專利名稱：數(shù)字模擬變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將數(shù)字信號變換為模擬信號的數(shù)字模擬變換裝置及其 應(yīng)用。
背景技術(shù)：
USP5862237和USP5909496提出了將數(shù)字信號變換為模擬信號的 數(shù)字模擬變換裝置及其應(yīng)用的方案，作為將聲音信號變換為多個數(shù)字 信號使用多個揚聲器驅(qū)動裝置再現(xiàn)聲音信號的數(shù)字模擬變換裝置的現(xiàn) 有例。
在USP5862237的圖1中，由串行*并行變換器和譯碼器電路將數(shù)
字串行聲音信號一次變換為多個數(shù)字信號。這里以聲音信號的振幅加 權(quán)的方式變換多個數(shù)字信號是本現(xiàn)有例的特征。因此，提出了當(dāng)驅(qū)動 多個揚聲器時，通過按照該加權(quán)控制多個驅(qū)動裝置的電流源的電流量， 驅(qū)動多個揚聲器裝置，由此再現(xiàn)與聲音信號的振幅相應(yīng)的聲音的系統(tǒng)。
在USP5卯9496的圖4中，與USP5862237同樣由數(shù)字'模擬變換 器和解碼電路將數(shù)字串行聲音信號變換為多個數(shù)字信號。這里以聲音 信號的振幅加權(quán)的方式變換多個數(shù)字信號，并且，使用多個數(shù)字信號 內(nèi)的特定的l位(在眾所周知的例子中是MSB)控制對多個揚聲器進 行驅(qū)動的驅(qū)動電路的電流方向是本現(xiàn)有例的特征。因此，當(dāng)驅(qū)動多個 揚聲器時，通過按照該加權(quán)控制多個驅(qū)動裝置的電流源的電流量，驅(qū) 動多個揚聲器裝置，再現(xiàn)與聲音信號的振幅相應(yīng)的聲音，并且用更簡 便的電路構(gòu)成驅(qū)動電路成為可能。
在這些現(xiàn)有例中，為了作為驅(qū)動多個揚聲器的信號原封不動地使 用通過串行*并行變換的數(shù)字信號，由于發(fā)生第一，加權(quán)的驅(qū)動電路 的電流源之間的制造偏差成為非直線形性噪音的原因，第二，當(dāng)再現(xiàn) 數(shù)字信號時產(chǎn)生的量子化噪音作為噪音成分重疊在可聽頻帶上等的問 題，所以存在難以再現(xiàn)高品位的聲音信號的缺點。為了避免第一個問題，需要抑制多個驅(qū)動裝置之間的制造偏差的 手段。
在USP5872532的圖33中，提出了作為抑制對多個揚聲器驅(qū)動裝 置進行驅(qū)動的電流源之間的偏差的手段由選擇電路和用于控制選擇電 路的積分器構(gòu)成的技術(shù)。在該提案中，將驅(qū)動多個揚聲器的信號輸入 到選擇裝置由進行一次以上積分的電路控制是否使用多個揚聲器驅(qū)動 電路，與輸入信號無關(guān)，積分多個揚聲器驅(qū)動裝置中的各個的使用頻 度，以保持該積分結(jié)果一定的方式控制選擇電路。因此，可以減少驅(qū) 動電路之間的制造偏差引起的噪音。再者，將抑制多個驅(qū)動裝置之間 的偏差的技術(shù)稱為失配成形法(miss match shaping method)。
在USP5592559的圖1中，提出了對輸入的數(shù)字串行聲音信號施加 一次使用AE調(diào)制器的數(shù)字調(diào)制，驅(qū)動音圈再現(xiàn)聲音的方法。本現(xiàn)有 例提出了使用施加了數(shù)字變換的3值信號在正負方向驅(qū)動2個音圈的 驅(qū)動揚聲器的方案，但是沒有述說驅(qū)動2個以上的多個音圈并且抑制 多個驅(qū)動裝置之間的偏差的技術(shù)。
在USP7058463的圖3中，提出了通過對輸入的數(shù)字串行聲音信號 施加一次使用A E調(diào)制器和過取樣的數(shù)字調(diào)制，輸出比可聽頻率高的 頻率的方案。像這樣將量子化噪音輸出到令人注目的頻率外的技術(shù)稱 為噪音成形法。
在本現(xiàn)有例中，當(dāng)用噪音成形法將再現(xiàn)數(shù)字信號時生成的量子化 噪音移動到可聽頻率以外的高頻帶。由此避免了成為第二問題的量子 化噪音作為噪音成分重疊在可聽頻帶上的問題。
此外，在本現(xiàn)有例中，為了避免成為第一問題的引起多個驅(qū)動裝 置之間的制造偏差的噪音問題，提出了導(dǎo)入使用根據(jù)使用擬似隨機信 號的DEM (Dynamic Element Matching:動態(tài)元件匹配)法控制的選擇 電路的失配成形法的提案。
但是，存在著施加使用AE調(diào)制器和過取樣的數(shù)字調(diào)制，不使輸 出到比可聽頻率高的頻率的量子化噪音衰減，原封不動地驅(qū)動揚聲器 驅(qū)動電路，為此從揚聲器放射出移動到高頻帶的量子化噪音的問題。
此外，也存在著只單純地根據(jù)使用隨機信號的DEM法切換選擇電 路，使引起該隨機信號的白噪音重疊在再現(xiàn)的聲音信號上的缺點。為了避免引起多個驅(qū)動裝置之間的制造偏差的噪音問題，需要伴隨揚聲
器驅(qū)動電路的個數(shù)的增加使根據(jù)DEM法的選擇電路的切換動作高速 地進行。在參考文獻"Delta-Sigma Data Converters",正EE Press 1997 isbn 0-7803-1045-4的8.3.3節(jié)和圖8.5中述說了 DEM法的動作的詳細 情形。在用DEM法的失配成形法中，必須使選擇電路高速的動作是實 施本現(xiàn)有例時的重大缺點。此外，關(guān)于該缺點，在USP5872532中也已 經(jīng)作為問題指出了，這是眾所周知的。
如以上的現(xiàn)有例那樣，通過利用根據(jù)使用A S調(diào)制器和過取樣的 數(shù)字調(diào)制的噪音成形法，使由再現(xiàn)數(shù)字信號而產(chǎn)生的量子化噪音輸出 到可聽頻率以上的頻帶是一般大家熟知的技術(shù)。由參考文獻"Over sampling Delta-Sigma Data Converters "， 正EE Press 1991 ISBN 0-87942-285-8的pp.7的(22)式表示了對過取樣比和調(diào)制器的次數(shù)進 行噪音成形的噪音的強度關(guān)系。 一般用噪音成形法，當(dāng)令L為AS調(diào) 制器的次數(shù)時，以使過取樣比為2倍的程度，使量子化噪音的實效強 度降低3 (2L+1) dB。因此，為了減少量子化噪音，必須提高過取樣 比或增加AE調(diào)制器的次數(shù)。另一方面，當(dāng)提高過取樣比時需要使A ￡調(diào)制器高速的動作。此外，當(dāng)增加AE調(diào)制器的次數(shù)時AS調(diào)制器 的動作變得不穩(wěn)定。
如前面所述的那樣，在根據(jù)使用A S調(diào)制電路和過取樣的數(shù)字調(diào) 制的噪音成形法中，使由再現(xiàn)數(shù)字信號產(chǎn)生的量子化噪音輸出到可聽 頻率以上的頻帶。所以需要用連續(xù)時間LPF (Continuous-Time Low Pass Filter:連續(xù)時間低通濾波器)使在AI]調(diào)制電路中產(chǎn)生的通過噪音成 形的不需要的量子化噪音和可聽頻帶外的成分衰減。
在圖1 (a)中表示用AE調(diào)制電路的一般系統(tǒng)的例子。用連續(xù)時 間LPF (101)使在AE調(diào)制器(100)中產(chǎn)生的通過噪音成形的不需 要的量子化噪音和可聽頻帶外的成分衰減。為了進行過取樣，LPF可 以是低次的，但是當(dāng)通過頻帶窄時，時間常數(shù)變大，當(dāng)內(nèi)置在半導(dǎo)體 集成裝置中時，不能夠無視LPF占據(jù)的面積。
作為緩和配置在調(diào)制器后段的LPF的特性要求的方法如圖1 (b) 所示，是使AE調(diào)制器為多位AE調(diào)制器(110)的方法。在這種情況 下，因為通過使AE調(diào)制器的位數(shù)增加1位能夠使量子化噪音減少6dB，所以可以緩和LPF的遮斷頻率特性。但是，由于調(diào)制器的多位 化而增大了內(nèi)部調(diào)制器的電路規(guī)模。
作為緩和LPF的特性要求的方法，也提出了將圖1 (c)所示的 Switched Capacitor Filter (開關(guān)電容濾波器)(121)插入到AE調(diào)制器 和LPF之間的方法。在這種情況下，因為除了為了實現(xiàn)Switched Capacitor Filter (開關(guān)電容濾波器)而需要OP放大器外，也存在著為 了降低截止頻率而需要大的電容器的情形，所以存在著芯片面積和消 耗電力增大的缺點。
作為緩和LPF的特性要求的又一個方法，提出了將圖l (d)所示 的模擬HR濾波器(131)插入到A E調(diào)制器和LPF之間的方法。在該 方法中，通過模擬地將FIR濾波器的各抽頭加起來并輸出，構(gòu)成模擬 FIR濾波器。在這種情況下，通過增加抽頭數(shù)，能夠增加對頻帶外噪音 的衰減量。用模擬FIR濾波器的方法也具有減少由時鐘跳動引起的 SNR惡化的效果，當(dāng)用精度低的時鐘信號時、當(dāng)在同一芯片上用多個 時鐘時是有效的方法。
但是，存在著因為當(dāng)令A(yù)E調(diào)制器為多位時，只需要構(gòu)成AE調(diào) 制器的位的段型調(diào)制器的單元數(shù)X抽頭數(shù)的構(gòu)成模擬FIR濾波器的延 遲元件，所以電路規(guī)模急劇地增大那樣的缺點。
在將模擬FIR濾波器設(shè)置在利用使用A E調(diào)制器的一般的噪音成 形法的系統(tǒng)后面的方法中，特別是更詳細地說明用級聯(lián)型的A ￡調(diào)制 器時的動作。
首先，在圖2中表示級聯(lián)型的AE調(diào)制器(200)的一般構(gòu)成。由 第一段的Ai:調(diào)制器(201)對輸入的數(shù)字信號(210)進行量子化， 進一步由第二段的Ai:調(diào)制器(202)對第一段的量子化噪音(211) 進行量子化。由數(shù)字信號處理塊(220)對第二段的輸出Y2進行變換 后與第一段的輸出Yi進行加算(230)并輸出。
當(dāng)令第一段的輸出為^和第二段的輸出為Y2，第一段和第二段的 噪音傳遞函數(shù)為NTF"z)和NTF2(z)，第一段和第二段的量子化噪音為 Qi和Q2，從第一段到第二段的增益為AP H產(chǎn)NTF"z)/Aj時，全部的 輸出Y成為Y =Y +Y H = Y +Y NTF /A
2 3
:X+NTF Q +(—A Q +NTF Q )NTF /A
2 2
:X+NTF Q —NTF Q +, NTF Q /A
1 1 11 1 2 2 1
-X+NTF鮮Q /A
12 2 1
(公式l)
能夠抵消第一段的量子化噪音。
在圖3中表示將模擬FIR濾波器(301)設(shè)置在該級聯(lián)型的A E 調(diào)制器后面的一般結(jié)構(gòu)(300)。
該結(jié)構(gòu)也可以如圖4中那樣地變換為分別將模擬FIR濾波器設(shè)置 在級聯(lián)型八E調(diào)制器的各段后面的結(jié)構(gòu)(400)。下面詳細地說明如圖4 那樣地分別將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型A E調(diào)制器的各段后面的 構(gòu)成的情形的第二段的動作。
來自Y2的信號，在數(shù)字信號處理塊(220)中乘上H3(z)后再乘上 FIR濾波器(300)的傳遞函數(shù)HnR(z)。
其次，考慮將第一段作為1次的AE調(diào)制器，將FIR濾波器作為 移動平均濾波器的情形。令H3(z"NTF產(chǎn)(l-z")，令HR濾波器的傳 遞函數(shù)為
HFIR(Z)=1+Z—2 +z-" (公式2) 時，成為
=1—Z—n (公式3)
與FIR濾波器的抽頭數(shù)無關(guān)，能夠由2個抽頭的后置濾波器(Post filter)構(gòu)成。g卩，當(dāng)將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型AE調(diào)制器后面 時，通過圖4的構(gòu)成，第二段的后置濾波器的抽頭數(shù)經(jīng)常為2個抽頭， 即便增加FIR濾波器的抽頭數(shù)，也能夠不增加后置濾波器的抽頭數(shù)， 適用于小型化。
同樣，考慮將第一段作為2次的Ai:調(diào)制器，將FIR濾波器作為 移動平均濾波器的構(gòu)成。因為H產(chǎn)NTF產(chǎn)(l-z-') 2，所以
=1—z—1—Zi+Z—一 (公式4) 第二段的后置濾波器的抽頭數(shù)與FIR濾波器的抽頭長度無關(guān)，成為4抽頭。
艮口，判斷當(dāng)將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型A S調(diào)制器后面時， 通過圖4的構(gòu)成，與A S調(diào)制器的次數(shù)無關(guān)，即便增加FIR濾波器的 抽頭數(shù)，也可以抑制第二段的后置濾波器的抽頭數(shù)的增加，適用于小 型化。
此外，將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型△ E調(diào)制器后面時的YFIR，
成為
Y =(1+z—1+z"2..' + z—"(x+ntf^t^q/"(公式5)

發(fā)明內(nèi)容
如以上所說明的那樣，在圖5中表示當(dāng)將模擬FIR濾波器設(shè)置在 級聯(lián)型AE調(diào)制器的各段調(diào)制器的后段時的一般方框圖。這里，為了 說明方便起見，具有令FIR濾波器的抽頭數(shù)為n，級聯(lián)型AE調(diào)制器的 第一段的噪音傳遞函數(shù)為NTF產(chǎn)(l-z") 2，第一段為1位的內(nèi)部調(diào)制 器，第二段為n位的內(nèi)部調(diào)制器的構(gòu)成。
這里，將數(shù)字輸入信號(510)輸入到級聯(lián)型Ai:調(diào)制器的第一段
的內(nèi)部調(diào)制器(201)，使第二段的內(nèi)部調(diào)制器(202)與第一段的內(nèi)部 調(diào)制器(201)級聯(lián)連接，將來自第一段的內(nèi)部調(diào)制器(201)的輸出 信號(520)輸入到模擬FIR濾波器(301)。將來自第二段的內(nèi)部調(diào)制 器(202)的輸出信號(530)由格式電路(501)從二進制代碼變換為 溫度計代碼并輸出。將變換為該溫度計代碼的信號(531)輸入到后置 濾波器電路(502)。由加法塊(540)模擬地將來自上述模擬FIR濾波 器(301)的輸出信號(521)和來自上述后置濾波器電路(502)的輸 出信號(532)加起來并輸出。
考慮在用模擬FIR濾波器的級聯(lián)型A E調(diào)制器中，構(gòu)成模擬FIR 濾波器的抽頭系數(shù)具有誤差時的影響。
當(dāng)由1位構(gòu)成第一段的內(nèi)部調(diào)制器時，失配成為抽頭系數(shù)誤差， 對模擬FIR濾波器的頻率特性造成影響。但是，因為不影響從數(shù)字輸 入到模擬輸出的線形性，所以不會使畸變特性和SNR惡化。
另一方面，當(dāng)?shù)谝欢蔚膬?nèi)部調(diào)制器為3級以上時，因為與一般的 a i:調(diào)制器同樣模擬FIR濾波器部的失配仍舊對輸出造成影響，使畸變和SNR惡化，所以當(dāng)增加第一段的內(nèi)部調(diào)制器的級數(shù)時需要另外設(shè) 置失配成形器。
構(gòu)成第二段的后置濾波器的元件的失配也對輸出造成影響，但是 因為第二段的輸入信號是第一段的量子化噪音，所以使SNR惡化，但 是如果不包含信號成分則畸變特性不惡化。
這里，計算模擬FIR濾波器和后置濾波器的抽頭系數(shù)對輸出YFIR 的影響。
這里，當(dāng)?shù)谝欢魏偷诙蔚膬?nèi)部調(diào)制器都為2級，NTF產(chǎn)NTF2=
(l-Z"尸時，令模擬FIR濾波器的特性為H^TR，后置濾波器的特性為
H2FTR，分別令第一段的抽頭系數(shù)為ao、 ai、……a^，第二段的抽頭系 數(shù)為b。、 bi、 ......bn，則輸出YnR表示為
YRR=(1+z_1+z-2..'+z-(n—力(X+NTF , Q /A )
2 2
h{x+ntf q }+h{—q +ntf q /a }
1FTR 11 2FTR 1 2 2 1
(b。-b,z—1—、iZ-n+b/(n+1))(Q+(l—。2q/a)
(公式6)
(公式7)
當(dāng)求直流的抽頭系數(shù)的影響時，得到 \ 。+，2."+ -b。-、,b^
可知與構(gòu)成第二段的后置濾波器的元件的抽頭系數(shù)成正比地表示 第一段的量子化噪音。為了單純起見，令第二段的后置濾波器的抽頭 系數(shù)為b(^l+eb。， b尸l+Sbi， 1v產(chǎn)l+ebn.,， bn=l+e bn，得到
<formula>formula see original document page 10</formula>
所以，在輸出中與抽頭的誤差Ebi的乘積和成正比，在輸出中出現(xiàn)
第一段的量子化噪音Q1。
這樣，通過利用使用模擬FIR濾波器的級聯(lián)型AE調(diào)制器，可以 減少頻帶外噪音，但是存在著由構(gòu)成后置濾波器的元件的失配引起的 噪音使頻帶內(nèi)的噪音增加的問題。
本發(fā)明具備接收第一輸入信號的第一電路；接收第二輸入信號的 第二電路；接收來自上述第二電路的輸出信號的第三電路；接收來自上述第三電路的輸出信號的第四電路；和合成上述第一電路的輸出信 號和上述第四電路的輸出信號并輸出的加法電路，其中，上述第一電 路，具有將數(shù)字模擬變換電路和模擬FIR濾波器結(jié)合起來的構(gòu)成，當(dāng) 令上述第二電路和上述第三電路一方的傳遞函數(shù)為(I-"1),上述第二 電路和上述第三電路另一方的傳遞函數(shù)為(l-z"，上述第四電路傳遞 函數(shù)為HFIR(Z)=l+z"+Z—2+……時，具有上述傳遞函數(shù)(l-z") 的上述第二電路和上述第三電路的一方由模擬電路構(gòu)成，并且，具有
上述傳遞函數(shù)(l-Z-n)的上述第二電路和上述第三電路的另一方由數(shù)字
電路構(gòu)成。
如果根據(jù)本發(fā)明，則即便在構(gòu)成將數(shù)字信號變換為模擬信號的數(shù) 字模擬變換裝置的元件中存在偏差的情況下，也能夠生成高品質(zhì)的模 擬信號，能夠?qū)崿F(xiàn)具有高分辨率并且電路規(guī)模小的數(shù)字模擬變換裝置。


圖1是使用E調(diào)制電路的數(shù)字模擬變換裝置的例子。 圖2是級聯(lián)型A S調(diào)制器的例子。
圖3是將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型A E調(diào)制器后面的構(gòu)造的 例子。
圖4是將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型A S調(diào)制器后面的構(gòu)造的 別的例子。
圖5是將模擬FIR濾波器設(shè)置在級聯(lián)型A E調(diào)制器后面的構(gòu)造的 方框圖的例子。
圖6是用本發(fā)明的第一實施例的本數(shù)字模擬變換裝置的級聯(lián)型A E調(diào)制器的數(shù)字模擬變換裝置的例子。 圖7是第一實施例的電路構(gòu)成圖。
圖8是用本發(fā)明的第一實施例的本數(shù)字模擬變換裝置的級聯(lián)型A E調(diào)制器的數(shù)字模擬變換裝置的效果的模擬結(jié)果。 圖9是第二實施例的構(gòu)成圖。 圖IO是第三實施例的構(gòu)成圖。 圖ll是第四實施例的構(gòu)成圖。 圖12是第四實施例的電路構(gòu)成圖。圖13a是第五實施例的構(gòu)成圖。 圖13b是第六實施例的構(gòu)成圖。 圖13c是第七實施例的構(gòu)成圖。 圖14是第八實施例的構(gòu)成圖。 圖15是第九實施例的構(gòu)成圖。 圖16是第十實施例的構(gòu)成圖。 圖17是第十一實施例的構(gòu)成圖。 圖18是第十二實施例的構(gòu)成圖。 圖19是第十三實施例的構(gòu)成圖。 圖20是第十四實施例的構(gòu)成圖。 圖21是第十五實施例的構(gòu)成圖。 圖22是第十六實施例的構(gòu)成圖。 圖23是第十七實施例的構(gòu)成圖。 圖24是第十八實施例的構(gòu)成圖。 圖25是第十九實施例的構(gòu)成圖。 圖26是第二十實施例的構(gòu)成圖。 圖27是第二十一實施例的構(gòu)成圖。 圖28是第二十二實施例的構(gòu)成圖。 圖29是第二十三實施例的構(gòu)成圖。 圖30是第二十四實施例的構(gòu)成圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的特征在于當(dāng)將模擬FIR濾波器設(shè)置在本發(fā)明的級聯(lián)型a E調(diào)制器后面時使設(shè)置在第二段的調(diào)制器后面的后置濾波器如以下那 樣構(gòu)成。
如果令級聯(lián)型a E調(diào)制器的內(nèi)部調(diào)制器的次數(shù)為1次，H^NTF產(chǎn) (l-z")，貝'j
h3hpir=(i-z-"(l+z-+z-2".+z-")
=(1—z—n).1 (公式9) 令內(nèi)部調(diào)制器的次數(shù)為2次， 如果H^NTF尸(l-z") 2= (l-z") (l-z陽1)，則<formula>formula see original document page 13</formula>(公式IO)
因為在公式9和公式10中都在H3Hhr中包含(l-z'n)，所以將使 (I-,)項從后置濾波器分離并事前進行數(shù)字處理作為第一特征。
另一方面，將使(1-,)以外的項在由格式器一次變換為溫度計代 碼后用后置濾波器進行計算處理作為第二特征。 (實施例l)
圖6中表示構(gòu)成設(shè)置在本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置的級聯(lián)型AE 調(diào)制器后面的、模擬FIR濾波器和后置濾波器的第一實施例。在本實 施例中用1位的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成級聯(lián)型A E調(diào)制器的第一段，用n位 的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成第二段。
這里，將數(shù)字輸入信號(510)輸入到級聯(lián)型AE調(diào)制器的第一段 的內(nèi)部調(diào)制器(201)，將第二段的內(nèi)部調(diào)制器(202)與第一段的內(nèi)部 調(diào)制器(201)級聯(lián)連接起來，將來自第一段的內(nèi)部調(diào)制器(201)的 輸出信號(520 )輸入到模擬FIR濾波器(301)。由數(shù)字信號處理塊(601) 對來自第二段的內(nèi)部調(diào)制器(202)的輸出信號(530)進行(l-z—n)的 計算。由格式器電路(602)將來自數(shù)字計算塊(601)的輸出(631) 從二進制代碼變換為溫度計代碼并輸出。將變換為該溫度計代碼的信 號(632)輸入到后置濾波器電路(603)。由加法塊(540)模擬地將 來自上述模擬FIR濾波器(301)的輸出信號(521)和來自上述后置 濾波器電路(603)的輸出信號(633)加起來并輸出。
圖7a中表示本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置的第一實施例。該實施例 的模擬FIR濾波器具有以下構(gòu)成將由實施1個時鐘延遲的DFF構(gòu)成 的延遲元件(701)、與它的輸出連接的驅(qū)動緩沖器(702)和一端與驅(qū) 動緩沖器連接， 一端以模擬地加權(quán)加算電壓的方式與輸出端子連接的 電阻元件(703)作為l段的單元，將多段上述單元連接起來。
如公式(10)所示，當(dāng)內(nèi)部調(diào)制器的次數(shù)為2次時，第二段的傳 遞函數(shù)成為(l-z—n)'(l-z—1)。因為用數(shù)字處理(1_z"，所以在后置濾 波器中，需要模擬地計算(l-z")。圖7b中表示設(shè)置在本發(fā)明的級聯(lián)型 A ￡調(diào)制器后面的后置濾波器的1位份數(shù)的單元的實施例。這里輸入信號Y^m (632)表示由格式器變換為溫度計代碼的數(shù)字
信號的l位份數(shù)的信號。
輸入輸入信號Y2-m (632)的后置濾波器的單元由以下元件構(gòu)成， 用實施1個時鐘延遲的DFF構(gòu)成的延遲元件(711);通過由對l個時 鐘進行了分頻的信號①?？刂频拈_關(guān)(715a)與輸入連接的驅(qū)動緩沖器
(712); —端與驅(qū)動緩沖器連接， 一端以模擬地加權(quán)加算電壓的方式 與輸出端子連接的電阻元件(713);同樣通過由對1個時鐘進行了分 頻的信號。o控制的開關(guān)(715a)與輸出連接的驅(qū)動緩沖器(714); — 端與驅(qū)動緩沖器連接， 一端以模擬地加權(quán)加算電壓的方式與輸出端子 連接的電阻元件(715);與用實施1個時鐘延遲的DFF構(gòu)成的延遲元 件(711)的輸入輸出連接的變換器(714);和由對l個時鐘進行了分 頻的信號Oi控制上述變換器的輸出的開關(guān)(715b)。
這里通過切換上述開關(guān)(715a)和開關(guān)(715b)的輸入輸出連接 上述延遲元件(711)的輸入輸出和上述驅(qū)動緩沖器(712)和變換器
(714)。因為上述開關(guān)(715a)和(715b)由對1個時鐘進行了分頻 的信號c^、 cD,控制，所以構(gòu)成對每個時鐘交換電阻元件的連接關(guān)系的 交換電路。通過該交換電路，對輸入數(shù)字信號列y21(n)、 y21(n+l)、 y21(n+2)、……y21(n+k) (k是整數(shù))的傳遞函數(shù)Y2(z)為 Y fe一b(l-Z—')、Y fe)=b(l-Z-')
"、0 0 ■2、 e i
這里，Y2,。(z)表示k=odd (奇數(shù))，Y2, e(z)表示k=even (偶數(shù))。
此外，令bo和l^為電阻元件(713)和(715)的偏差誤差。
所以，因為對偏差誤差bo和h乘上l-Z"，所以如果令Fl進行計
算，則
Y(z)l =o
2 el
艮口，表示由交換電路，在直流附近不出現(xiàn)失配的影響，對偏差施 加1次失配成形。
圖8中表示當(dāng)在構(gòu)成后置濾波器的元件中具有1%的失配時整個A E調(diào)制器的輸出頻譜的模擬結(jié)果。
在不用切換開關(guān)的現(xiàn)有方法(Conventional:常規(guī)的)中，能夠確 認低頻區(qū)域的噪音大幅度增加。與此相對，可知當(dāng)用本提案的方法 (Proposed:建議的)時低頻區(qū)域的噪音，當(dāng)頻率成為1/2時噪音下降6dB。
這樣，可知如果用本方法，則即便當(dāng)在構(gòu)成數(shù)字模擬變換裝置的 電阻等的元件值中存在偏差時也能夠?qū)崿F(xiàn)高的SNR，能夠構(gòu)成高分辨 率的數(shù)字模擬變換裝置。在LSI中， 一般元件值偏差為0.1%左右。即 便在這種情形中使用本方法，也可以高精度地構(gòu)成高分辨率的數(shù)字模 擬變換器。
(實施例2)
圖9中表示本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置的第二實施例。在本實施 例中用1位的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成級聯(lián)型A S調(diào)制器的第一段，用n位的 內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成第二段。如公式9所示，當(dāng)內(nèi)部調(diào)制器的次數(shù)為l次 時，第二段的傳遞函數(shù)成為(l-z'n)*l。因為用數(shù)字處理(l-z—n)，所以 需要模擬地計算1。這里將由格式器變換為溫度計代碼的輸入信號Y2.m
(632) —次輸入到選擇電路(910)，由單元群構(gòu)成與來自選擇裝置的 輸出的各個位對應(yīng)地連接的驅(qū)動緩沖器(901)和一端與驅(qū)動緩沖器連 接、 一端以模擬地將電壓加起來的方式與輸出端子連接的電阻元件
(902)。為了用失配成形法除去上述驅(qū)動緩沖器(901)和上述電阻元 件(902)的偏差，上述選擇電路(910)的特征是用由延遲元件和加 法器構(gòu)成的積分電路(911)和積分電路(912)計算由上述驅(qū)動緩沖 器(901)和上述電阻元件(902)構(gòu)成的單元的使用頻度，以使用頻 度減小的順序選擇選擇電路(910)的輸出(921)的方式進行動作。
如果根據(jù)本實施例，則當(dāng)進行失配成形時，因為與單純地使用隨 機信號的DEM法無關(guān)，切換選擇電路，所以不需要導(dǎo)入當(dāng)用DEM法 時成為問題的、進行由隨機信號引起的白噪音的重疊和選擇電路的切 換的電路。
(實施例3)
圖10中表示本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置的第三實施例。在本實施 例中用1位的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成級聯(lián)型A E調(diào)制器的第一段，用n位的 內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成第二段。如公式10所示，當(dāng)內(nèi)部調(diào)制器的次數(shù)為2次 時，第二段的傳遞函數(shù)成為(l-z-n)*(l-z")。因為用數(shù)字處理(l-z-"， 所以需要模擬地計算(l-z.1)。這里將由格式器變換為溫度計代碼的輸 入信號Y2.m (632) —次輸入到選擇電路(1010)，與來自選擇裝置的輸出(1020)的各個位對應(yīng)地輸入到后置濾波器的單元(603)。
后置濾波器的單元(603)由用實施1個時鐘延遲的DFF構(gòu)成的延
遲元件(711);通過由對1個時鐘進行了分頻的信號CD()控制的開關(guān)
(715a)與輸入連接的驅(qū)動緩沖器(712); —端與驅(qū)動緩沖器連接， 一端以模擬地加權(quán)加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件(713); 同樣通過由對1個時鐘進行了分頻的信號①?？刂频拈_關(guān)(715a)與輸 出連接的驅(qū)動緩沖器(714); —端與驅(qū)動變換器連接， 一端以模擬地 加權(quán)加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件(715);與用實施1 個時鐘延遲的DFF構(gòu)成的延遲元件(711)的輸入輸出連接的變換器
(714);和由對1個時鐘進行了分頻的信號0^控制上述變換器的輸出 的開關(guān)(715b)構(gòu)成。
這里通過切換上述開關(guān)(715a)和(715b)的輸入輸出連接上述 延遲元件(711)的輸入輸出和上述驅(qū)動緩沖器(712)和變換器(714)。 因為上述開關(guān)(715a)和(715b)由對1個時鐘進行了分頻的信號Oo、 O,控制，所以構(gòu)成對每個時鐘交換電阻元件的交換電路。
為了進一步用失配成形法除去上述后置濾波器的單元(603)之間 的偏差，上述選擇電路(1010)的特征是用由延遲元件和加法器構(gòu)成 的積分電路(1011)計算上述后置濾波器的單元(603)的使用頻度， 以使用頻度減小的順序選擇選擇電路(1010)的輸出(1021)的方式 進行動作。此外，如實施例2中的那樣通過重復(fù)使用控制在失配成形 法中用的選擇電路(1010)的積分電路(1011)可以增加失配成形的 次數(shù)。
如果根據(jù)本實施例，則通過重疊由失配成形器進行的失配成形和 由交換電路進行的失配成形，可以容易地實現(xiàn)高次的失配成形。通過 追加少量的硬件能夠?qū)崿F(xiàn)現(xiàn)有硬件規(guī)模大的，高次失配成形功能。例 如，通過在失配成形器中用DWA (Data Weighted Averaging:數(shù)據(jù)加權(quán) 平均)可以實現(xiàn)2次的失配成形。
在第一到第三實施例中，表示了用1位的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成級聯(lián)型 AS調(diào)制器的第一段，用n位的內(nèi)部調(diào)制器構(gòu)成第二段的例子，但是
即便使用由級聯(lián)型Ai:調(diào)制器構(gòu)成的任意的內(nèi)部調(diào)制器的結(jié)構(gòu)同樣也
可以實現(xiàn)本實施例的效果。(實施例4)
圖lla中表示本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置的第四實施例。在本實 施例中Ai:調(diào)制器具有n位的輸出。在本實施例中，由后置濾波器
(1103) 對由格式器(1102)將AE調(diào)制器(1101)的n位的輸出變 換為溫度計代碼的信號Y^進行失配成形，通過驅(qū)動緩沖器電路
(1104) 和電阻元件(1105)模擬地將該輸出加起來。
圖lib中表示后置濾波器(1103)的實施例。為了用失配成形法 除去上述驅(qū)動緩沖器電路(1104)和上述電阻元件(1105)的偏差， 選擇電路(1110)的特征是用由延遲元件和加法器構(gòu)成的積分電路 (1111)和積分電路(1112)計算輸出信號的使用頻度，以使用頻度減 小的順序選擇選擇電路(1110)的輸出的方式進行動作。這里，積分 電路將輸入信號作為mbit的矢量信號進行計算。
在本實施例中，因為當(dāng)用多個驅(qū)動電路驅(qū)動多個揚聲器時由用積 分電路的后置濾波器通過失配成形法除去以A E調(diào)制器調(diào)制了的數(shù)字 信號，所以不需要導(dǎo)入用根據(jù)現(xiàn)有例中的那種DEM法的失配成形法時 成為問題的，重疊由隨機信號引起的白噪音和高速地切換選擇電路的 電路。
在本實施例中，表示通過驅(qū)動多個電阻元件模擬地將聲音加起來 的例子，但也可以應(yīng)用于由多個驅(qū)動裝置模擬地加算的全部方法。
此外，在本實施例中，2次重復(fù)使用控制在失配成形法中用的選擇 電路(1110)的積分電路(1110)，但是1次以上重復(fù)使用積分電路(1110) 能夠得到失配成形效果。
圖12中表示后置濾波器(1103)的其它的實施例。為了用失配成 形法除去上述揚聲器驅(qū)裝置之間的偏差，選擇電路(1110)，用由延遲 元件和加法器構(gòu)成的積分電路(1111)和積分電路(1112)計算輸出信 號的使用頻度，以使用頻度減小的順序選擇特選擇電路(1110)的輸 出的方式進行動作，但是，進一步在上述積分電路的輸入輸出和選擇 電路之間設(shè)置的控制電路(1201)與輸入振幅的大小相應(yīng)地限制由選 擇電路選擇的輸出信號?？刂齐娐?1201)，當(dāng)輸入數(shù)字信號的振幅小 時以選擇有限的輸出驅(qū)動電路的方式進行動作，當(dāng)振幅大時以選擇全 部的輸出驅(qū)動電路的方式進行控制。由此，因為當(dāng)小振幅信號時只選擇1個輸出驅(qū)動電路，所以可以抑制小振幅時的驅(qū)動裝置之間的偏差 的影響，除此之外因為當(dāng)小振幅時只放射來自特定驅(qū)動裝置的聲音， 所以音像的定位良好，又通過與輸入信號的振幅相應(yīng)動態(tài)地控制驅(qū)動 裝置的驅(qū)動數(shù)，可以使由驅(qū)動裝置消耗的電力消耗最佳化。
如從第一到第四實施例所述的那樣，本發(fā)明的特征是在由A E調(diào) 制器進行噪音成形后由格式器分割數(shù)字輸入信號，由后置濾波器進行 失配成形后驅(qū)動多個驅(qū)動電路模擬地將數(shù)字輸入信號加起來。
結(jié)果，即便驅(qū)動多個驅(qū)動裝置的各個電力小，通過模擬地加算也 可以得到大的輸出。
可以將如從第一到第四實施例所述那樣的，將數(shù)字信號變換為模 擬信號的數(shù)字模擬變換裝置應(yīng)用于將數(shù)字聲音信號變換為多個數(shù)字信 號將多個驅(qū)動裝置的輸出模擬地加起來的全部裝置。
(實施例5)
圖13a中表示以用電流相加的方式構(gòu)成第一到第四實施例所示的 數(shù)字模擬變換裝置時的第五實施例。在本實施例中表示將作為到此為 止的實施例的構(gòu)成要素的驅(qū)動緩沖器和電阻元件分別置換成電流源 (1300)、設(shè)置在上述電流源與輸出之間的開關(guān)電路(1302)和用數(shù)字 信號控制上述開關(guān)的緩沖器電路(1301)的構(gòu)成。 (實施例6)
此外，圖13b中表示在圖13a中，以用音壓相加的方式構(gòu)成第一 到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置時的第六實施例。在本實施例 中表示將作為到此為止的實施例的構(gòu)成要素的驅(qū)動緩沖器和電阻元件 分別置換成揚聲器裝置(1310)、驅(qū)動上述揚聲器裝置的音圈(1312) 和用數(shù)字信號控制上述音圈的驅(qū)動電路(1311)的構(gòu)成。 (實施例7)
進一步，圖13c中表示在圖13a中，以用光相加的方式構(gòu)成第一 到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置時的第七實施例。在本實施例 中表示將作為到此為止的實施例的構(gòu)成要素的驅(qū)動緩沖器和電阻元件 分別置換成發(fā)光元件(1320)和用數(shù)字信號控制上述發(fā)光元件的驅(qū)動 電路(1321)的構(gòu)成。再者，在本實施例中發(fā)光元件能夠利用可以用 燈和LED等的電力發(fā)光的全部器件。(實施例8)
圖14a中表示在圖13a中，以用壓電元件相加的方式構(gòu)成第一到 第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置時的第八實施例。在本實施例中 表示將作為到此為止的實施例的構(gòu)成要素的驅(qū)動緩沖器和電阻元件分 別置換成壓電元件(1400)和用數(shù)字信號控制上述壓電元件的緩沖器 電路(1401)的構(gòu)成。因為壓電元件能夠?qū)㈦娦盘栕儞Q成物理的變位 力，所以通過如實施例14b中那樣在平面上排列多個壓電元件(1410)， 可以用于將物理的變位量作為音波在空間中合成起來，或者通過驅(qū)動 共同的振動板進行加算，或者又如實施例14c中那樣，疊層多個壓電 元件(1420)加起來的應(yīng)用中。
因為用1位信號驅(qū)動各個壓電元件，所以可以提高電力功率，又 可以降低壓電元件的非線形性產(chǎn)生的影響。
此外，在本實施例中表示了由壓電元件將電信號變換成物理的變 位力的手段，但是可以利用能夠?qū)㈦娦盘栕儞Q成物理的變位力的任意 元件。
如以上的實施例14c那樣，當(dāng)疊層多個壓電元件(1420)并進行 加算時，也可以使用別的壓電元件測定各壓電元件產(chǎn)生的物理變位的 強度。即因為能夠測定多個壓電元件產(chǎn)生的物理變位的強度的偏差， 所以也可以通過與測定的偏差相應(yīng)地調(diào)整壓電元件的驅(qū)動力，提高將 多個壓電元件產(chǎn)生的物理變位進行加算而合成得到的物理變位的精 度。
(實施例9)
圖15a中表示以將由線圈產(chǎn)生的磁場加起來的方式構(gòu)成第一到第 四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置時的第九實施例。在本實施例中表 示將作為到此為止的實施例的構(gòu)成要素的驅(qū)動緩沖器和電阻元件分別 置換成線圈(1500)和用數(shù)字信號控制上述線圈的緩沖器電路(1501) 的構(gòu)成。因為線圈將電信號變換成磁場力，所以也可以用于如在實施 例15b中那樣通過重疊地排列多個線圈(1510)，將磁場加起來，或者 如在實施例15c中那樣，通過同時將多個線圈巻繞在一起(1520)將 磁場加起來的應(yīng)用中。
如以上的實施例那樣，因為能夠?qū)⒋艌黾悠饋?，所以也可以將本發(fā)明應(yīng)用于使用用多個音圈的揚聲器驅(qū)動裝置再現(xiàn)聲音信號的數(shù)字模 擬變換裝置中。
如以上的實施例那樣，也可以使用別的線圈測定各線圈產(chǎn)生的磁 場強度。即因為能夠測定多個線圈產(chǎn)生的磁場強度的偏差，所以也可 以通過與測定的偏差相應(yīng)地調(diào)整線圈的驅(qū)動力，提高將多個線圈的磁 場加起來合成得到的磁場的精度。 (實施例10)
圖16a中表示以將第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置應(yīng) 用于用多個音圈的揚聲器驅(qū)動裝置的第十實施例。在本實施例中，表 示將作為到此為止的實施例的構(gòu)成要素的電阻元件置換成音圈(1600) 的構(gòu)成。因為音圈能夠通過圓錐形擴音器(cone) (1601)或圓頂形擴 音器(dome)將電信號變換成音壓，所以如在實施例16a中那樣可以 通過重疊地排列多個線圈(1610)，將音壓加起來。此外，在用音圈的 方法中，也具有因為輻射聲音信號的部分成為1個圓錐形擴音器(1601) 或圓頂，所以音像的定位良好的特征。
此外，如圖16b中那樣，也可以將本發(fā)明用于通過將多個音圈捆 扎并巻繞在一起(1620)而將音壓加起來的應(yīng)用中。通過將多個音圈 捆扎并巻繞在一起，能夠使各個音圈特性一致。由此，可以減少音圈 之間的特性誤差，再現(xiàn)高音質(zhì)的信號。
如以上的實施例那樣，也可以使用別的音圈測定各音圈產(chǎn)生的磁 場強度。即因為能夠測定多個音圈產(chǎn)生的磁場強度的偏差，所以可以 通過與測定的偏差相應(yīng)地調(diào)整音圈的驅(qū)動力，提高將多個音圈的磁場 加起來合成得到的聲音信號的精度，再現(xiàn)高音質(zhì)的聲音信號。
在以上的第五到第十實施例中，使用格式器和后置濾波器，模擬 地將多個驅(qū)動裝置加起來輸出來自級聯(lián)型A E調(diào)制器的n位的輸出， 但是因為由格式器將n位信號變換為n^2n個信號的溫度計代碼，所以
需要2n個后置濾波器和驅(qū)動電路。這里令111=2^16以下可以抑制失配
成形電路和交換電路的電路規(guī)模的增大。同樣通過令m^2n^6以下， 如圖14c所示的實施例中那樣能夠抑制當(dāng)疊層壓電元件時的各元件的 疊層順序的不同引起的特性不同的偏差。此外，如圖15b和圖16a所 示的實施例中那樣能夠抑制當(dāng)疊層線圈時的各線圈的疊層順序的不同引起的特性不同的偏差。進一步，即便在如圖15c和圖16b所示將線 圈捆扎在一起的實施例中也可以抑制各線圈的特性不同。 (實施例11)
圖17中表示使用與在第一到第四實施例中所示的數(shù)字模擬變換裝 置的級聯(lián)型A E調(diào)制器不同的構(gòu)成的調(diào)制器的、本發(fā)明的第十一實施 例。因為將輸入信號傳達到級聯(lián)型Ai:調(diào)制器(1700)的第一段的輸 出(1711)，所以也可以形成用各個系數(shù)BQ (1720)和(1730)的 構(gòu)成。因為當(dāng)進行這樣的連接時也從第二段以后的A E調(diào)制器的輸出， 輸出輸入信號的一部分，所以當(dāng)增加級聯(lián)型A E調(diào)制器的段數(shù)時和用 多個揚聲器裝置在空間中將音壓加起來那樣的應(yīng)用中，伴隨多個揚聲 器裝置的增加可以提高輸出音壓。 (實施例12)
圖18中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，插入了在驅(qū)動驅(qū)動裝置(1801)的信號上 數(shù)字地施加延遲的塊(1802)的第十二實施例。通過這樣數(shù)字地施加 來自A E調(diào)制器和格式器的延遲，控制向各驅(qū)動裝置的信號的移相， 可以改變在空間中放射的音響信號的定向性。
例如，當(dāng)令各揚聲器之間的距離為d，信號的波長為入s，當(dāng)使揚 聲器正面為0弧度時的偏轉(zhuǎn)角為9時，使SP2的相位相對于SP3只延 遲(2Kdsine ) /人s，使SP1的相位成為(4兀dsin0 ) As,可以只使 e在SPl側(cè)具有定向特性。
這樣為了控制多個揚聲器的相位，至今，需要構(gòu)造復(fù)雜的模擬移 相器，但是因為輸入輸出信號是數(shù)字信號，所以用數(shù)字延遲器(DFF 等)可以容易地控制正確的移相。 (實施例13)
圖19a中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝 置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中 將音壓加起來那樣的應(yīng)用中，作為數(shù)字模擬變換裝置的輸入反饋周圍 噪音的第十三實施例。這里反饋控制電路(1900)，根據(jù)來自輸入周圍 音的麥克風(fēng)(1901)的周圍噪音信息，計算抵消周圍噪音的噪音的相位和為了產(chǎn)生相位旋轉(zhuǎn)180度的信號所需的音壓和相位。如果根據(jù)本 發(fā)明，則因為可以用數(shù)字電路直接控制揚聲器，所以可以構(gòu)成精密的 噪音減少裝置。又如圖19b所示，因為一般可以通過使用多個麥克風(fēng) 檢測出噪音發(fā)生源的方向，所以使用實施例12的技術(shù)，能夠通過控制 向各揚聲器驅(qū)動裝置的相位，使噪音減少用揚聲器具有定向特性。艮口， 不僅可以減少噪音減少用揚聲器的正面方向的噪音，而且也可以減少 除此以外的方向的噪音。
當(dāng)進行汽車的車內(nèi)消音等時，外來噪音源為多個，噪音源也是各 式各樣的，但是通過用本實施例能夠容易地配置多個消音用的揚聲器。 又因為通過用多個揚聲器可以減少正面方向以外的方向的噪音，所以 能夠高效率地進行車內(nèi)消音。進一步如果用壓電揚聲器則因為能夠?qū)?現(xiàn)薄型的消音裝置，所以能夠不減少車內(nèi)空間就進行消音。 (實施例14)
圖20中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，由開關(guān)放大器構(gòu)成驅(qū)動裝置(2000)時的 第十四實施例。在開關(guān)放大器中能夠用模擬D級放大器和數(shù)字D級放 大器、模擬AE調(diào)制器、數(shù)字AE調(diào)制器等。因為由開關(guān)放大器將輸 入的數(shù)字信號變換為開關(guān)信號(2值信號或3值信號)，所以可以提高 效率和增加輸出電力。 (實施例15)
圖21中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，與揚聲器(2100)和將電信號變換為物理 的變位力的電元件的配置方法有關(guān)的第十五實施例。
圖21a中表示了配置成格子狀時的實施例。當(dāng)通過這樣的配置， 覆蓋長方形、正方形等的框體時，能夠高效率地配置子單元，水平方 向、垂直方向成為相似形能夠?qū)崿F(xiàn)同等的相位特性。此外，當(dāng)使用長 方形或正方形的揚聲器時，可以完全沒有間隙地配置長方形的表面， 可以使每單位面積的放射音壓最大。這種配置在視覺上也感到很美麗。
圖21b中表示在每1行中使配置位置偏移1/2地進行配置的實施例。通過這樣交錯配置，與格子配置比較能夠提高面密度。特別是， 當(dāng)配置多個揚聲器時，可以提高每個面積的音壓。進一步如果使揚聲 器的形狀為六角形，則可以進行交錯配置并且無間隙地配置。這時因 為可以進行無間隙地配置，所以能夠?qū)崿F(xiàn)高音壓水平。又當(dāng)用失配成 形技術(shù)吋，因為各揚聲器之間的距離近，所以能夠高效率實現(xiàn)失配成 形效果。
圖21b中表示將揚聲器配置成同心圓狀的實施例。因為這樣配置 在各同心圓上的揚聲器離開整個揚聲器的中心軸的距離相等，所以從 同一同心圓上到中心軸上的相位特性相等，能夠理想地進行正面中的 音響信號的加算。因此，可以改善音響特性。
(實施例16)
圖22中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，立體聲地構(gòu)成數(shù)字模擬變換裝置的第十六 實施例。這里頻道(2201 )是R信號用的數(shù)字模擬變換裝置，頻道(2202) 是L信號用的數(shù)字模擬變換裝置。這樣通過不僅從數(shù)字信號再現(xiàn)立體 聲聲音，而且作為多個頻道并列地設(shè)置本發(fā)明的數(shù)字模擬變換裝置， 可以再現(xiàn)由數(shù)字處理產(chǎn)生的任意的音場。 (實施例17)
圖23中表示在如第十六實施例所示使用以多個數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，與揚聲器(2100)和能夠?qū)㈦娦盘栕儞Q為 物理的變位力的電元件的配置方法有關(guān)的第十七實施例。
圖23a中表示驅(qū)動立體聲的L、 R信號的揚聲器的配置方法。通過 這樣對稱地配置L、 R，可以提高立體聲效果。圖中L表示左頻道，R 表示右頻道。圖23b中表示除了驅(qū)動立體聲的L、 R信號外還驅(qū)動C 信號的揚聲器的配置方法。圖中C表示中心頻道。此外，在本發(fā)明中， 因為能夠容易地實現(xiàn)動態(tài)地變更多個揚聲器的向頻道的分配，所以通 過根據(jù)再現(xiàn)的音樂源、實現(xiàn)的音場效果，動態(tài)地變更向頻道的分配， 可以更有效地實現(xiàn)立體聲效果和音場效果。圖23c中表示動態(tài)地控制 多個揚聲器的向頻道的分配時的揚聲器的配置方法。表示除了驅(qū)動立體聲的L、 R信號外還驅(qū)動C信號的揚聲器的配置方法。圖中L/C表 示能夠驅(qū)動L信號和C信號中的任何一個的揚聲器，此外圖中R/C表 示能夠驅(qū)動R信號和C信號中的任何一個的揚聲器。 (實施例18)
圖24中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，使通過數(shù)字濾波器處理的數(shù)字信號成為多 個頻道的數(shù)字模擬變換裝置的立體聲構(gòu)成的第十八實施例。這里，用 于再現(xiàn)由數(shù)字濾波器信號處理塊(2401)分割頻帶的多個數(shù)字信號的 多個頻道(2402)、 (2204)是數(shù)字模擬變換裝置。例如，為了用數(shù)字 濾波器信號處理塊分割成高頻帶用的數(shù)字信號和低頻帶用的數(shù)字信 號，再現(xiàn)各個信號，可以通過作為多個頻道并列地設(shè)置本發(fā)明的數(shù)字 模擬變換裝置，用最適合于由數(shù)字處理產(chǎn)生的頻帶的揚聲器裝置進行 再現(xiàn)。
(實施例19)
圖25中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將 音壓加起來那樣的應(yīng)用中，由數(shù)字信號發(fā)送機(2501)將驅(qū)動驅(qū)動裝 置的信號一次發(fā)送到傳送路徑后由數(shù)字信號接收裝置(2502)接收后 由驅(qū)動裝置驅(qū)動揚聲器的第十九實施例。這樣通過由數(shù)字信號發(fā)送接 收機傳送來自A S調(diào)制器和格式器的數(shù)字信號，可以傳送驅(qū)動分散配 置的揚聲器的信號作為數(shù)字傳送信號。因為由A E調(diào)制器對數(shù)字信號 進行過取樣，所以即便在傳送線路中存在錯誤時也可以降低它的影響。 可以將數(shù)字有線傳送路徑、無線傳送路徑、光傳送路徑等數(shù)字地傳送 的所有的傳送路徑用于傳送線路。
此外，當(dāng)應(yīng)用于消聲裝置時，需要多個分散的消音用揚聲器，但 是通過用本實施例，可以用數(shù)字傳送路徑容易地將驅(qū)動信息傳達到分 離的子揚聲器。
(實施例20)
圖26中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅(qū)動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應(yīng)用中，將超低頻信號重疊在驅(qū)動驅(qū)動裝置的信號 上時的第二十實施例。
一般可聽頻率為20 20KHz，將作為其下限頻率的20Hz以下的聲 音稱為超低頻。如果該頻帶的聲音沒有相當(dāng)大的音壓則通常人的聽覺 不能夠識別，但是關(guān)于與健康和精神的緊張狀態(tài)的關(guān)系正在進行研究 中。
為了用現(xiàn)有的模擬揚聲器產(chǎn)生超低頻，需要用非常慢的信號驅(qū)動 揚聲器，在電力效率惡劣的模擬揚聲器中在消耗電力方面存在很多問 題。為了產(chǎn)生超低頻，如果使用本發(fā)明的數(shù)字揚聲器的構(gòu)成，則可以 用lbit信號驅(qū)動電音響變換元件，可以減少電力效率，進一步減少電 音響變換元件的非線形性產(chǎn)生的影響，可以高效率地產(chǎn)生超低頻信號。
一般，因為在信號源(廣播信號和存儲介質(zhì))中不包含超低頻信 號，所以當(dāng)產(chǎn)生超低頻信號時，需要用超低頻發(fā)生器(2600)產(chǎn)生超 低頻。為了產(chǎn)生任意的頻率圖案，超低頻發(fā)生器可以用數(shù)字電路 (2600)，例如為了產(chǎn)生具有1/f起伏的超低頻信號，如果使用數(shù)字電 路的擬似隨機信號則能夠容易地產(chǎn)生。因為能夠簡單地將產(chǎn)生的超低 頻信號數(shù)字地與數(shù)字聲音信號加起來，所以可以容易地重疊超低頻信 號。
(實施例21)
圖27中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例8中那樣的多個壓電元件合成物理的變位那樣的應(yīng)用中，使 用多個壓電元件驅(qū)動反射鏡的第二十一實施例。為了驅(qū)動如圖27a中 那樣疊層的壓電元件(2700)，將用多個壓電元件(2702)驅(qū)動多個驅(qū) 動裝置(2701)的器件配置在如圖27b中那樣的底座(2711)上，以 支撐部(2714)成為固定軸的方式連接上部底座(2712)。上部底座配 置反射鏡(2713)。如圖27c中那樣，通過驅(qū)動壓電元件(2700)以支 撐部(2714)為中心使上部底座(2712)變形，能夠改變反射鏡(2713) 的反射角度?？梢詫⑦@種壓電元件和反射鏡組合起來的器件應(yīng)用于小 型的投影儀裝置，但是因為通過用數(shù)字模擬變換裝置和多個壓電元件 進行驅(qū)動，能夠用數(shù)字信號控制反射角度，所以適用于小型的投影儀裝置。
(實施例22)
圖28中表示在使用以第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置 的實施例8中那樣的多個壓電元件，使用多個壓電元件合成物理的變 位那樣的應(yīng)用中，使用多個壓電元件驅(qū)動反射鏡的別的第二十二實施 例。使用如圖28a中那樣并列配置在基板上的多個壓電元件(2800)。 如圖28b中那樣通過在中心被固定的反射鏡(2701)的周圍沿XY軸 配置并驅(qū)動該壓電元件(2800)，能夠以支撐部中心為基點改變反射鏡 (2801)的反射角度?？梢詫⑦@種壓電元件和反射鏡組合起來的器件 應(yīng)用于小型的投影儀裝置，但是因為用數(shù)字模擬變換裝置和多個并列 配置的壓電元件進行驅(qū)動，能夠用數(shù)字信號控制反射角度，所以適用 于薄型的小型投影儀裝置。 (實施例23)
圖29表示在第一到第四實施例所示的數(shù)字模擬變換裝置的級聯(lián)型 △ E調(diào)制器中使用帶通型的A E調(diào)制器時的第二十三實施例。 一般可 以通過Z—72變換實現(xiàn)帶通型的A E調(diào)制器。在通過該變換將積分器 變換成諧振器。在本實施例中，使第二段的內(nèi)部AE調(diào)制器的輸出與 實現(xiàn)Z'2的2時鐘延遲器連接，使切換開關(guān)與延遲器的輸入和輸出連接。 該切換開關(guān)按照時鐘的1/2的頻率信號如圖示那樣地切換2個輸入。通 過這樣的構(gòu)成，即便在構(gòu)成DAC21和DAC22的元件中存在失配時， 也可以減少時鐘頻率的1/4頻率中的噪音。
如這里所示的那樣，通過進行頻率變換，可以實現(xiàn)以帶通特性為 首的任意的噪音成形特性。 (實施例24)
圖30a中表示本發(fā)明的第二十四實施例。在本實施例中，AE調(diào) 制器具有n位的輸出。對由格式器(2402)將AS調(diào)制器(2401)的n 位輸出變換為m組的p-bit的代碼的信號Yv，用后置濾波器(2403) 進行失配成形和頻率選擇，用內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器(2404)將其輸出 變換為模擬信號，由加法器(2405)模擬地加起來。通過這樣的構(gòu)成， 即便用多等級的內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器也可以得到高精度的模擬信號。
圖30b中表示后置濾波器的實施例。為了減少上述內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器內(nèi)部的失配影響，選擇電路(2410)的特征是以與濾波器電路 (2411)的輸出信號的值相應(yīng)地選擇選擇電路(2410)的輸出的方式 進行動作。這里，在濾波器中，分別對上述內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器的輸 出水平進行濾波器計算。例如，通過在濾波器中用積分器或?qū)⒎e分器 連接成多段，以濾波器的輸出減小的順序進行選擇，并且以通過該選 擇得到與輸入信號對應(yīng)的輸出的方式進行選擇，即便來自上述格式器 的輸出與表示多個水平的多個信號有關(guān)，也可以減少由失配引起的低 頻區(qū)域的噪音。
圖30c中表示上述內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器(2404)和加法器(2405) 的更具體的實施例。在該實施例中，從變換器(2421)、電阻(2422) 輸出與各lbit信號相應(yīng)的模擬電流，通過將多個這些電流連結(jié)起來， 將輸出電流加起來。在該實施例中，上述多個內(nèi)部數(shù)字-模擬變換器的 輸入信號表現(xiàn)的值，不需要是同一的，也可以具有不同的加權(quán)。在這 種情況下，只要與各個輸入數(shù)字信號表現(xiàn)的加權(quán)相應(yīng)地設(shè)定上述電阻 (2422)的值就行。此外，該加權(quán)不限于2冪的加權(quán)。在上述選擇電 路(2410)中，該選擇結(jié)果，以等于選擇電路(2410)的輸入信號的 方式進行選擇，即便在加權(quán)不同的情況下也可以正確地進行變換。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于，包括減少輸入信號的位數(shù)的第一數(shù)據(jù)變換器；變換所述第一輸出信號的格式的第二數(shù)據(jù)變換器；和變換為與所述第二數(shù)據(jù)變換器輸出的滯后對應(yīng)的代碼的第三數(shù)據(jù)變換器。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 所述第一數(shù)據(jù)變換器為A S調(diào)制器。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 第二數(shù)據(jù)變換器的輸出位數(shù)比輸入位數(shù)多。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 第二數(shù)據(jù)變換器的輸出信號由多個多值信號構(gòu)成。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 所述第三數(shù)據(jù)變換器是進行與所述第三數(shù)據(jù)變換器的輸出信號水平對應(yīng)的濾波器演算的內(nèi)部濾波器部件，與所述內(nèi)部濾波器部件的輸 出對應(yīng)進行輸出符號選擇。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 數(shù)字-模擬變換器設(shè)置在所述第三數(shù)據(jù)變換器的后面。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 將多個所述數(shù)字-模擬變換器輸出加起來的加法部件設(shè)置在所述數(shù)字-模擬變換器的后面。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 電-音響信號變換器設(shè)置在所述第三數(shù)據(jù)變換器的后面。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于在空間中將所述多個電-音響信號變換器的輸出加起來。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 通過機械變位的加法計算進行所述多個電-音響信號變換器的輸出。
11. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)據(jù)變換裝置，其特征在于 抑制輸入信號的不需要的頻率成分的濾波器部件設(shè)置在所述第一數(shù)據(jù)變換部件的后面。
全文摘要
本發(fā)明提供一種數(shù)字模擬變換裝置。為了即便在構(gòu)成將數(shù)字信號變換成模擬信號的數(shù)字模擬變換裝置的元件中存在偏差的情況下，也能夠生成高品質(zhì)的模擬信號，能夠?qū)崿F(xiàn)具有高分辨率并且電路規(guī)模小的數(shù)字模擬變換裝置。提供具有減少輸入信號的位數(shù)的第一數(shù)據(jù)變換器、變換上述第一輸出信號的格式的第二數(shù)據(jù)變換器、和變換為與上述第二數(shù)據(jù)變換器輸出的滯后相應(yīng)的代碼的第三數(shù)據(jù)變換器的數(shù)據(jù)變換裝置。
文檔編號H03M3/02GK101542909SQ20078001400
公開日2009年9月23日 申請日期2007年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月21日
發(fā)明者岡村淳一, 安田彰 申請人:株式會社特瑞君思半導(dǎo)體