大元件42進入 飽和區(qū)域，放大元件42的特性開始不成線性時，放大元件52開始工 作，將放大元件52的輸出提供給負(fù)載90,并與放大元件42—起驅(qū)動 負(fù)載90。此時，輸出匹配電路43的負(fù)載線乂人高電阻向低電阻移動， 但放大元件42位于飽和區(qū)域，因此效率很好。當(dāng)來自輸入端子111 的輸入進一步增加時，峰值放大電路50的放大元件52也開始飽和， 但由于放大元件42、 52都飽和，因此此時的效率很好。另外，作為相關(guān)的公知技術(shù)，在該Doherty放大器中，可以考慮 帶失真控制功能的放大器，其控制峰值放大器中的放大元件的偏壓， 或者控制載波放大器和峰值放大器中的兩放大元件的偏壓，以降低失 真的發(fā)生。作為公知技術(shù)，有特開2005 - 117599號公報、特開2002 -50933號7>報、特表2005 - 516524號公才艮。而且，在現(xiàn)有的具有反饋失真補償或預(yù)失真補償?shù)姆糯笱b置中， 存在失真補償不徹底的狀態(tài)這樣的問題、或失真補償后的交調(diào)失真存 在不均，為了對其進行改進而增大容限時效率惡化，結(jié)果成為不能將 效率發(fā)揮到最大限度的狀態(tài)。另外，現(xiàn)有的Doherty放大器，使其效率越好，AM - AM (輸入 振幅電平對的輸出振幅電平)轉(zhuǎn)換特性和AM - PM (輸入振幅電平對 的輸出相位旋轉(zhuǎn)量)轉(zhuǎn)換特性就越惡化，另外，存在著在帶失真控制 功能的放大器中失真的降低不足，不能將效率發(fā)揮到最大限度的問 題。在此，其他的帶失真補償功能的放大裝置是為了解決上述問題而 作出的，目的在于提供一種帶失真控制功能的放大裝置，該裝置能良 好地保持AM - AM轉(zhuǎn)換特性和AM - PM轉(zhuǎn)換特性，并且能吸收失真補償后的交調(diào)失真的不均，將效率發(fā)揮到最大限度。作為其他的帶失真控制功能的放大裝置，其特征在于包括，具有在AB級工作的放大元件的栽波放大電路；具有根據(jù)從控制端子輸入 的控制信號來控制放大工作的放大元件的峰值放大電路；以及預(yù)失真 補償電路，該預(yù)失真補償電路包括合成并輸出由上述載波放大電路 和峰值放大電路進行了放大的信號的合成裝置構(gòu)成的Doherty放大 器；補償上述Doherty放大器的非線性失真的預(yù)失真器；檢測包含在 上述Doherty放大器的輸出信號中的交調(diào)失真的失真檢測部；控制上測出的失真值減小，并且控制上失真成為目標(biāo)值的控制部。按照其他的帶失真控制功能的放大裝置，能將Doherty放大器中 的交調(diào)失真收斂到目標(biāo)的交調(diào)失真，吸收交調(diào)失真的不均并且將交調(diào) 失真的目標(biāo)值設(shè)定為適當(dāng)?shù)闹?，由此能將效率發(fā)揮到最大限度。以下，參照

又一 帶失真控制功能的放大裝置的實施方式。圖14是表示又一帶失真控制功能的放大裝置的一個實施方式的 帶失真控制功能的放大裝置的結(jié)構(gòu)的框圖，由預(yù)失真補償電路200和 Doherty放大器20組合而成。圖15是表示Doherty放大器20的詳細(xì) 的結(jié)構(gòu)的框圖。如圖14所示，預(yù)失真補償電路200的輸入端子201中被輸入信 號。該輸入信號由預(yù)失真器202補償非線性失真，并送至D/A轉(zhuǎn)換器 203。上述預(yù)失真器202與上述圖12所示的結(jié)構(gòu)同樣地構(gòu)成。上述 D/A轉(zhuǎn)換器203與時鐘信號CLK1同步將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號， 向正交調(diào)制器204輸出。該正交調(diào)制器204通過來自振蕩器205的信 號對輸入信號進行正交調(diào)制。由上述正交調(diào)制器204調(diào)制的信號在 Doherty放大器20放大，從輸出端子207輸出。另外，Doherty放大器20的輸出信號的一部分，經(jīng)由方向耦合器 208被取出，輸入到混頻器209。混頻器209根據(jù)來自振蕩器210的振蕩頻率將從方向耦合器208取出的信號下變頻到IF頻率。由混頻 器209進行了下變頻的IF信號，在A/D轉(zhuǎn)換器211轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號 后輸入到失真檢測部212。該失真4全測部212由高速傅立葉轉(zhuǎn)換電路 (FFT ) 213和IM運算電路214構(gòu)成，求出從上述Doherty放大器20 輸出的信號的失真值，并輸出到控制部217?？刂撇?17適應(yīng)性地控 制預(yù)失真器202使得由失真檢測部212檢測出的失真值減小，并且控 制Doherty放大器20使得由失真檢測部212檢測出的交調(diào)失真成為目 標(biāo)值。在這種情況下，從控制部217輸出的針對Doherty放大器20 的控制信號，由D/A轉(zhuǎn)換器216轉(zhuǎn)換成模擬信號并傳送至Doherty放 大器20,如圖15所示被輸入到峰值放大電路50內(nèi)的放大元件52的 才冊極端子150。上述Doherty放大器20如圖15所示那樣地構(gòu)成。對Doherty放大器20的輸入端子111輸入由圖14所示的正交調(diào) 制器204進行了調(diào)制的信號。輸入到該輸入端子111的信號，由分配 器112進行分配，其一個信號被輸入到載波放大電路40。載波放大電 路40包括放大元件42、與該放大元件42的輸入側(cè)進行匹配的輸入匹 配電路41 、以及與放大元件42的輸出側(cè)進行匹配的輸出匹配電路43 。 載波放大電路4的輸出由X/4變量器61進行阻抗變換。由上述分配器112分配的另一信號，由移相器113將相位延遲了 90度后被輸入到峰值放大電路50中。峰值放大電路50由放大元件 52、與該放大元件52的輸入側(cè)進行匹配的輸入匹配電路51、以及與 放大元件52的輸出側(cè)進行匹配的輸出匹配電路53構(gòu)成。上述放大元 件52具有作為控制端子的柵極端子150，在該柵極端子150上輸入從 上述圖14所示的D/A轉(zhuǎn)換器216輸出的柵極電壓。作為上述放大元 件42、 52，通常使用LD 一MOS ( Lateral Diffused MOS ) 、 GaAs - FET、 HEMT、 HBT等半導(dǎo)體器件。另外，使用FET作為放大元件52時， 由柵極電壓控制工作，而在使用晶體管作為放大元件52的情況下， 由基極電壓控制工作。而且，上述V4變量器61和峰值放大電路5的輸出在節(jié)點(合成點)62進行合成。由上述X/4變量器和節(jié)點62而構(gòu)成Doherty合成 部6。在節(jié)點62合成的信號為了與負(fù)載Zo匹配，由入/4變量器7進 行阻抗變換后，經(jīng)由輸出端子80提供給圖14所示的輸出端子207。在上述結(jié)構(gòu)中，從Doherty放大器20輸出的信號的一部分，經(jīng)由 方向耦合器208被取出，由混頻器209下變頻為IF的頻率之后，在 A/D轉(zhuǎn)換器211轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號進而輸入到失真檢測部212。失真檢 測部212由高速傅立葉轉(zhuǎn)換電路213求出IF信號的頻譜，接著，在 IM運算電路214將根據(jù)調(diào)制信號的載波數(shù)和其失調(diào)頻率而計算出的 IM3 (3次交調(diào)失真)、IM5 (5次交調(diào)失真)的頻率的功率值取為失 真值。控制部217適應(yīng)性地控制預(yù)失真器202,使得由失真檢測部212 檢測出的失真值減小，并且通過D/A轉(zhuǎn)換器216控制Doherty放大器 20內(nèi)的峰值放大電路50,使得由失真檢測部212檢測出的交調(diào)失真 成為目標(biāo)值。由上述預(yù)失真器102進行了失真補償?shù)男盘?，在D/A轉(zhuǎn)換器203 轉(zhuǎn)換成模擬信號后，由正交調(diào)制器204進行正交調(diào)制，并傳送至 Doherty放大器20進行放大。此時的Doherty放大器20利用從控制 部217經(jīng)由D/A轉(zhuǎn)換器216提供給柵極端子150的柵極電壓，控制峰 值放大電路50中的放大元件52的柵極，抑制交調(diào)失真的發(fā)生。而且， 由上述Doherty放大器20進行了放大的信號從輸出端子207輸出。接著，參照圖16所示的流程圖說明上述圖14中的控制部217的 工作。首先，設(shè)定更新對象系數(shù)、設(shè)定次數(shù)、上一次的失真值，并且進 行將峰值放大電路50的放大元件52的柵極電壓Vg設(shè)為B等的初始 設(shè)定(步驟B1)。例如，將要更新的對象的系數(shù)K設(shè)為①3,并將由 失真檢測部212計算出的失真值與上一次失真值比較(步驟B2)。 如果失真值比上一次的值小，則進一步在相同方向更新系數(shù)，即，通過"K = K+Step"的處理更新系數(shù)(步驟B4)，如果失真值增大， 則通過"Step-Stq^ ( -1)"的處理而使更新方向反轉(zhuǎn)(步驟B3)， 之后，進入步驟B4更新系數(shù)。接著，對連續(xù)幾次更新了相同的數(shù)①3進行計數(shù)(步驟B5)，保存檢測出的失真值(步驟B6)。該保存后 的失真值在下一次失真值比較中使用。接著，比較更新次數(shù)和事先設(shè)定好的設(shè)定次數(shù)(步驟B7),如果 更新次數(shù)在設(shè)定次數(shù)以下，則返回步驟B2,反復(fù)進行①3的系數(shù)更新。 另外，當(dāng)更新次數(shù)超過設(shè)定次數(shù)時，變更更新對象系數(shù)(步驟B8)。 即，將系數(shù)K從cP3變更到A3,將更新次數(shù)清零(步驟B9)。接著，判斷失真是否收斂(穩(wěn)定)了 (步驟BIO),并判斷是否 繼續(xù)上述步驟B2 B9的工作。在失真沒有收斂的情況下返回步驟B2 反復(fù)執(zhí)行步驟B2 ~ B10的處理。當(dāng)在上述步驟BIO中判斷為失真已收斂的情況下，比較當(dāng)前失真 值和目標(biāo)失真值(步驟Bll )。即，判斷是下式的哪一個。a:目標(biāo)失真值=當(dāng)前失真值b:目標(biāo)失真值〈當(dāng)前失真值c:目標(biāo)失真值〉當(dāng)前失真值判斷的結(jié)果，如果當(dāng)前失真值和目標(biāo)失真值相同(a),則設(shè)峰值 放大電路5中的.放大元件52的柵極電壓為Vg = Vg (步驟B12 )，在 當(dāng)前失真值在目標(biāo)失真值以上(b)時，將峰值放大電路5中的放大 元件52的柵極電壓變更為Vg = Vg +V步進(使其發(fā)生變化的電壓的步 進幅度)(步驟B13),另外，在當(dāng)前失真值在目標(biāo)失真值以下(c) 時，則將峰值放大電路5中的放大元件52的柵極電壓變更為Vg = Vg -V步進(步驟B14)。之后，返回步驟B2繼續(xù)處理。另外，該柵極 電壓Vg的變化幅度(峰值放大電路5的工作點的范圍)，下限取為 A，上限取為C。由此，能自動地保持在規(guī)定的失真值以下，從而使調(diào)整變得容易。 另外，也可以手動改變放大元件52的4冊極電壓Vg。圖17~圖19是使圖14所示的峰值放大電路50中的放大元件52 的柵極電壓Vg變化時的失真補償特性，圖17是將柵極電壓Vg取為 A時的3次交調(diào)失真特性，圖18是將柵極電壓Vg取為B時的3次 交調(diào)失真特性，圖19是將柵極電壓Vg取為C時的3次交調(diào)失真特性。圖17~圖19中橫軸取為頻率，縱軸取為信號電平來表示。圖中 的a是失真補償前的特性，b是失真補償后的特性。上述帶失真控制功能的放大裝置，如圖17所示，當(dāng)柵極電壓Vg 取為A時，效率為40%、 3次交調(diào)失真(失真補償后)為-40dBc, 如圖18所示，當(dāng)柵極電壓Vg取為B時，效率為30%、 3次交調(diào)失 真(失真補償后)為-45dBc，如圖19所示，當(dāng)柵極電壓Vg取為C 時，效率為20% 、 3次交調(diào)失真(失真補償后)為-50dBc。這樣， 效率和失真補償后的交調(diào)失真為折衷關(guān)系，通過將交調(diào)失真(失真補 償后)的目標(biāo)值設(shè)定為適當(dāng)?shù)闹?設(shè)計值)，能將效率發(fā)揮到最大限 度。由此可知，通過調(diào)整》文大元件52的柵極電壓Vg,能取得作為目 標(biāo)的交調(diào)失真值。例如在將目標(biāo)的交調(diào)失真值確定為-45dBc時，將 柵極電壓設(shè)為B。根據(jù)放大器的規(guī)格，有時3次交調(diào)失真值為-40dBc 也行，此時將柵極電壓設(shè)為A。因此，通過改變柵極電壓Vg，能控 制失真補償后的交調(diào)失真，以使其成為目標(biāo)的交調(diào)失真。即，能將當(dāng)前的交調(diào)失真(失真補償后)收斂于目標(biāo)的交調(diào)失真(失真補償后)， 并吸收交調(diào)失真(失真補償后)的不均。作為一例，說明上述帶失真控制功能的放大裝置的AM-PM轉(zhuǎn) 換特性。圖20 (a) ~ (d)為改變了對峰值放大電路5的放大元件 52提供的柵極電壓Vg時的AM-PM轉(zhuǎn)換特性，(a)表示柵極電壓 Vg=A時的特性，(b )表示柵極電壓Vg = B時的特性，(c )表示柵 極電壓Vg = C時的特性，(d)表示柵極電壓Vg等于載波放大電路 4的放大元件42的柵極電壓Vg時的特性。另外，前面說明的圖7的 AM-PM轉(zhuǎn)換特性取橫軸為輸入、縱軸為相位()來表示。如上述那樣，當(dāng)提高提供給放大元件52的柵極電壓Vg時，接近 AB級的兩合成的AM - PM轉(zhuǎn)換特性，最后成為與AB級相同的特性。 因此，能將Doherty放大器作為AB級的兩合成電路使用，能用Doherty 電路替換現(xiàn)有的AB級的兩合成電路。另外，上述實施方式中的預(yù)失真補償電路200是示出一個例子的 裝置，也可以是其他的結(jié)構(gòu)。另外，Doherty放大器20也為表示一個例子的裝置，也可以是其 他的結(jié)構(gòu)。下面說明上述Doherty放大器20的其他結(jié)構(gòu)例。 (第一結(jié)構(gòu)例)圖21是表示Doherty放大器20的第一結(jié)構(gòu)例的框圖。該Doherty 放大器20，由任意電長度的傳送線路構(gòu)成的阻抗變換器64置換圖15 中的X/4變量器61,并且用移相器31置換移相器113，其他的結(jié)構(gòu)除 常數(shù)等不一樣之外，其他的基本上相同。阻抗變換器64由具有長度l-0 X/2或其以上的電長度的傳送線 路構(gòu)成。路。移相器31是用于以相同相位進行合成的裝置，由于必須吸收載 波放大電路40和峰值放大電路50的相位差，因此有時與阻抗變換器 64的延遲也不同。其他的結(jié)構(gòu)除常數(shù)等不同之外，其余的與圖15所 示的放大器基本相同。根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，通過調(diào)整構(gòu)成阻抗變換器64的傳送線路的長度， 能不依賴放大元件的種類等而將電路的阻抗設(shè)定為最佳值，能提高放 大裝置的性能。(第二結(jié)構(gòu)例)圖22是表示Doherty放大器20的第二結(jié)構(gòu)例的框圖。該第二結(jié) 構(gòu)例，在圖21所示的Doherty放大器20中，在峰值放大電路50和節(jié) 點62之間設(shè)置阻抗變換器65,并且用移相器33置換移相器31,其 他的結(jié)構(gòu)基本相同。上述節(jié)點62經(jīng)由阻抗變換器64和阻抗變換器65耦合來自輸出 匹配電路43和53的輸出信號。阻抗變換器65例如由與阻抗變換器 64相同的任意長的傳送線路構(gòu)成，當(dāng)輸入信號的電平較低放大元件 52沒有工作時，將輸出匹配電路53的輸出阻抗變換成較大的阻抗，使得不流過載波放大電路4的信號。移相器33與阻抗變換器65相同，產(chǎn)生相位旋轉(zhuǎn)(延遲)，當(dāng)阻 抗變換器64的影響或載波放大電路40與峰值放大電路50的相位不 同時，進行相位調(diào)整。如上所述，通過設(shè)置阻抗變換器65，能將從節(jié)點62—側(cè)觀察峰 值放大電路5時的阻抗取為較大的值，即使在輸入信號的電平較小而 輸出匹配電路53的輸出阻抗不夠大的情況下，也能抑制載波放大電 路40的損失而構(gòu)成高效率的放大器。 (第三結(jié)構(gòu)例)圖23的(a) (b)是表示Doherty放大器20的第三結(jié)構(gòu)例的框圖。該第三結(jié)構(gòu)例，在圖22所示的Doherty放大器20中，取代移相 器33、阻抗變換器64、 65而使用移相器34、阻抗變換器66、 67,其 他的結(jié)構(gòu)基本相同。上述移相器34、阻抗變換器66、 67都是組合了長度不同的多個 傳送線路(這里為3種)和開關(guān)的裝置。各傳送線路的長度，事先按照假設(shè)要使用的多個頻率進行優(yōu)化， 以使放大器的性能為最佳，另外，不限于在布線板上形成導(dǎo)電圖案的 裝置，也可以按裝置分別使用長度容易微調(diào)的半剛性纜線。在移相器34上設(shè)置有開關(guān)a、 b和端子A、 B，在阻抗變換器66 上設(shè)置有開關(guān)c、 d和端子C、 D，在阻抗變換器67上設(shè)置有開關(guān)e、 f和端子E、 F，各開關(guān)a f分別根據(jù)從對應(yīng)的端子A F輸入的控制 信號來切換為與任意一個傳送線路連接。進而，進行圖23的(a)所示的放大器的控制的控制部，如圖23 的(b)所示，具有產(chǎn)生控制信號的CPU (或ROM) 120和l/O控制 器130，圖23的(a)所示的放大器的各端子A~F與1/0控制器130 連接。另外，在CPU (或ROM) 120上雖然省略了圖示，但例如作 為表，存儲了事先假設(shè)使用的頻率、和用于連接長度與該頻率對應(yīng)的 傳送線路的各端子的控制信號的數(shù)據(jù)。而且，當(dāng)對CPU (或ROM) 120輸入指定頻率的信號時，CPU (或ROM ) 12 0讀出與所指定的頻率對應(yīng)存儲的控制信號，并輸出到 端子A F。另外，開關(guān)a~f分別根據(jù)輸入到端子A~F的控制信號 來切換，選擇與所使用的頻率相對應(yīng)的最佳長度的傳送線路。按照第三結(jié)構(gòu)例的Doherty放大器20,根據(jù)所使用的頻率容易地 選擇最佳長度傳送線路來構(gòu)成移相器34、阻抗變換器66、 67,因此， 具有能緩和移相器34、阻抗變換器66、 67的頻率特性導(dǎo)致的偏離最 佳值，能不論頻率而進行最佳的匹配從而提高Doherty放大器的放大 效率，能擴大可應(yīng)用的頻帶的效果。另外，與對各頻帶準(zhǔn)備專用的布 線板的情況相比，具有大幅消減成本的效果。另外，其他的帶失真控制功能的放大裝置不限于上述實施方式的 原樣，只要是在實施階段中，在沒有脫離其主旨的范圍內(nèi)，也可以改 變構(gòu)成要素而具體化。工業(yè)可利用性本發(fā)明用于無線通信發(fā)送機的功率放大器中，尤其適用于調(diào)制信 號的頻帶變寬也能不提高采樣頻率、不增大電路規(guī)模和功耗而進行失 真檢測的非線性失真檢測方法和失真補償放大裝置。
權(quán)利要求
1.一種失真補償放大裝置的非線性失真檢測方法，上述失真補償放大裝置包括對輸入信號進行功率放大的功率放大器；對作為放大對象輸入的調(diào)制信號補償由上述功率放大器產(chǎn)生的非線性失真的失真補償裝置；根據(jù)上述功率放大器輸出的反饋信號來檢測包含在上述功率放大器輸出中的失真成分并評價失真的失真檢測部；以及根據(jù)在上述失真檢測部進行的失真評價來控制失真補償裝置的控制部，上述非線性失真檢測方法的特征在于，上述失真檢測部將輸入到上述失真補償裝置的輸入信號作為參照符號，對上述功率放大器輸出的反饋信號進行均衡化，求出上述均衡信號和上述參照符號的均衡誤差，并根據(jù)上述均衡誤差來評價失真。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的非線性失真檢測方法，其特征在于， 失真檢測部求出在特定時間內(nèi)對均衡誤差的絕對值進行時間平均而得到的時間平均值，并根據(jù)上述時間平均值來評價失真。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的非線性失真檢測方法，其特征在于， 失真檢測部使輸入失真補償裝置的輸入信號的振幅從低電平到高電平循環(huán)變化，對上述輸入信號的每個振幅電平檢測均衡誤差并對 其進行平均化，且根據(jù)上述平均化的結(jié)果來評價上述各振幅電平的失真。
4. 一種失真補償放大裝置，包括 對輸入信號進行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述功率放大器產(chǎn)生的非 線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對上述功率放大器輸出的反饋信號進行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的上述反饋信號來檢測包含在上述功率放大器輸 出中的失真成分并將其作為失真值輸出的失真檢測部；以及 根據(jù)上述失真值來控制上述預(yù)失真器的控制部， 上述失真補償放大裝置的特征在于，上述A/D轉(zhuǎn)換器以能對包含要發(fā)送的調(diào)制信號且不包含交調(diào)失真 的頻帶進行采樣的頻率對其進行采樣，上述失真檢測部包括將輸入到上述預(yù)失真器的輸入信號作為參 照符號輸入，由FIR濾波器對上述功率放大器輸出的反饋信號進行均 衡化，并輸出上述均衡信號和上述參照符號的均衡誤差的均衡器；和 將在特定時間內(nèi)對上述均衡誤差的絕對值進行時間平均而得到的時 間平均值作為失真值輸出的絕對值平均化部。
5. —種失真補償放大裝置，包括對輸入信號進行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述功率放大器產(chǎn)生的非 線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對上述功率放大器輸出的反饋信號進行采樣的A/D 轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的上述反饋信號來檢測包含在上述功率放大器輸 出中的失真成分并將其作為失真值輸出的失真檢測部；以及 根據(jù)上述失真值來控制上述預(yù)失真器的控制部， 上述失真補償放大裝置的特征在于，上述A/D轉(zhuǎn)換器以能對包含要發(fā)送的調(diào)制信號且不包含交調(diào)失真 的頻帶進行采樣的頻率對其進行采樣， 失真一全測部包括多個平均化部，將來自均衡器的輸出分別按參照符號的振幅電平 進行平均，并將平均值作為與參照符號的振幅電平對應(yīng)的失真值來輸出；和均衡器，將輸入到上述預(yù)失真器的輸入信號作為參照符號輸入，利用FIR濾波器對上述功率放大器輸出的反饋信號進行均衡，計算出 上述均衡信號和上述參照符號的均衡誤差，用上述參照符號的振幅成 分的平方去除上述均衡誤差和上述參照符號的復(fù)數(shù)共軛運算的運算 結(jié)果，并且根據(jù)上述參照符號的振幅成分的平方來判斷上述參照符號 的振幅電平，將上述除法運算結(jié)果輸出到與上述判斷后的振幅電平相 對應(yīng)的平均化部。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的失真補償放大裝置，其特征在于 失真檢測部具有利用LMS算法來更新FIR濾波器的抽頭系數(shù)的固S部。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的失真補償放大裝置，其特征在于 LMS部分別在多個樣本時間內(nèi)對參照符號進行參照，并更新抽頭系數(shù)。
8. —種失真補償放大裝置，包括 對輸入信號進行功率放大的功率放大器；對所輸入的要發(fā)送的調(diào)制信號補償由上述功率放大器產(chǎn)生的非 線性失真的預(yù)失真器；按特定的頻率對上述功率放大器輸出的反饋信號進行采樣的A/D 轉(zhuǎn)換器；根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換后的上述反饋信號來檢測包含在上述功率放大器輸 出中的失真成分并將其作為失真值輸出的失真檢測部；和 根據(jù)上述失真值來控制上述預(yù)失真器的控制部， 上述失真補償放大裝置的特征在于，上述失真檢測部包括均衡器，該均衡器將輸入到上述預(yù)失真器的 輸入信號作為參照符號輸入，利用FIR濾波器對上述功率放大器輸出 的反饋信號進行均衡化，并將上述均衡信號和上述參照符號的均衡誤 差作為失真值輸出。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的失真補償放大裝置，其特征在于 預(yù)失真器包括3次交調(diào)失真發(fā)生器、5次交調(diào)失真發(fā)生器、7次交調(diào)失真發(fā)生器、與上述3次交調(diào)失真發(fā)生器相對應(yīng)的第一 FIR濾波器、與上述5次交調(diào)失真發(fā)生器相對應(yīng)的第二FIR濾波器、以及與上述7次交調(diào)失真發(fā)生器相對應(yīng)的第三FIR濾波器，控制部根據(jù)從失真檢測部輸出的失真值來更新上述預(yù)失真器的第一FIR濾波器的抽頭系數(shù)、第二FIR濾波器的抽頭系數(shù)、以及第三FIR濾波器的抽頭系數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的失真補償放大裝置，其特征在于 將決定更新上述第一 FIR濾波器的抽頭系數(shù)、第二 FIR濾波器的抽頭系數(shù)以及第三FIR濾波器的抽頭系數(shù)的響應(yīng)速度的第一步進增益、第二步進增益以及第三步進增益設(shè)定為第一步進增益〉第二步進增益>第三步進增益。
全文摘要
在現(xiàn)有的功率放大裝置中，存在著當(dāng)信號頻帶變寬時，提高失真檢測用的采樣頻率，失真補償部的FFT運算量增多，電路規(guī)模增大功耗增加的問題。本發(fā)明的非線性失真檢測方法和失真補償放大裝置，即使信號頻帶變寬，也能抑制電路規(guī)模和功耗增大。由A/D轉(zhuǎn)換器(9)對將功率放大器(5)的輸出進行了反饋的信號進行采樣，失真檢測部(17)的均衡器(15)將預(yù)失真器的輸入信號d(n)作為參照符號來檢測該正交解調(diào)信號u(n)的均衡誤差e(n)，絕對值平均化部(16)將對均衡誤差e(n)的絕對值進行了時間平均的值E(n)作為失真值輸出到控制部(18)，控制部(18)根據(jù)失真值適應(yīng)性地控制預(yù)失真器來進行失真補償。
文檔編號H03F3/24GK101233684SQ200680028390
公開日2008年7月30日 申請日期2006年10月17日 優(yōu)先權(quán)日2005年10月17日
發(fā)明者中村學(xué), 大久保陽一, 安達(dá)勝, 本江直樹, 武田康弘 申請人:株式會社日立國際電氣