專利名稱：放大設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及放大設(shè)備，尤其涉及對包含振幅分量和相位分量的信 號進(jìn)行放大的放大設(shè)備。
背景技術(shù)：
近年來，QPSK (正交移相鍵控)和多值QAM (正交調(diào)幅)等數(shù) 字調(diào)制方法已經(jīng)用于無線通信。在QPSK和多值QAM中，高頻輸入信 號的振幅(包絡(luò)線)隨時間而變化。振幅變化的信號的峰值電功率與 平均電功率的比值被稱為PAPR (峰值對平均功率比率)。
當(dāng)對PAPR大的信號進(jìn)行放大時，為了確保相對于峰值電功率的 充分線性，需要使放大器在比飽和電功率低的電功率區(qū)域中，在具有 裕度(backoff)的情況下工作。 一般的線性放大器的效率在其飽和電 功率附近達(dá)到最大，但是如果使一般的線性放大器在裕度大的區(qū)域中 操作，則平均效率會變低。
在無線LAN(局域網(wǎng))中，為了實(shí)現(xiàn)多載波傳送，采用了正交頻 分多路復(fù)用(OFDM)方法。該調(diào)制方法與QPSK和多值QAM相比， PAPR變得更大，因此放大器的平均效率變得更低。
因此，需要即使在裕度大的區(qū)域中仍高效工作的放大器。
為了滿足所述需要，提出了包絡(luò)線去除和恢復(fù)(EER)，作為一 種能夠在裕度大的區(qū)域中以寬動態(tài)范圍高效地放大信號的配置(參見 "PROCEEDINGS OF THE I.R.E." (L.Kahn) ， 1952年，第40巻，第 803-806頁，圖2)。圖1是圖示EER方法的放大器的配置的方框圖。參見圖1， EER 放大器包括射頻放大器901，脈沖調(diào)制器902，開關(guān)放大器903，低通 濾波器904，包絡(luò)線檢測器905，和限幅器906。
將輸入到EER放大器中的已被數(shù)字調(diào)制的高頻輸入模擬信號分支 成兩個信號。兩個信號的其中之一被輸入到包絡(luò)線檢測器905，而另一 個信號被輸入到限幅器906。
包絡(luò)線檢測器905從輸入信號中去除載波頻率分量，以提取振幅 分量(包絡(luò)線)。包絡(luò)線檢測器905的輸出被輸入到脈沖調(diào)制器902。 脈沖調(diào)制器902對輸入信號進(jìn)行脈沖調(diào)制，然后將其輸出到開關(guān)放大 器903。開關(guān)放大器906通過接通/斷開VCC，對來自于脈沖調(diào)制器卯2 的信號進(jìn)行電流放大，然后將其輸出到低通濾波器904。低通濾波器 904對來自于開關(guān)放大器906的信號進(jìn)行過濾。來自于低通濾波器904 的輸出成為通過對從包絡(luò)線檢測器905輸出的振幅信號進(jìn)行放大后獲 得的模擬振幅信號，并且作為電源提供給射頻放大器901。
另一方面，被輸入了另一分支信號的限幅器906將輸入信號轉(zhuǎn)換 為振幅恒定、并且僅僅包含相位信息的相位信號，然后將其輸入到射 頻放大器901。
射頻放大器901通過使用來自于低通濾波器904的放大后的振幅 信號作為電源，對來自于限幅器906的相位信號進(jìn)行放大。由此，來 自于低通濾波器904的振幅信號和來自于限幅器906的相位信號被合 成，成為對EER放大器的輸入信號放大后的高頻輸出信號。
根據(jù)該EER放大器，能夠使射頻放大器901總是在效率成為最大 的飽和電功率附近工作。而且，從振幅信號側(cè)的配置來看，脈沖調(diào)制 器902良好地對邏輯電平信號進(jìn)行處理，并且脈沖調(diào)制器902的耗電量很少。開關(guān)放大器903的開關(guān)操作僅僅是對電源VCC進(jìn)行接通/斷開，
因此，放大器903原理上是以100%的效率運(yùn)行。而且低通濾波器904 能夠被配置為具有無損耗的感應(yīng)器和電容。
因此，與使射頻放大器901以A級操作或B級操作單獨(dú)操作的情 況相比，該EER放大器可以在很寬的動態(tài)范圍內(nèi)高效地對數(shù)字調(diào)制后 的高頻輸入信號進(jìn)行放大。
此外，包絡(luò)線跟蹤(ET)也是人們熟知的另一種即使在裕度大的 區(qū)域中仍可以高效地放大信號的配置(參見例如"IEEE MTT-S Digest"2000年，第2巻，第873-876頁，圖l) 。 ET放大器的配置是 從圖1中示出的EER放大器中去除了限制器906的配置。
在ET放大器中，射頻放大器901沒有飽和工作，而是線性工作， 因此ET放大器的效率稍低于EER放大器的效率。然而，與EER放大 器相同地，ET放大器同樣根據(jù)包括脈沖調(diào)制和開關(guān)放大的振幅信號側(cè) 的輸出電功率來改變射頻放大器901的電源電壓，并且即使在裕度區(qū) 域中也僅僅將所需的最小的DC電功率提供給射頻放大器901。因此， 與通過單獨(dú)的射頻放大器901用固定電源線性地放大信號的情況相比， ET放大器可以高效地放大信號。
作為用于EER放大器和ET放大器中的脈沖調(diào)制器的調(diào)制方法， 脈寬調(diào)制(PWM)，已被用作一般的脈沖調(diào)制方法，除此之外還提出 了其中應(yīng)用了線性更好的增量(delta)調(diào)制(或稱，脈沖密度調(diào)制 (PDM))的方案(參見日本專利No.3207153 (第8頁，圖3)美國 專利No.5973556 (第3頁，圖3)。
圖2是圖示其中應(yīng)用了增量調(diào)制的另一EER放大器的配置的方框 圖。參見圖2，另一EER放大器包括振幅路徑911和相位路徑920。振幅路徑911包括增量調(diào)制放大器910和包絡(luò)線檢測器912。增量 調(diào)制放大器910包括包絡(luò)線檢測器913，差值檢測器914，量化器915， D級放大器916，低通濾波器917，和衰減器918。
相位路徑920包括限幅器921，非線性前置放大器922，和輸出級 放大器923。
振幅路徑911的增量調(diào)制放大器910通過衰減器918對來自于相 位路徑920的輸出級放大器923的高頻輸出進(jìn)行衰減，并且通過包絡(luò) 線檢測器913來提取振幅分量。然后，差值檢測器914求取由包絡(luò)線 檢測器912檢出的高頻輸入的振幅分量、和由包絡(luò)線檢測器913檢出 的高頻輸出的振幅分量之間的差值。量化器915對該差值進(jìn)行量化，D 級放大器916對量化信號進(jìn)行放大。低通濾波器917對D級放大器916 的輸出進(jìn)行過濾，然后將其作為電源提供給相位路徑920的輸出級放 大器923。
在相位路徑920中，限幅器921從高頻輸入中提取相位分量，并 且非線性前置放大器922對該相位分量的信號進(jìn)行放大。然后，最終 由輸出級放大器923對非線性前置放大器922的輸出進(jìn)行放大，并且 生成高頻輸出。
如上所述，通過使用線性極好的增量調(diào)制方法，可以改善EER放 大器的線性。

發(fā)明內(nèi)容
然而，存在這樣的問題使用EER方法或ET方法的放大設(shè)備與 通常的線性放大設(shè)備相比，噪聲電平很高。
例如，在圖1示出的EER放大器中的脈沖調(diào)制器902中，是因?yàn)?br> 當(dāng)把模擬信號轉(zhuǎn)換為脈沖信號時產(chǎn)生了噪聲。當(dāng)使用脈寬調(diào)制作為脈沖調(diào)制方法時，產(chǎn)生了與基準(zhǔn)三角波形信號的周期對應(yīng)的開關(guān)噪聲。 當(dāng)使用增量調(diào)制作為脈沖調(diào)制方法時，白量化噪聲是主要的噪聲源。
通過低通濾波器904，在脈沖調(diào)制器902中產(chǎn)生的噪聲受到某種程
度的降低。然而，噪聲并沒有完全消除，并且疊加有殘留噪聲的振幅
信號在射頻放大器901中與相位信號合成。
結(jié)果，輸出信號中混入了噪聲分量，導(dǎo)致輸出信號的頻譜的SNR (信號噪聲比)降低。在近年來的使用數(shù)字調(diào)制的無線通信中，諸如 移動電話，在通信標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定將對于相鄰信道的漏泄功率比率(ACPR) 抑制為低水平。如果由于在脈沖調(diào)制器902中發(fā)生的噪聲而引起信噪 比降低，則可能無法滿足該ACPR的規(guī)定。
為了提高脈沖調(diào)制器902的信噪比，在脈寬調(diào)制方法中，與輸入 信號相比提高所使用的基準(zhǔn)三角波形信號的頻率(開關(guān)頻率)是有效 的。在增量調(diào)制方法中，提高采樣頻率、并增大過采樣比率是有效的。 過采樣比率是采樣頻率相對于作為輸入信號頻帶兩倍的頻率的比值。
然而，如果采用了這些技術(shù)，將存在這樣的問題脈沖調(diào)制器902 中的信號處理電路的耗電量將增大，當(dāng)開關(guān)放大器24發(fā)生轉(zhuǎn)換(開關(guān)) 時產(chǎn)生的損耗將增大，并且整個EER放大器的耗電量也將增大。
如上所述，在脈沖調(diào)制方法中，在提高信噪比和降低耗電量之間 存在折衷。
另一方面，在圖2中示出的EER放大器中，假定通過將來自輸出 級放大器923的反饋提供給增量調(diào)制器910，來校正由于增量調(diào)制放大 器910和輸出級放大器923的非線性而引起的誤差。然而，由于負(fù)反 饋回路被配置為返回到增量調(diào)制器910，因此再一次增加了由增量調(diào)制 器910中的量化器915引起的量化誤差。因此，人們認(rèn)為使用這種配置理論上不能消除噪聲。
本發(fā)明的目的是提供高效的并且高質(zhì)量的高頻放大設(shè)備。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的放大設(shè)備是通過對含有振幅分量和 相位分量的輸入信號的振幅分量進(jìn)行放大、并將其與相位分量相合成 以生成對輸入信號放大后得到的輸出信號的放大設(shè)備，該放大設(shè)備包 括脈沖調(diào)制器、低通濾波器、誤差校正器和合成器。
脈沖調(diào)制器通過對輸入信號的振幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制和放大來生 成脈沖調(diào)制信號。低通濾波器對來自于脈沖調(diào)制器的脈沖調(diào)制信號進(jìn) 行過濾，并且生成對振幅分量放大后得到的放大振幅信號。誤差校正 器通過使用輸入信號的振幅分量對在來自于低通濾波器的放大振幅信 號中包含的誤差進(jìn)行校正，生成校正振幅信號。合成器將來自于誤差 校正器的校正振幅信號和輸入信號的相位分量合成起來，生成輸出信 號。
根據(jù)本發(fā)明，通過脈沖調(diào)制器和低通濾波器對振幅分量進(jìn)行放大， 并通過與脈沖調(diào)制器分立設(shè)置的誤差校正器對在脈沖調(diào)制器中產(chǎn)生的 量化噪聲所引起的誤差進(jìn)行校正，因此能夠在沒有提高脈沖調(diào)制器的 頻率的情況下，高效地減少誤差，并且可以生成高質(zhì)量的輸出信號。


圖1是示出根據(jù)EER方法的放大器的配置的方框圖2是示出在其中應(yīng)用增量調(diào)制的EER放大器的配置的方框圖； 圖3是示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框
圖4是示出根據(jù)第一示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的詳細(xì)配置的 方框圖5是示出在第一示例性實(shí)施例中的誤差校正器的其他配置例子的方框圖6是示出在第一示例性實(shí)施例中的脈沖調(diào)制器的其他配置例子 的方框圖7是示出在第一示例性實(shí)施例中的脈沖調(diào)制器的又一配置例子 的方框圖8是示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框
圖9是示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的詳細(xì)配置的 方框圖IO是示出根據(jù)第三示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框
圖ll是示出在根據(jù)第三示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備中的脈沖調(diào)
制器和誤差校正器周圍的具體配置例子的方框圖12是示出在根據(jù)第三示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備中的脈沖調(diào)
制器和誤差校正器周圍的另一具體配置例子的方框圖13是示出增量調(diào)制器的輸入信號和輸出信號的圖14是示出增量調(diào)制器的輸出信號的頻譜的圖15是示出增量調(diào)制器的輸入信號、以及對增量調(diào)制器的輸出進(jìn)
行誤差校正后得到的輸出信號的圖；和
圖16是示出對增量調(diào)制器的輸出進(jìn)行誤差校正后得到的輸出信號
的頻譜的圖。
用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳方式
將參考附圖詳細(xì)說明示例性實(shí)施例。
圖3是圖示根據(jù)第一示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框 圖。參見圖3，高頻放大設(shè)備IO是包括射頻放大器11、脈沖調(diào)制器12、 誤差校正器13、低通濾波器14、包絡(luò)線檢測器15、和限幅器16的EER 放大器。將輸入到高頻放大設(shè)備10的已被數(shù)字調(diào)制的高頻輸入模擬信號分 支成為兩個信號。兩個信號中的一個信號被輸入到包絡(luò)線檢測器15， 另一個信號被輸入到限幅器16。
包絡(luò)線檢測器15從輸入信號中去除載波頻率分量，提取出振幅分
量(包絡(luò)線)。包絡(luò)線檢測器5的輸出被輸入到脈沖調(diào)制器2和誤差 校正器13。
脈沖調(diào)制器12對來自于包絡(luò)線檢測器15的信號進(jìn)行脈沖調(diào)制， 并進(jìn)行放大，然后將其輸出到低通濾波器14。這里，假定脈沖調(diào)制器 12例如是增量調(diào)制器。
低通濾波器14通過對來自于脈沖調(diào)制器12的信號進(jìn)行過濾，生 成了對來自于包絡(luò)線檢測器15的振幅信號進(jìn)行放大后的模擬振幅信 號，然后將其提供給誤差校正器13。低通濾波器14被配置為具有例如 二階LC低通濾波器。
誤差校正器13將來自于包絡(luò)線檢測器15的振幅信號與其自身生 成的振幅信號進(jìn)行比較，并根據(jù)該比較結(jié)果，對其自身生成的振幅信 號的誤差進(jìn)行校正。由誤差校正器13輸出的振幅信號作為電源提供給 射頻放大器11。
另一方面，限幅器16將從輸入到高頻放大設(shè)備10的已被數(shù)字調(diào) 制的高頻輸入模擬信號的所述另一分支信號轉(zhuǎn)換為振幅恒定、并且僅 僅包含相位信息的相位信號，然后將其輸入到射頻放大器11。
射頻放大器11通過使用來自于誤差校正器13的振幅信號作為電 源，對來自于限幅器16的相位信號進(jìn)行放大。從而，射頻放大器的輸 出成為將來自于誤差校正器13的振幅信號和來自于限幅器16的相位信號合成后獲得的信號。
圖4是圖示根據(jù)第一示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的詳細(xì)配置的
方框圖。參考圖4，圖3中示出的脈沖調(diào)制器12包括減法器21，采樣 保持電路22，比較器(量化器)23，開關(guān)放大器24，衰減器25，和積 分器26。
由包絡(luò)線檢測器15檢測出的高頻輸入信號的振幅分量被輸入到脈 沖調(diào)制器12。
減法器21求取來自于包絡(luò)線檢測器15的振幅分量和參考信號之 間的差值，然后將其提供到采樣保持電路22。
采樣保持電路22對來自于減法器21的信號進(jìn)行采樣。
比較器23通過將采樣后的輸入信號的值與閾值進(jìn)行比較，判定輸 入信號和參考信號之間的大小關(guān)系，并且將判定結(jié)果輸入到開關(guān)放大 器24。例如，當(dāng)輸入信號大于參考信號時，比較器23輸出"+l"，而當(dāng) 輸入信號小于參考信號時，比較器23輸出"0"。
開關(guān)放大器24根據(jù)來自于比較器23的判定結(jié)果，接通/斷開電源 電壓VCC，由此對所述判定結(jié)果進(jìn)行電流放大。所述電流放大是通過 原樣保持脈沖調(diào)制的開與關(guān)之間的關(guān)系、對電源電壓進(jìn)行開關(guān)操作來 執(zhí)行的。由于開關(guān)放大器24的操作僅僅是開和關(guān)操作，因此開關(guān)放大 器24能夠與原始輸入信號的PAPR無關(guān)地保持高效率操作。如果開關(guān) 操作是理想的，則效率應(yīng)當(dāng)成為100%。開關(guān)放大器24的輸出的一部 分被提供給低通濾波器14，另一部分被提供給衰減器25。
衰減器25將開關(guān)放大器24的輸出衰減到適當(dāng)?shù)碾娖?，然后將?提供到積分器26。積分器26對來自于衰減器25的信號進(jìn)行積分以生成參考信號， 然后將其提供給減法器21。積分器26被配置為例如具有一階RC低通 濾波器。
根據(jù)如上所述的脈沖調(diào)制器12的各部分的操作，如果輸入信號傾 向于增加，在比較器23的輸出中"+l"的比率增加，如果輸入信號傾向 于減少，則在比較器23的輸出中"O"的比率增加，因此，脈沖調(diào)制器 12是作為其中脈沖密度根據(jù)輸入信號的增減而變化的增量調(diào)制器來工 作的。當(dāng)來自于脈沖調(diào)制器12的增量調(diào)制信號被輸入到低通濾波器14 時，再生對原始的模擬振幅信號放大后的信號。在此時再生的信號中， 由于通過比較器23進(jìn)行判定而引起的量化噪聲未被完全消除，殘留下 來。
誤差校正器13對該量化噪聲進(jìn)行消除。誤差校正器13包括誤差 放大器31，加法器32，和衰減器33。
通過低通濾波器14之后的信號被提供給加法器32。加法器32將 來自于低通濾波器14的信號和來自于誤差放大器31的校正信號相加。 加法器32被配置為例如具有耦合電容。
對加法器32的輸出進(jìn)行分支，其中一個信號被提供給射頻放大器 11作為電源，同時另一個信號經(jīng)過衰減器33衰減后提供給誤差放大器 31。
誤差放大器31對來自于包絡(luò)線檢測器15的信號和來自于衰減器 33的信號進(jìn)行比較以求取差值，然后將該差值作為校正信號提供給加 法器32。
根據(jù)如上所述的誤差校正器13的各部分的操作，差值被負(fù)反饋到信號路徑，因此，如果誤差放大器31的增益足夠高，則由殘留量化噪 聲引起的誤差分量得到了校正，并且來自于射頻放大器11的輸出波形 接近于送往高頻放大設(shè)備10的輸入信號的波形。
在所述誤差校正器13的誤差放大器31中，使用了線性放大器。 線性放大器的耗電量通常不小。然而，在本發(fā)明中，由于是通過在脈
沖調(diào)制器12中進(jìn)行一次開關(guān)放大來再生波形，因此誤差校正器13的
校正量是由量化噪聲引起的很小的值。
圖13中示出了增量調(diào)制器的輸入信號和輸出信號。誤差校正器13 所應(yīng)當(dāng)校正的是輸入信號和輸出信號之間的差值，并且根據(jù)圖13也能 明白這是很小的值。因此，在誤差校正器13中消耗的電功率很小。
另一方面，例如，為了提高脈沖調(diào)制器(增量調(diào)制器)12中的信 噪比，需要提高采樣保持電路22的采樣頻率。如果使采樣頻率為兩倍， 則信噪比大約提高9分貝。然而，由于當(dāng)開關(guān)放大器24進(jìn)行開關(guān)時引 起的耗電量是與頻率成比例地增加的，因此如果增加采樣頻率，脈沖 調(diào)制器12的耗電量也會增加。
如上所述，在本示例性實(shí)施例中，在從存在幅度變化的高頻輸入 信號中提取振幅分量和相位分量、使用脈沖調(diào)制器12對振幅分量進(jìn)行 放大、然后將其與相位分量合成的EER方法的高頻放大設(shè)備10中，由 與脈沖調(diào)制器12分立設(shè)置的、耗電很小的誤差校正器13，對由在脈沖 調(diào)制器12中發(fā)生的量化噪聲所引起的誤差進(jìn)行校正。EER放大器原本 在原理上是能夠高效率地進(jìn)行放大的。而且，根據(jù)本示例性實(shí)施例， 能夠在沒有增加脈沖調(diào)制器12中的采樣頻率的情況下減少誤差，因此 能夠高效地(低耗電量)、而且高質(zhì)量地(低信噪比)對高頻信號進(jìn) 行放大。
在誤差校正器13中，盡管因?yàn)槭褂镁€性放大器校正誤差，在線性放大器中發(fā)生電功率消耗，然而，由于僅對在脈沖調(diào)制器12中產(chǎn)生的 小誤差進(jìn)行校正，因此耗電量很小而且足夠了。
同時，這里，正如圖4中所示出的，雖然對在脈沖調(diào)制器12中使 用增量調(diào)制器的例子進(jìn)行了描述，但本發(fā)明不局限于這種配置。作為
其他配置的例子，在脈沖調(diào)制器12中也可以使用任意階數(shù)的西格馬增
量調(diào)制器。通過使用西格馬增量調(diào)制器，可以將噪聲的分布遷移到高 頻側(cè)，并且能夠在信號頻帶附近獲得更高的信噪比。
在圖4中示出的誤差校正器13的配置是一個例子，但本發(fā)明不局 限于這種配置。圖5是示出在第一示例性實(shí)施例中的誤差校正器的其 他配置例子的方框圖。參考圖5，脈沖調(diào)制器12的配置與圖4中示出 的相同。另一方面，誤差校正器13與圖4中示出的不同，而是包括多 個反饋回路(圖5中是兩個)。
根據(jù)圖5，誤差校正器13包括誤差放大器34和37，加法器35和 38，以及衰減器36和39。第一反饋回路配置為具有誤差放大器34、 加法器35、和衰減器36，以及第二反饋回路配置為具有誤差放大器37、 加法器38、和衰減器39。每個反饋回路的操作與在圖4中示出的配置 為具有誤差放大器31、加法器32、和衰減器33的反饋回路的操作相 同。
在圖5的例子中，來自于低通濾波器14的振幅信號的誤差通過第 一反饋回路進(jìn)行校正，然后通過第二反饋回路進(jìn)行進(jìn)一步校正。由此， 即使誤差放大器34和37的各自的增益不足以校正殘留誤差，殘留誤 差分量也能夠得到校正。
雖然在圖4和5中使用增量調(diào)制器來作為脈沖調(diào)制器12，但也可 以使用脈寬調(diào)制器作為其他例子。圖6是示出在第一示例性實(shí)施例中 的脈沖調(diào)制器的其他配置例子的方框圖。參考圖6，在包括減法器21、比較器23和開關(guān)放大器24的脈寬調(diào)制電路這一點(diǎn)上，脈沖調(diào)制器12 與圖4中示出的不同。其它部件的配置與圖4中示出的相同。
由包絡(luò)線檢測器15檢測出的振幅信號的一部分被提供給減法器 21。減法器21求取所述振幅信號和作為基準(zhǔn)的三角波形信號之間的差 值，并且把該差值提供給比較器23。
比較器23通過將所述差值與閾值進(jìn)行比較，來判定振幅信號和三 角波形信號之間的大小關(guān)系。這里，假定當(dāng)振幅信號大于三角波形信 號時，輸出是"+l"，當(dāng)振幅信號小于三角波形信號時，輸出是"0"。在 比較器23的輸出脈沖串中，與三角波形相比，幅度信號越大，"+l"的 區(qū)域就變得越多，而振幅分量越小，"O"的區(qū)域就變得越多。結(jié)果，比 較器23的輸出成為通過對由包絡(luò)線檢測器15檢測出的振幅信號進(jìn)行 脈寬調(diào)制后獲得的信號。比較器23輸出的脈寬調(diào)制信號被提供給開關(guān) 放大器24。
開關(guān)放大器24通過用來自于比較器23的脈寬調(diào)制信號來接通/斷 開電源電壓VCC，對脈寬調(diào)制信號進(jìn)行電流放大，然后將其提供給低 通濾波器14。所述脈寬調(diào)制信號在通過低通濾波器14之后，便變成對 原始的模擬振幅信號進(jìn)行放大后的信號。
在脈沖調(diào)制器12的脈寬調(diào)制信號中，包含與基準(zhǔn)三角波形信號的 周期相對應(yīng)的殘留幵關(guān)噪聲。因此，由所述殘留開關(guān)噪聲引起的誤差 被誤差校正器13校正。誤差校正器13的配置與圖4和5中示出的相 同。
根據(jù)這個例子，在脈沖調(diào)制器12中，在通過高效率的脈寬調(diào)制對 信號進(jìn)行開關(guān)放大后，在誤差校正器13中，使用耗電量很小的線性放 大器消除其中的微少的殘留誤差，因此能夠進(jìn)行高效的并且高質(zhì)量的放大。圖7是示出在第一示例性實(shí)施例中的脈沖調(diào)制器的又一個配置例
子的方框圖。參考圖7，脈沖調(diào)制器12與圖4中示出的不同之處在于， 該脈沖調(diào)制器12是包括運(yùn)算放大器27、施密特電路28、開關(guān)放大器 24、電容29和電阻30以及30'的脈寬調(diào)制電路。其它部分的配置與圖 4中示出的相同。
運(yùn)算放大器27、電容29和電阻30構(gòu)成反向積分器。施密特電路 28是包括低電壓側(cè)和高電壓側(cè)的兩個閾值的磁滯比較器。
施密特電路28的輸出經(jīng)由電阻30，被反饋到運(yùn)算放大器27的輸 入，因此如果施密特電路28的輸出電平增高，運(yùn)算放大器27的輸出 便被反向積分，并且電平降低。如果運(yùn)算放大器27的輸出電平降低， 并且達(dá)到施密特電路28的低電壓側(cè)閾值，施密特電路28的輸出便從 高電平轉(zhuǎn)換為低電平。結(jié)果，反向積分器的輸入極性改變，因此運(yùn)算 放大器27的輸出電平開始增高。如果運(yùn)算放大器27的輸出電平增高， 并且達(dá)到施密特電路28的高電壓側(cè)閾值，施密特電路28的輸出便從 低電平側(cè)轉(zhuǎn)換到高電平側(cè)。如果沒有輸入振幅信號，則反向積分器通 過重復(fù)所述操作，自勵地繼續(xù)生成恒定周期的脈沖串。
參考圖7，把由包絡(luò)線檢測器15檢測出的振幅信號的一部分經(jīng)由 電阻30'提供給運(yùn)算放大器27。如果由于輸入了振幅信號，在運(yùn)算放大 器27的輸入中發(fā)生偏移并且輸入電平增高，則脈寬變寬。因此，所述 脈沖調(diào)制器12整體是作為一個脈寬調(diào)制器來工作的。特別是，在這個 配置中，沒有必要像圖6中示出的例子那樣從外部提供作為基準(zhǔn)的三 角波形信號，并且獨(dú)立地產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號。因此，圖7的例子與圖6 相比，簡化了整體配置。
把由反向積分器生成的并且從施密特電路28輸出的脈寬調(diào)制信號 提供給開關(guān)放大器24。開關(guān)放大器24通過用脈寬調(diào)制信號對電源電壓VCC進(jìn)行接通/斷開，對脈寬調(diào)制信號進(jìn)行電流放大。開關(guān)放大器24 的輸出通過低通濾波器14，由此再生對原始的模擬振幅信號放大后的 信號。
此時再生的信號包括與自振蕩頻率相對應(yīng)的殘留開關(guān)噪聲。誤差 校正器13對由所述殘留開關(guān)噪聲引起的誤差進(jìn)行校正。誤差校正器13 的配置和操作與圖4和5中示出的那些相同。
在圖3至7中示出的第一示例性實(shí)施例中，示出了其中將本發(fā)明 應(yīng)用于EER放大器的例子，所述EER放大器包括提取輸入信號的相位 分量的限幅器16，然而，本發(fā)明也能夠應(yīng)用于ET放大器，所述ET放 大器從圖3至7中示出的EER配置中省去了所述限幅器16。
在圖3中示出的第一示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備10中，誤差校 正器13使用了沒有與來自于限幅器16的相位信號相合成的、并且從 低通濾波器14提供的振幅信號，以用于校正誤差。然而，本發(fā)明不局 限于這種配置。作為其他配置的例子，誤差校正器13可以從在射頻放 大器11中對來自于低通濾波器14的振幅信號和來自于限幅器16的相 位信號進(jìn)行合成獲得的高頻輸出信號中提取出振幅分量，并使用該振 幅分量來校正誤差。
圖8是示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框 圖。參考圖8，高頻放大設(shè)備20包括射頻放大器11，脈沖調(diào)制器12， 誤差校正器13，低通濾波器14，包絡(luò)線檢測器15，限幅器16，和包 絡(luò)線檢測器17。
根據(jù)第二示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備20包括在圖3中示出的第 一示例性實(shí)施例中所沒有的包絡(luò)線檢測器17。在第二示例性實(shí)施例中， 所述包絡(luò)線檢測器17從通過射頻放大器11生成的高頻輸出信號中提取出振幅分量，并且誤差校正器13將由包絡(luò)線檢測器17提取出的振 幅分量的信號與來自于包絡(luò)線檢測器15的振幅信號進(jìn)行比較，并使用 該比較結(jié)果來校正誤差。
圖9是示出根據(jù)第二示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的詳細(xì)配置的
方框圖。參考圖9，圖8中所示出的脈沖調(diào)制器12包括減法器21，采 樣保持電路22，比較器(量化器)23，開關(guān)放大器24，衰減器25，和 積分器26。這個配置與圖3中示出的相同。
圖9的誤差校正器13包括包絡(luò)線檢測器17，誤差放大器31，加 法器32,和衰減器33。而且，盡管包絡(luò)線檢測器17在圖8中位于誤 差校正器13的外部、而且包絡(luò)線檢測器17在圖9中位于誤差校正器 13的外部，然而，位于哪一側(cè)都是可以的。
來自于射頻放大器11的高頻輸出信號被分支到輸出側(cè)和衰減器 33，并且由衰減器33衰減到適當(dāng)電平的信號被提供給包絡(luò)線檢測器17。 包絡(luò)線檢測器17從來自于射頻放大器11的輸出信號中提取出振幅分 量，然后將其提供到誤差放大器31。
在圖9中示出的誤差校正器13的其它部件的配置與在圖3中示出 的相同。誤差放大器31對來自于包絡(luò)線檢測器15的信號與來自于包 絡(luò)線檢測器17的信號進(jìn)行比較，以求取差值，然后將所述差值作為校 正信號提供到加法器32。加法器32把來自于低通濾波器14的信號和 來自于誤差放大器31的校正信號相加，然后將其作為電源提供到射頻 放大器11。
根據(jù)本示例性實(shí)施例，能夠通過與脈沖調(diào)制器12分立設(shè)置、并且 耗電量很小的誤差校正器13，對由在脈沖調(diào)制器12中發(fā)生的量化噪聲 引起的誤差、以及在射頻放大器11中發(fā)生的波形失真進(jìn)行校正。因此， 根據(jù)本示例性實(shí)施例，能夠在沒有增加脈沖調(diào)制器12中的采樣頻率的情況下，對脈沖調(diào)制器12和射頻放大器11中產(chǎn)生的誤差進(jìn)行校正， 因此能夠高效地(低耗電量)并且具有高質(zhì)量地(低信噪比)對高頻 信號進(jìn)行放大。
同時，盡管在圖8和9中，是通過使用定向耦合器從射頻放大器 11的輸出信號中提取出振幅信號，然而本發(fā)明不局限于這種配置。也
可以使衰減器33的阻抗成為足夠高，把衰減器33直接連接到射頻信 號路徑。
代替圖9的誤差校正器13，可以采用包括如圖5中所示出的多個 反饋回路的配置。
代替圖9的脈沖調(diào)制器12，可以使用任意階數(shù)的西格馬增量調(diào)制 器?？商鎿Q的，代替圖9的脈沖調(diào)制器12，也可以使用如圖6或圖7 中所示出的脈寬調(diào)制器。
同樣在第二示例性實(shí)施例中，本發(fā)明也可以應(yīng)用于ET放大器，該 ET放大器從圖8和圖9示出的EER配置中去除了限幅器16。
盡管在第一示例性實(shí)施例中示出了一種其中由包絡(luò)線檢測器15從 高頻輸入信號中提取出振幅分量、并由限幅器16提取出相位分量的配 置，然而本發(fā)明不局限于這種配置。如果基帶部分被配置為能夠輸出 振幅信號和相位信號，則高頻放大設(shè)備也可以直接使用那些信號。如 果是這樣的話，則與第一實(shí)施例的情形不同，不再需要從高頻輸入信 號中提取出振幅信號的包絡(luò)線檢測器15以及提取出相位信號的限幅器 16，由此縮減了電路的尺寸。
圖IO是示出根據(jù)第三示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備的配置的方框 圖。參考圖10，高頻放大設(shè)備30包括射頻放大器11，脈沖調(diào)制器12，誤差校正器13，低通濾波器14，和變頻器19。將振幅信號和相位信號
從在同一無線電設(shè)備(未圖示)內(nèi)設(shè)置的基帶部分40輸入到高頻放大 設(shè)備30。
盡管在圖3中示出的第一示例性實(shí)施例中，是將來自于限幅器16 的相位信號提供給脈沖調(diào)制器12和誤差校正器13，然而在本示例性實(shí) 施例中，是將來自于基帶部分40的振幅信號提供給脈沖調(diào)制器12和 誤差校正器13。
而且，盡管在圖3中示出的第一示例性實(shí)施例中，是將來自于包 絡(luò)線檢測器15的振幅信號提供給射頻放大器11，然而在本示例性實(shí)施 例中，是由變頻器19將來自于基帶部分40的相位信號轉(zhuǎn)換為載波頻 率的相位信號，然后將其提供給射頻放大器11。載波頻率通常屬于千 兆赫頻帶。變頻器19包括局部信號生成器92和合成器91。局部信號 生成器92生成載波頻率的振蕩信號，合成器91將所述振蕩信號與來 自于基帶部分40的相位信號合成，以生成載波頻率的相位信號。
本示例性實(shí)施例的脈沖調(diào)制器12可以是圖4中示出的增量調(diào)制 器，也可以是圖6和7中示出的脈寬調(diào)制器。誤差校正器13可以包括 如圖5中所示出的多個反饋回路。可替換地，誤差校正器13也可以配 置為使用如圖8中所示出的通過包絡(luò)線檢測器從射頻放大器11的高頻 輸出信號中獲得的參考信號。
圖11和12是圖示根據(jù)第三示例性實(shí)施例的高頻放大設(shè)備中的脈 沖調(diào)制器和誤差校正器的周圍的具體配置例子的方框圖。
作為圖11和12中的共同部分，與圖10的脈沖調(diào)制器12相對應(yīng) 的部分被配置為具有脈沖調(diào)制器50，開關(guān)放大器24，衰減器25，和積 分器26。脈沖調(diào)制器50被配置為具有圖4中示出的減法器21，采樣 保持電路22，和比較器23。圖11和12中的積分器26是一階RC低通濾波器。衰減器25被 配置為具有兩個電阻，并且兩個電阻中的一個還兼做積分器26的電阻。 低通濾波器14被配置為具有無損耗的二階LC低通濾波器。
此外，作為圖11和12中的共同部分，與圖10的誤差校正器13 相對應(yīng)的部分被配置為具有誤差放大器31，加法器32，和衰減器33。 衰減器33被配置為具有兩個電阻。加法器32被配置為具有電容。
作為圖11和圖12彼此不同的部分，在圖11的例子中，開關(guān)放大 器24是由PMOS晶體管和NMOS晶體管構(gòu)成的反相器。另一方面， 在圖12的例子中，開關(guān)放大器24由PMOS晶體管和二極管構(gòu)成。
而且，在圖11的例子中，低通濾波器14被配置為具有無損耗的 二階LC低通濾波器。在這種情況下，如果將延遲線路18提供給誤差 放大器31的一個輸入以校正在二階LC低通濾波器中發(fā)生的相移，則 會進(jìn)一步提高誤差校正的有益效果。另一方面，在圖12的例子中，低 通濾波器14被配置為具有無損耗的一階L濾波器。在這種情況下，由 于在低通濾波器14中沒有發(fā)生相移，因此不需要延遲線路。其中明顯 的是，濾波器14的階數(shù)和開關(guān)放大器24的級的數(shù)目的組合即使相反 也是可用的。雖然在圖11和圖12的例子中中，加法器32被配置為具 有電容，但也可以使用變壓器。此外，也可以在反饋回路中適當(dāng)?shù)夭?聯(lián)電容或串聯(lián)電容，以便減少由相位補(bǔ)償和DC偏移帶來的影響。
根據(jù)如上所述的本發(fā)明的各示例性實(shí)施例，能夠獲得下文中將說 明的有益效果。
圖13是示出增量調(diào)制器的輸入信號和輸出信號的圖。圖14是示 出增量調(diào)制器的輸出信號的頻譜的圖。在圖12和14中，輸入信號是頻率為2MHz的正弦波。輸出信號 參考在本示例性實(shí)施例(例如圖4)中的低通濾波器14的輸出。
參看圖13的輸出信號，在2MHz的正弦波中疊加了圖4中示出的 比較器23的量化噪聲所引起的噪聲。參看圖14的頻譜，除了 2MHz 的信號分量以外，還有大量的殘留誤差分量從頻帶中的低頻區(qū)分布到 高頻區(qū)，因此降低了輸出信號的信噪比。在如圖1中所示出的高頻放 大設(shè)備中，沒有對所述輸出信號進(jìn)行校正便將其用作射頻放大器的電 源。
圖15是示出了增量調(diào)制器的輸入信號、以及對增量調(diào)制器的輸出 進(jìn)行誤差校正后獲得的輸出信號的圖。圖16是示出對增量調(diào)制器的輸 出進(jìn)行誤差校正后獲得的輸出信號的頻譜的圖。
參看圖15的輸出信號，可以明白噪聲和失真與圖13的輸出信號 相比較減少了。參看圖16的頻譜，雖然仍剩下殘留誤差，但是與圖14 相比顯著地減少了，并且輸出信號的信噪比顯著地改善。
因?yàn)閳?zhí)行所述誤差校正的誤差校正器13只需要能夠?qū)ψ鳛閳D13 中的輸入信號和輸出信號之間的差值表示出來的、由量化噪聲引起的 誤差進(jìn)行放大，因此能夠用很小的耗電量來校正誤差，并且能夠獲得 高質(zhì)量的放大振幅信號。
其中，即使當(dāng)輸入信號的振幅和頻率變化時，也能夠根據(jù)增量調(diào) 制方法的原理自主地生成最佳的脈沖調(diào)制信號，因此保持了這些有益 效果。
在本發(fā)明的各示例性實(shí)施例中，即使輸入信號的振幅分量的波形 發(fā)生變化，高頻放大設(shè)備仍會自主地適應(yīng)并生成脈沖調(diào)制信號，并且 總是將適當(dāng)?shù)腄C電流提供給射頻放大器。因此，根據(jù)本發(fā)明的各示例性實(shí)施例，能夠在很寬的動態(tài)范圍內(nèi)，總是對具有高PAPR的高頻輸 入信號進(jìn)行高效率地、并且高質(zhì)量地放大。此外，同樣能夠總是對多 種不同的通信方法的高頻輸入信號進(jìn)行高效率地、并且高質(zhì)量地放大。
例如，在現(xiàn)有方法中，提供多個電平的電源電壓VCC，并且與輸 入振幅級別對應(yīng)地對電源電壓進(jìn)行逐階地改變，即使對于規(guī)定的輸入 電平或?qū)τ谝?guī)定的振幅波形可以實(shí)現(xiàn)最佳化，但是當(dāng)輸入電平或振幅 波形改變時，仍然無法將最適當(dāng)?shù)腄C電流提供給射頻放大器。而與此
相對，根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，總是可以進(jìn)行高效地、并且高質(zhì) 量地放大。
權(quán)利要求
1. 一種放大設(shè)備，所述放大設(shè)備通過對含有振幅分量和相位分量的輸入信號的所述振幅分量進(jìn)行放大、并將所述放大后的振幅分量與所述相位分量相合成，來生成將所述輸入信號放大后得到的輸出信號，所述放大設(shè)備包括脈沖調(diào)制器，其通過對所述輸入信號的所述振幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制并進(jìn)行放大，生成脈沖調(diào)制信號；低通濾波器，其對來自于所述脈沖調(diào)制器的所述脈沖調(diào)制信號進(jìn)行放大，生成將所述振幅分量放大后得到的放大振幅信號；誤差校正器，其通過使用所述輸入信號的所述振幅分量，對在來自于所述低通濾波器的所述放大振幅信號中包含的誤差進(jìn)行校正，來生成校正振幅信號；以及合成器，其通過將來自于所述誤差校正器的所述校正振幅信號和所述輸入信號的所述相位分量合成起來，來生成所述輸出信號。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述誤差校正器將自身生成的所述校正振幅信號與所述輸入 信號的所述振幅分量進(jìn)行比較，并且根據(jù)該比較結(jié)果對來自于所述低 通濾波器的所述放大振幅信號進(jìn)行校正。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述誤差校正器提取出所述輸出信號的振幅分量，并將所述 提取出的振幅分量與所述輸入信號的所述振幅分量進(jìn)行比較，并根據(jù) 該比較結(jié)果對來自于所述低通濾波器的所述放大振幅信號進(jìn)行校正。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，進(jìn)一步包括 從所述輸入信號中提取出所述振幅分量的包絡(luò)線檢測器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4的放大設(shè)備，進(jìn)一步包括從所述輸入信號中提取出所述相位分量的限幅器。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4的放大設(shè)備，其中所述放大設(shè)備將含有所述振幅分量的輸入信號用作相位分量。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述放大設(shè)備使用來自于在前級中配置的基帶部分的所述振 幅分量以及所述相位分量。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7的放大設(shè)備，其中所述放大設(shè)備將載波頻率與來自于所述基帶部分的相位分量 合成起來，并對其進(jìn)行使用。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述誤差校正器使用線性放 大器對所述振幅分量與所述放大振幅分量之間的差值進(jìn)行放大，然后 將其負(fù)反饋。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述合成器通過在將來自于所述誤差校正器的所述校正振幅 信號用作電源來工作的放大器中對所述相位分量進(jìn)行放大，來生成所 述輸出信號。
11. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述脈沖調(diào)制器在其輸出級中，使用開關(guān)放大器來進(jìn)行電流 放大。
12. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述脈沖調(diào)制器使用增量調(diào)制方法對所述輸入信號的所述振 幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制。
13. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述脈沖調(diào)制器使用西格馬增量調(diào)制方法對所述輸入信號的 所述振幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制。
14. 根據(jù)權(quán)利要求1的放大設(shè)備，其中所述脈沖調(diào)制器使用脈寬調(diào)制方法對所述輸入信號的所述振 幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制。
全文摘要
脈沖調(diào)制器通過對輸入信號的振幅分量進(jìn)行脈沖調(diào)制并放大，來生成脈沖調(diào)制信號。低通濾波器對來自于脈沖調(diào)制器的脈沖調(diào)制信號進(jìn)行過濾，生成對振幅分量放大后得到的放大振幅信號。誤差校正器通過使用輸入信號的振幅分量對來自于低通濾波器的放大振幅信號的誤差進(jìn)行校正，生成校正振幅信號。合成器將來自于誤差校正器的校正振幅信號和輸入信號的相位分量合成起來，生成輸出信號。
文檔編號H03F1/32GK101305515SQ20068004195
公開日2008年11月12日 申請日期2006年12月15日 優(yōu)先權(quán)日2006年1月10日
發(fā)明者國弘和明, 高橋清彥 申請人:日本電氣株式會社