專利名稱：一種空頻編碼的構(gòu)造方法與裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種空頻編碼的構(gòu)造方法與裝置。

背景技術(shù)：
隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，人們對無線傳輸?shù)挠行院涂煽啃蕴岢隽烁叩囊?。MIMO(Multiple Input Multiple Output，多輸入多輸出)技術(shù)在無線通信鏈路兩端均使用多個(gè)天線，這樣可以充分利用無線傳播中的多徑傳輸，使頻譜利用率和鏈路可靠性都得到了極大的提高。在MIMO技術(shù)中，輸入的比特信息需經(jīng)過空時(shí)塊編碼才能發(fā)送。
空時(shí)塊編碼的研究假設(shè)信道是平坦衰落的，但在寬帶無線系統(tǒng)中，如果符號(hào)長度小于信道的多徑延時(shí)，符號(hào)間就存在ISI(InterSymbol Interference，相互干擾)，使數(shù)字信息信號(hào)波形產(chǎn)生嚴(yán)重失真，引起誤碼。在這種情況下，不僅接收信號(hào)的幅度和相位隨機(jī)變化，而且其信息信號(hào)波形也產(chǎn)生了很大畸變，從頻域看，即其不同頻率分量受到不同程度的衰落，這種衰落被稱作頻率選擇性衰落，這時(shí)無線信道呈現(xiàn)頻率選擇性的特性。在頻率選擇性信道中，除了空間分集外，還可以獲得頻率分集，因此設(shè)計(jì)合適的空時(shí)塊編碼以獲得頻率選擇性MIMO信道中的空間分集和頻率分集就成了大家關(guān)注的熱點(diǎn)。
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)技術(shù)是一種處理ISI非常有效的方法。其核心是將信道分成若干個(gè)正交子信道，在每個(gè)子信道上進(jìn)行窄帶調(diào)制和傳輸，這樣減少了子信道之間的相互干擾。通過選擇合適的離散傅立葉變換點(diǎn)數(shù)和CP(Cyclic Prefix，循環(huán)前綴)長度，OFDM可以把頻率選擇性信道轉(zhuǎn)化為平坦衰落信道，有效地減小了頻率選擇性衰落的影響。
從以上分析我們可以看出MIMO和OFDM有各自的優(yōu)點(diǎn)，MIMO系統(tǒng)可以抗多徑衰落，但無法克服頻率選擇性衰落；OFDM可以有效地減小頻率選擇性衰落的影響，但提高頻譜利用率的能力有限。因此將MIMO系統(tǒng)結(jié)合MIMO技術(shù)，就可以在不增加系統(tǒng)帶寬的情況下提高頻譜效率。MIMO-OFDM技術(shù)可以提供更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，又可以通過分集達(dá)到很高的可靠性，如果把合適的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)應(yīng)用到MIMO-OFDM系統(tǒng)中能更好的增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了充分利用MIMO-OFDM系統(tǒng)中的空間分集和頻率分集，不少學(xué)者提出了空頻編碼。空頻編碼的基本思想是把待發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)經(jīng)過編碼后分別在不同的發(fā)射天線和OFDM符號(hào)的不同子載波上發(fā)送。如果系統(tǒng)可以容納更大的解碼延時(shí)和復(fù)雜度，那么可以將編碼后的數(shù)據(jù)符號(hào)分布在不同的發(fā)射天線和若干個(gè)OFDM符號(hào)的不同子載波上發(fā)送，可獲得空間、時(shí)間和頻率分集，這樣的編碼被稱為空時(shí)頻編碼。
最早的空頻編碼是把時(shí)間軸映射為頻率軸，把空時(shí)塊編碼直接用作空頻編碼。一般來講，頻率選擇性MIMO信道中可獲得的最大分集為發(fā)射天線數(shù)Mt接收天線數(shù)Mr和多徑分支數(shù)L的乘積?，F(xiàn)有技術(shù)的空時(shí)塊編碼用作空頻編碼至少可以獲得與原來一樣的分集階數(shù)，但不能獲得MIMO-OFDM系統(tǒng)中所有的可能分集MtMrL。
現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)是，通過對空時(shí)塊編碼進(jìn)行行重復(fù)得到的完全分集空頻編碼不能夠滿足正交性條件，因此使得空頻編碼的譯碼難度增加。而且通過這種行重復(fù)的方法得到的空頻編碼的性能與信道的功率延時(shí)分布有關(guān)，雖然可以通過隨機(jī)交織改善空頻編碼的性能，但仍沒有達(dá)到最優(yōu)性能。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明實(shí)施例提供空頻編碼的構(gòu)造方法與裝置，解決現(xiàn)有技術(shù)中空頻編碼碼字不正交的問題，實(shí)現(xiàn)了頻率選擇性信道的完全分集。
本發(fā)明實(shí)施例提出一種空頻編碼的構(gòu)造方法，包括以下步驟生成空時(shí)塊編碼矩陣；將所述空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次得到重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)，將所述重復(fù)矩陣級聯(lián)得到空頻碼字。
本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案還提出一種空頻編碼的構(gòu)造方法，包括以下步驟將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，得到空頻碼字。
本發(fā)明實(shí)施例提出一種空頻編碼的構(gòu)造裝置，包括空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊、重復(fù)矩陣生成模塊和空頻碼字生成模塊，所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊，用于生成空時(shí)塊編碼矩陣；所述重復(fù)矩陣生成模塊，用于將所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊生成的空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次后得到重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)；所述空頻碼字生成模塊，用于根據(jù)所述重復(fù)矩陣生成模塊得到的重復(fù)矩陣得到空頻碼字。
本發(fā)明實(shí)施例還提出另一種空頻編碼的構(gòu)造裝置，包括調(diào)制分組模塊，用于將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；還包括正交空時(shí)塊編碼模塊，用于對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到空頻碼字。
本發(fā)明實(shí)施例提出了兩種完全分集空頻編碼的構(gòu)造方法，一種是先進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，再將空時(shí)塊編碼重復(fù)Γ次后得到完全分集空頻編碼，其中Γ為頻率分集階數(shù)；另一種是對分組后的每組數(shù)據(jù)符號(hào)集合先進(jìn)行Γ次重復(fù)，再進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到完全分集空頻編碼，其中Γ為頻率分集階數(shù)。通過上述兩種方法構(gòu)造的完全分集空頻編碼能夠在頻率響應(yīng)正常時(shí)保證生成的完全分集空頻編碼的正交性，從而降低了譯碼的復(fù)雜度，進(jìn)一步提高了空頻編碼在不同信道條件下的性能。



圖1為本發(fā)明實(shí)施例重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造方法的流程圖； 圖2為本發(fā)明實(shí)施例分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造方法的流程圖； 圖3為本發(fā)明實(shí)施例延時(shí)為5微秒兩徑信道誤碼率示意圖； 圖4為本發(fā)明實(shí)施例延時(shí)為20微秒兩徑信道誤碼率示意圖； 圖5為本發(fā)明實(shí)施例COST207典型城市信道誤碼率示意圖； 圖6為本發(fā)明實(shí)施例COST207山區(qū)信道誤碼率示意圖； 圖7為本發(fā)明實(shí)施例一種MIMO-OFDM系統(tǒng)裝置圖； 圖8為本發(fā)明實(shí)施例一種子載波交織序列構(gòu)造方法的流程圖； 圖9為本發(fā)明實(shí)施例一種重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造裝置的結(jié)構(gòu)圖； 圖10為本發(fā)明實(shí)施例一種分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造裝置的結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對本發(fā)明的具體實(shí)施方式
作進(jìn)一步詳細(xì)描述 本發(fā)明的實(shí)施例一中，一種重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造方法如圖1所示，包括以下步驟 步驟S101，將數(shù)據(jù)符號(hào)集合{xi}經(jīng)過正交空時(shí)塊編碼，生成空時(shí)塊編碼矩陣Xp。
待編碼的比特信息經(jīng)調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合{xi}，該調(diào)制方式為數(shù)字調(diào)制方式，如BPSK(Binary Phase Shift Key，二進(jìn)制移相鍵控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度調(diào)制)、QPSK(QuadraturePhase Shift Key，四相移相鍵控)等，數(shù)據(jù)符號(hào)集合{xi}經(jīng)過正交空時(shí)塊編碼后得到空時(shí)塊編碼矩陣Xp，不同的Xp(1≤p≤P)中的數(shù)據(jù)符號(hào)是不同的。
步驟S102，將所述空時(shí)塊編碼矩陣Xp重復(fù)Γ次得到重復(fù)矩陣Gp。
重復(fù)矩陣Gp是空時(shí)塊編碼矩陣Xp重復(fù)Γ次得到的，其中Γ為頻率分集階數(shù)，即 其中，1Γ×1為?！?矩陣，矩陣中每個(gè)元素都為1。
步驟S103，將所述重復(fù)矩陣Gp級聯(lián)得到空頻碼字C。
所述空頻碼字C是由若干個(gè)矩陣級聯(lián)組成的，即 其中，

重復(fù)矩陣Gp(1≤p≤P)是ΓMt×Mt的矩陣，若N不是ΓMt的整數(shù)倍，則需要填充0。
調(diào)制符號(hào)經(jīng)過空頻編碼后得到的空頻碼字C可表示為
其中，cki表示從發(fā)射天線i上發(fā)送的第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)。為了不失一般性，假設(shè)空頻碼字C滿足能量限制E<‖C‖2>＝NMt。
空頻碼字C的第i列經(jīng)過OFDM調(diào)制后，從發(fā)射天線i發(fā)送。假設(shè)循環(huán)前綴的長度大于信道沖擊響應(yīng)的最大多徑延時(shí)，則在接收端，經(jīng)過OFDM解調(diào)后，第j個(gè)接收天線上第k個(gè)子載波的接收信號(hào)可表示為 其中，nkj表示第j個(gè)接收天線在第k個(gè)子載波上接收到的噪聲，可建模為均值為零，方差為σn2的復(fù)高斯隨機(jī)變量。歸一化因子

保證發(fā)射能量與發(fā)射天線數(shù)無關(guān)，則第k個(gè)子載波上的平均信噪比ρ可表示為 下面分析根據(jù)式(1)和(2)構(gòu)造出的空頻編碼的性能。
假設(shè)MIMO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射天線數(shù)為Mt，接收天線數(shù)為Mr，OFDM符號(hào)的子載波數(shù)為N，如圖7所示。
假設(shè)MIMO信道是準(zhǔn)靜態(tài)的，即在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)保持不變，不同的收發(fā)天線對之間的頻率選擇性衰落信道有L個(gè)獨(dú)立多徑分支，且具有相同的功率延時(shí)分布。發(fā)射天線i與接收天線j之間的信道沖擊響應(yīng)可表示為 其中，αi，j(l)是發(fā)射天線i與接收天線j之間第1徑的復(fù)多徑增益，τl是第1徑的延時(shí)，δ(·)為Dirac函數(shù)。假設(shè)信道是瑞利衰落的，即αi，j(l)可建模為零均值的復(fù)高斯隨機(jī)變量，其方差為σl2。不失一般性，假設(shè)信道沖擊響應(yīng)的能量是歸一化的，即 則發(fā)射天線i與接收天線j之間的信道頻率響應(yīng)可表示為 第k個(gè)子載波上的頻率響應(yīng)為 其中，Δf＝1/T表示OFDM符號(hào)子載波的間隔，T為OFDM符號(hào)的符號(hào)周期。
令hi，j＝[αi，j(0)αi，j(1)…αi，j(L-1)]T，則Hi，j(k)＝w(k)hi，j。N個(gè)子載波上的頻率響應(yīng)矢量可表示為Hi，j＝[Hi，j(0)Hi，j(1)…Hi，j(N-1)]T＝W·hi，j，其中W的第k行為w(k)。
Hi，j的自相關(guān)矩陣Ri，j可表示為 其中，則自相關(guān)矩陣Ri，j與收發(fā)天線對(i，j)無關(guān)，記做R。
假設(shè)接收端已知信道的頻率響應(yīng)，則最大似然檢測器根據(jù)以下準(zhǔn)則進(jìn)行譯碼 對于兩個(gè)不同的空頻碼字C和

記則在空間不相關(guān)MIMO信道下，空頻碼字C和

之間的成對出錯(cuò)概率為 其中，r表示ΔоR的秩，о表示哈達(dá)瑪乘積，ΔоR的r個(gè)非零特征值分別為λ1，λ2，...，λr。
若ΔоR的秩的最小值為r0，則該空頻編碼的分集階數(shù)為r0Mr，空頻編碼的歸一化編碼增益定義為 如式(8)所示，空頻編碼的性能完全由矩陣ΔоR決定，其中，о表示哈達(dá)瑪乘積。ΔоR的秩的最小值決定了空頻編碼所能獲得的分集，ΔоR的非零特征值的乘積的最小值決定了空頻編碼的編碼增益。
如式(2)所示的兩個(gè)不同的空頻碼字C和

分別由矩陣G1，G2，…，GP和

構(gòu)成，則對應(yīng)的P個(gè)矩陣中，至少有一個(gè)是不相同的。
假設(shè)1兩個(gè)不同的空頻碼字C和

只有位置p0(1≤p0≤P)處的矩陣其他位置p≠p0處的矩陣都相等，即(p≠p0)。該假設(shè)不會(huì)改變矩陣ΔоR的最小秩。
式(13)所示的信道頻率響應(yīng)的自相關(guān)矩陣R是一個(gè)Toeplitz矩陣，其元素為1≤i，j≤N?；谏鲜黾僭O(shè)條件，矩陣ΔоR的非零特征值與

相同，其中Q也是一個(gè)Toeplitz矩陣，其元素為1≤i，j≤ΓMt。注意，Q的值與位置p0無關(guān)。則
由于空時(shí)編碼是基于正交構(gòu)造的，即把(14)式展開，可得
其中，矩陣Q0的元素為1≤i，j≤Γ。定義矩陣W0，其元素為1≤i≤Γ，1≤j≤L，則有 式(15)的行列式的值為
若信道的最大多徑延時(shí)滿足Mtτmax＜T，則W0是滿秩的矩陣，Q0也是滿秩的矩陣，即det(Q0)≠0。根據(jù)假設(shè)即有c≠0。因此

的行列式也不為零，即

是滿秩的矩陣，該矩陣的秩為ΓMt。
根據(jù)假設(shè)1，矩陣ΔоR的秩的最小值等于

的秩，等于ΓMt。所以根據(jù)式(1)和(2)構(gòu)造的空頻編碼在頻率選擇性MIMO信道中可獲得的分集階數(shù)為ΓMtMr，若Γ＝L，則該空頻編碼可獲得頻率選擇性MIMO信道中所有可能的分集MtMrL。
根據(jù)假設(shè)1，ΔоR的非零特征值與

的非零特征值相同，則式(6)所定義的空頻編碼的歸一化編碼增益為 (17) 令則空頻編碼的歸一化編碼增益可表示為內(nèi)編碼增益ζ1和外編碼增益ζ2的乘積。其中內(nèi)編碼增益ζ1取決于所采用的空時(shí)編碼的歐幾里德距離，外編碼增益ζ2取決于信道的功率延時(shí)分布。
本發(fā)明的實(shí)施例二中，一種分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造方法如圖2所示，包括以下步驟 步驟S201，將數(shù)據(jù)符號(hào)集合{xi}分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合{x′i}； 根據(jù)采用的正交空時(shí)塊編碼矩陣中的符號(hào)個(gè)數(shù)，把已調(diào)制符號(hào)集合{xi}分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，其中Γ為頻率分集階數(shù)，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合{x′i}。
步驟S202，對數(shù)據(jù)符號(hào)集合{x′i}進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，得到空頻碼字C。
新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合{x′i}經(jīng)過正交空時(shí)塊編碼后得到空時(shí)編碼矩陣Xp，不同的Xp(1≤p≤P)中的數(shù)據(jù)符號(hào)是不同的。重復(fù)矩陣Gp是空時(shí)編碼矩陣Xp重復(fù)Γ次得到的，即公式(1)，從而得到了完全分集的空頻編碼。
以兩個(gè)發(fā)射天線、一個(gè)接收天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)為例，假設(shè)系統(tǒng)的帶寬為1MHz，OFDM符號(hào)的子載波數(shù)為128，我們通過系統(tǒng)仿真來驗(yàn)證完全分集空頻編碼的性能。
采用Alamouti編碼方案作為正交空時(shí)塊編碼，則空時(shí)塊編碼矩陣為 選擇參數(shù)Γ＝2，則得到的空頻編碼為 該空頻編碼的分集階數(shù)為ΓMtMr＝4。
實(shí)施例二中的分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造方法得到的空頻編碼的性能與實(shí)施例一中的重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造方法得到的空頻編碼的性能一致。
下面分析實(shí)施例一和實(shí)施例二在兩徑信道和COST207信道模型下的性能。
(1)兩徑信道模型下空頻編碼的性能 假設(shè)在等功率延時(shí)分布的兩徑信道中，分別考慮延時(shí)為5μs和20μs的情形。由于系統(tǒng)的帶寬為1MHz，OFDM的子載波為128個(gè)，則OFDM符號(hào)的周期T＝128μs，假設(shè)循環(huán)前綴CP的長度為T/4＝32μs，可保證OFDM符號(hào)之間沒有符號(hào)間干擾ISI。
空頻編碼在兩徑信道下的性能如圖3和圖4所示，橫坐標(biāo)為平均比特信噪比Eb/N0，縱坐標(biāo)為平均誤比特率BER。
現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼(標(biāo)記為+的虛線)、本文提出的空頻編碼(標(biāo)記為○的實(shí)線)和經(jīng)過子載波交織后空頻編碼(標(biāo)記為*的實(shí)線)的性能對比。誤比特率為10-4時(shí)，本文提出的空頻編碼比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼有大約2dB的增益。
(2)COST207信道模型下空頻編碼的性能 系統(tǒng)的帶寬為1MHz，OFDM的子載波為128個(gè)，則OFDM符號(hào)的周期T＝128μs，假設(shè)循環(huán)前綴CP的長度為T/4＝32μs，可保證OFDM符號(hào)之間沒有符號(hào)間干擾ISI?？疹l編碼在COST207信道模型中的性能如圖5、圖6所示，橫坐標(biāo)為平均比特信噪比Eb/N0，縱坐標(biāo)為平均誤比特率BER。
在COST207典型城市環(huán)境中，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼(標(biāo)記為○的實(shí)線)和現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼(標(biāo)記為+的虛線)的性能相當(dāng)。
在COST207山區(qū)環(huán)境中，誤比特率為10-4時(shí)，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼的性能提高2dB左右。
本發(fā)明的實(shí)施例三中，一種子載波交織序列的構(gòu)造方法，可以使空頻編碼的性能更優(yōu)，如圖8所示，包括以下步驟 步驟S801，把N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)包括Mt個(gè)子載波。其中，Mt為MIMO-OFDM系統(tǒng)的發(fā)射天線數(shù)。
假設(shè)發(fā)射機(jī)已知信道的功率延時(shí)分布，即σ02，σ12，...，σL-12和τ0，τ1，...，τL-1已知。對式(2)所示的空頻碼字C的行進(jìn)行重新排列，等價(jià)于對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織，得到一個(gè)新的空頻碼字π(C)，假設(shè)交織以Mt大小的塊為單位。
步驟S802，根據(jù)式(17)，對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)； 基于假設(shè)1，則矩陣

中的Γ個(gè)子塊經(jīng)過交織后在新的空頻碼字π(C)中的位置分別為n1，n2，...，nΓ，則新的空頻碼字π(C)的ΔоR中共有?！力€(gè)非零子塊，可以證明π(C)的ΔоR的非零特征值的乘積為

其中Wn的元素為1≤i ≤Γ，1≤j≤L。
新的空頻碼字π(C)的歸一化編碼增益為 對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，假設(shè)間隔因子為μ(μ≥1)，則 π(k)＝v1μΓ+e0μ+v0，k＝0，1，...K-1 (19) 其中，

e0＝k-e1Γ，

v0＝e1-v1μ。
步驟S803，根據(jù)交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
式(19)使得相鄰的Γ個(gè)子塊之間的間隔為μ，交織后空頻碼字的外編碼增益其中V是一個(gè)Toeplitz矩陣，其元素為1≤i≤Γ，1≤j≤L。若發(fā)射機(jī)已知σ02，σ12，...，σL-12和τ0，τ1，...，τL-1，則可選擇合適的間隔因子μop，使得外編碼增益ζ2最大。

在實(shí)施例二兩徑信道和COST207信道模型的條件下，分析子載波交織空頻編碼的性能。
兩徑信道模型中，在誤比特率為10-4時(shí)，在延時(shí)為5μs的兩徑信道下，經(jīng)過子載波交織的空頻編碼的性能有2dB的改善；在延時(shí)為20μs的兩徑信道下，子載波交織對空頻編碼的性能改善不明顯。
在COST207典型城市環(huán)境中，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼經(jīng)過子載波交織后，誤比特率為10-4時(shí)，空頻編碼的性能改善1dB，比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼的性能提高不到2dB。
在COST207山區(qū)環(huán)境中，誤比特率為10-4時(shí)，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼經(jīng)過子載波交織后，空頻編碼的性能改善1dB。
本發(fā)明的實(shí)施例四中，一種重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造裝置，如圖9所示，所述重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造裝置1包括空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊11、重復(fù)矩陣生成模塊12和空頻碼字生成模塊13。
其中，空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊11，用于生成空時(shí)塊編碼矩陣； 其中，重復(fù)矩陣生成模塊12，用于將所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊11生成的空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次得到所述重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)。
其中，空頻碼字生成模塊13，用于根據(jù)所述重復(fù)矩陣生成模塊12得到的重復(fù)矩陣得到空頻碼字。
其中，空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊11還包括調(diào)制子模塊111和空時(shí)塊編碼子模塊112，調(diào)制子模塊111，用于將待編碼的比特信息調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合；空時(shí)塊編碼子模塊112，用于將所述調(diào)制子模塊111得到的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到空時(shí)塊編碼矩陣。
其中，所述重復(fù)映射空頻編碼構(gòu)造裝置1還包括交織模塊14，用于對所述空頻碼字的行進(jìn)行交織。其中，交織模塊14還包括子載波分組子模塊141和子載波交織子模塊142，子載波分組子模塊141用于將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)包括Mt個(gè)子載波；子載波交織子模塊142，用于對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)，根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
本發(fā)明的實(shí)施例五中，一種分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造裝置，如圖10所示，所述分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造裝置2包括調(diào)制分組模塊21和正交空時(shí)塊編碼模塊22。
其中，調(diào)制分組模塊21，用于將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；調(diào)制分組模塊21還包括調(diào)制子模塊211、分組重復(fù)子模塊212，調(diào)制子模塊211，用于將待編碼的比特信息調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合；分組重復(fù)子模塊212，用于將所述數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合。
其中，正交空時(shí)塊編碼模塊22，用于對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到空頻碼字。
其中，所述分組重復(fù)空頻編碼構(gòu)造裝置2還包括交織模塊23，用于對所述空頻碼字C的行進(jìn)行交織；交織模塊23還包括子載波分組子模塊231和子載波交織子模塊232，子載波分組子模塊231，用于將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)包括Mt個(gè)子載波；子載波交織子模塊232，用于對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)，根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
在等功率延時(shí)分布的兩徑信道中，分別考慮延時(shí)為5μs和20μs的情形。條件如實(shí)施例二中兩徑信道模型的條件相同，如圖3和圖4所示。
現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼、本文提出的空頻編碼(標(biāo)記為○的實(shí)線)和經(jīng)過子載波交織后空頻編碼(標(biāo)記為*的實(shí)線)的性能對比。誤比特率為10-4時(shí)，本文提出的空頻編碼比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼有大約2dB的增益，在延時(shí)為5μs的兩徑信道下，經(jīng)過子載波交織的空頻編碼的性能又有2dB的改善；在延時(shí)為20μs的兩徑信道下，子載波交織對空頻編碼的性能改善不明顯。
系統(tǒng)參數(shù)不變，空頻編碼在COST207信道模型下的性能如圖5、圖6所示。
在COST207典型城市環(huán)境中，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼和現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼的性能相當(dāng)，經(jīng)過子載波交織后，誤比特率為10-4時(shí)，空頻編碼的性能改善1dB，比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼的性能提高不到2dB。
在COST207山區(qū)環(huán)境中，誤比特率為10-4時(shí)，本發(fā)明實(shí)施例提出的空頻編碼比現(xiàn)有技術(shù)中提出的空頻編碼的性能提高2dB左右，經(jīng)過子載波交織后，空頻編碼的性能改善1dB。
以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1、一種空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，包括以下步驟
生成空時(shí)塊編碼矩陣；
將所述空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次得到重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)；
將所述重復(fù)矩陣級聯(lián)得到空頻碼字。
2、如權(quán)利要求1所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述生成空時(shí)塊編碼矩陣具體包括
將待編碼的比特信息調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合；
將所述數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到所述空時(shí)塊編碼矩陣。
3、如權(quán)利要求1所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述由空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次得到重復(fù)矩陣具體包括
其中Gp為所述重復(fù)矩陣，1Γ×1為?！?矩陣且矩陣中每個(gè)元素都為1，Xp為所述空時(shí)塊編碼矩陣。
4、如權(quán)利要求3所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述將重復(fù)矩陣級聯(lián)得到空頻碼字具體包括
所述空頻碼字是由所述重復(fù)矩陣級聯(lián)組成，即
其中，C為空頻碼字，
所述重復(fù)矩陣Gp(1≤p≤P)為ΓMt×Mt的矩陣，若N不是ΓMt的整數(shù)倍，則需要填充0。
5、如權(quán)利要求1所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述將重復(fù)矩陣級聯(lián)得到空頻碼字后，還包括
根據(jù)所述空頻碼字對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織。
6、如權(quán)利要求5所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述根據(jù)空頻碼字對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織具體包括
所述交織以發(fā)射天線數(shù)Mt大小的塊為單位對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織。
7、如權(quán)利要求6所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述交織以發(fā)射天線數(shù)Mt大小的塊為單位對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織，具體包括
將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)組包括Mt個(gè)子載波；
對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)；
根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
8、如權(quán)利要求7所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)具體包括
π(k)＝v1μΓ+e0μ+v0
其中k＝0，1，...K-1，μ為間隔因子(μ≥1)。
9、如權(quán)利要求8所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述間隔因子具體為
其中，V是一個(gè)Toeplitz矩陣，其元素為1≤i≤Γ，1≤j≤L。
10、一種空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，包括以下步驟
將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；
對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，得到空頻碼字。
11、如權(quán)利要求10所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，在所述將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組之前，還包括
將待編碼的比特信息調(diào)制后得到所述數(shù)據(jù)符號(hào)集合。
12、如權(quán)利要求10所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，在所述對新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，得到空頻碼字后，還包括
根據(jù)所述空頻碼字對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織。
13、如權(quán)利要求12所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述根據(jù)空頻碼字對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織具體還包括
所述交織以發(fā)射天線數(shù)Mt大小的塊為單位對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織。
14、如權(quán)利要求13所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述交織以發(fā)射天線數(shù)Mt大小的塊為單位對OFDM符號(hào)的子載波進(jìn)行交織具體包括
將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)組包括Mt個(gè)子載波；
對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)；
根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
15、如權(quán)利要求14所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)具體包括
π(k)＝v1μΓ+e0μ+v0
其中，k＝0，1，...K-1，μ為間隔因子(μ≥1)。
16、如權(quán)利要求15所述空頻編碼的構(gòu)造方法，其特征在于，所述間隔因子具體為
其中，V是一個(gè)Toeplitz矩陣，其元素為1≤i≤Γ，1≤j≤L。
17、一種空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，包括空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊、重復(fù)矩陣生成模塊和空頻碼字生成模塊
所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊，用于生成空時(shí)塊編碼矩陣；
所述重復(fù)矩陣生成模塊，用于將所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊生成的空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次后得到重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)；
所述空頻碼字生成模塊，用于根據(jù)所述重復(fù)矩陣生成模塊得到的重復(fù)矩陣得到空頻碼字。
18、如權(quán)利要求17所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，所述空時(shí)塊編碼矩陣生成模塊還包括調(diào)制子模塊和空時(shí)塊編碼子模塊
所述調(diào)制子模塊，用于將待編碼的比特信息調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合；
所述空時(shí)塊編碼子模塊，用于將所述調(diào)制子模塊得到的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到空時(shí)塊編碼矩陣。
19、如權(quán)利要求17所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，還包括交織模塊，用于對所述空頻碼字的行進(jìn)行交織。
20、如權(quán)利要求19所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，所述交織模塊還包括子載波分組子模塊和子載波交織子模塊
所述子載波分組子模塊，用于將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)包括Mt個(gè)子載波；
所述子載波交織子模塊，用于對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)，根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
21、一種空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，包括調(diào)制分組模塊和正交空時(shí)塊編碼模塊
所述調(diào)制分組模塊，用于將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；
所述正交空時(shí)塊編碼模塊，用于對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼后得到空頻碼字。
22、如權(quán)利要求21所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，所述調(diào)制分組模塊包括調(diào)制子模塊，用于將待編碼的比特信息調(diào)制后得到數(shù)據(jù)符號(hào)集合。
23、如權(quán)利要求21所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，還包括交織模塊，用于對所述空頻碼字的行進(jìn)行交織。
24、如權(quán)利要求23所述空頻編碼的構(gòu)造裝置，其特征在于，所述交織模塊還包括子載波分組子模塊和子載波交織子模塊
所述子載波分組子模塊，用于將N個(gè)子載波分為K組，每個(gè)包括Mt個(gè)子載波；
所述子載波交織子模塊，用于對序列{1，2，...，K}進(jìn)行交織，得到交織序列π(k)，根據(jù)所述交織序列π(k)得到OFDM符號(hào)的子載波交織序列。
全文摘要
本發(fā)明實(shí)施例公開了一種空頻編碼的構(gòu)造方法，包括以下步驟生成空時(shí)塊編碼矩陣；將所述空時(shí)塊編碼矩陣重復(fù)Γ次得到重復(fù)矩陣，其中Γ為頻率分集階數(shù)；將所述重復(fù)矩陣級聯(lián)得到空頻碼字。本發(fā)明實(shí)施例還公開了一種空頻編碼的構(gòu)造方法，包括以下步驟將數(shù)據(jù)符號(hào)集合分組，對每組符號(hào)重復(fù)Γ次，得到新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合，其中Γ為頻率分集階數(shù)；對所述新的數(shù)據(jù)符號(hào)集合進(jìn)行正交空時(shí)塊編碼，得到空頻碼字。通過上述兩種方法構(gòu)造的空頻編碼能夠在頻率響應(yīng)正常時(shí)保證生成的完全分集空頻編碼的正交性，因此降低了譯碼的復(fù)雜度，進(jìn)一步提高了空頻編碼在不同信道條件下的性能。
文檔編號(hào)H03M13/27GK101325419SQ20071011093
公開日2008年12月17日 申請日期2007年6月11日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月11日
發(fā)明者朱學(xué)生 申請人:華為技術(shù)有限公司