專利名稱：△∑調制型數(shù)模轉換器、數(shù)字信號處理方法以及av裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種利用由Δ∑調制所編碼得到的信號來控制D類放大器的開關(switching)，將所輸入的數(shù)字信號進行放大后轉換成模擬信號并進行輸出的Δ∑調制型數(shù)模轉換器、數(shù)字信號處理方法以及AV(audio/vedio音視頻)裝置。

背景技術：
近年，在數(shù)字音頻或AD/DA轉換元件等領域中，廣泛使用了通過Δ∑調制的1比特編碼技術。例如，在利用晶體管進行開關控制以對輸入信號進行放大的D類放大器中，就使用了Δ∑調制。D類放大器與A類放大器不同，其使用的不是晶體管的線性區(qū)域(非飽和區(qū)域)而是使用非線性區(qū)域(飽和區(qū)域)，因此，具有能夠以極高效率進行放大的優(yōu)點。
D類放大器根據(jù)輸入信號進行定電壓的切換，基本上輸出2值電壓，即、與表示“開”(ON)的輸入信號相對應的電壓以及與表示“關”(OFF)的輸入信號相對應的電壓。也就是說，D類放大器對表示“開”/“關”的2值的輸入進行放大。因此，例如，通過D類放大器來放大音頻信號時，首先需要生成表示音頻信號的2值信號，即、需要將音頻信號編碼成1比特的信號。使用Δ∑調制將音頻信號編碼成1比特信號的方法已被實用化。
圖13是表示現(xiàn)有技術的1比特Δ∑調制型放大器的結構圖。Δ∑調制型D類放大器包括DA轉換器(DAC)50、減法器51、模擬積分器組52、量化器53、D類放大器54、低通濾波器55、揚聲器56。1比特Δ∑調制型放大器將通過PCM(Pulse CodeModulation脈沖編碼調制)進行數(shù)字編碼化后的輸入信號進行放大，并將放大的信號作為模擬信號輸出。以下，就1比特Δ∑調制型放大器的各結構的動作進行說明。
將通過PCM對音頻信號進行編碼化后的數(shù)字信號輸入至DAC50。DAC50將輸入來的數(shù)字信號轉換成模擬信號，并輸出至減法器51。另外，從D類放大器54輸出的開關脈沖被反饋至減法器51。關于從D類放大器54輸出的開關脈沖以及反饋，將在后面進行說明。
減法器51從來自DAC50的模擬信號中減去從D類放大器54反饋來的開關脈沖而生成差信號，并將該差信號輸出至模擬積分器組52。模擬積分器組52對從減法器51輸出過來的差信號進行積分，并輸出至量化器53。
量化器53按所定的取樣周期，對來自模擬積分器組52的輸出進行量化，并生成“0”或“1”的2值的量化信號，然后輸出至D類放大器54。
D類放大器54根據(jù)量化信號進行開關控制以切換定電壓。由此，與量化信號相對應的大電壓的開關脈沖得以生成，從而量化信號得以放大。D類放大器54將開關脈沖輸出至低通濾波器55。低通濾波器55進行平滑化處理并對開關脈沖進行解調，原來的音頻信號轉換為經放大后的模擬信號從揚聲器56輸出。
如上所述，在1比特Δ∑調制型放大器的結構中，設置有將從D類放大器54輸出的開關脈沖負反饋至減法器51的反饋環(huán)路。由此，能夠反饋D類放大器54中的電源波動噪聲、開關誤差成分以及在D類放大器54的輸出中所含的模擬信息。由于能夠校正上述電源波動噪聲、上述開關誤差成分，所以SNR(Signal to Noise Ratio信噪比)得以提高，從而減小THD(Total Harmonic Distortion總諧波失真)+N(Noise噪聲)。
然而，由于該1比特Δ∑調制型放大器中設置有用以反饋模擬信息的反饋環(huán)路，所以，需要具備DAC50等結構，由此，導致成本增加。
圖14是表示不包括模擬信息反饋環(huán)路的現(xiàn)有1比特Δ∑調制型放大器的結構圖。
該1比特Δ∑調制型放大器包括減法器60、數(shù)字積分器組61、量化器62、D類放大器63、低通濾波器64、揚聲器65。其中，減法器60、數(shù)字積分器組61以及量化器62構成了Δ∑調制部66。該1比特Δ∑調制型放大器將通過PCM進行數(shù)字編碼化后的輸入信號進行放大，并將放大的信號作為模擬信號輸出。以下，就1比特Δ∑調制型放大器的各結構的動作進行說明。
將通過PCM對音頻信號進行編碼化后的數(shù)字信號輸入至減法器60。另外，從量化器62輸出的量化信號被反饋至減法器60。關于從量化器60輸出的量化信號以及反饋，將在后面進行說明。
減法器60從輸入信號(即、通過PCM對音頻信號進行編碼化后的數(shù)字信號)中減去由量化器62反饋來的量化信號而生成差信號，并將該差信號輸出至數(shù)字積分器組61。
數(shù)字積分器組61對于從減法器60輸入過來的差信號進行積分并輸出至量化器62。量化器62按所定的取樣周期，對來自數(shù)字積分器組61的輸出進行量化，并生成“0”或“1”的2值的量化信號，然后輸出至D類放大器63。
D類放大器63根據(jù)量化信號進行開關控制以切換定電壓。由此，與量化信號相對應的大電壓的開關脈沖得以生成，從而量化信號得以放大。D類放大器63將開關脈沖輸出至低通濾波器64。低通濾波器64進行平滑化處理后對開關脈沖進行解調，原來的音頻信號轉換為模擬信號從揚聲器65輸出。另外，如上所述，在Δ∑調制部66中設置有將從量化器62輸出的量化信號負反饋至減法器60的反饋環(huán)路。
關于使用D類放大器(開關放大器)的音頻放大器，近年提出了使用Δ∑調制的技術。例如，在以下的專利文獻1中揭示了一種對信號的諧波失真進行抑制的技術，該信號是用于驅動(D類放大器)的信號。
在專利文獻1所述的結構中，所輸入的數(shù)字信號通過Δ∑調制器被量化，并利用經由PWM(Pulse Width Modulation脈寬調制)所生成的PWM信號來驅動開關放大器。然后，事先預測由PWM導致生成的諧波失真，通過抵消諧波失真成分來抑制諧波失真。作為預測諧波失真的方法，使用原輸入信號和與該輸入信號相對應的用于表示連續(xù)時間信號的1次以及2次時間微分信號的信號的乘積進行線性結合。此時，也考慮因3次失真所發(fā)生的基波成分。
另外，在專利文獻2中揭示了以下技術，即，根據(jù)輸入到Δ∑型數(shù)模轉換器以及輸出放大電路中的由PWM電路所產生的2次諧波或來自PWM電路的PWM信號來抑制D類放大器等所發(fā)生的2次諧波，其中，該Δ∑型數(shù)模轉換器具備了Δ∑調制電路、PWM電路、失真校正電路。
專利文獻1日本國專利申請公開特開2006-115028號公報；2006年4月27日公開。
專利文獻2日本國專利申請公開特開2003-133959號公報；2003年5月9日公開。


發(fā)明內容
然而，在上述的不包括模擬信息反饋環(huán)路的現(xiàn)有1比特Δ∑調制型放大器中，不能反饋D類放大器63中的電源波動噪聲、開關誤差成分以及在D類放大器63的輸出中所含的模擬信息。因此無法校正上述電源波動噪聲或開關誤差成分，所以，出現(xiàn)了SNR劣化、THD+N增加等問題。以下，詳細說明該問題。
圖15是表示在將正弦波輸入現(xiàn)有Δ∑調制型D類放大器的情況下輸出信號中所含的信號及噪聲的頻率頻譜的圖。圖15表示了對來自Δ∑調制型D類放大器63的輸出信號進行頻率分析后所得到的頻率頻譜，其中，1kHz附近的頻譜為放大后的基波(正弦波)信號成分的頻譜。
另一方面，在3kHz至10kHz附近所發(fā)生的多個峰值是奇次諧波(頻率為基波的奇數(shù)倍的正弦波)的頻譜。也就是說，在Δ∑調制型D類放大器的輸出信號中，除了要放大的作為基波的正弦波的信號成分以外，還包括基波的奇次諧波成分，該奇次諧波成分成為噪聲，處于人耳可聽見的頻段即可聽頻段(20Hz至20kHz)中。
該諧波成分的發(fā)生是導致在Δ∑調制型D類放大器中發(fā)生SNR劣化以及THD+D增加的主要原因。
專利文獻1的結構雖然在理論上能夠校正將Δ∑調制變成PWM時的諧波，但沒有考慮到開關放大器所具有的模擬因素，即、沒有考慮到開關放大器中的因空載時間或電源波動所發(fā)生的諧波。另外，也沒有考慮到3次以上諧波的失真成分。
另外，在專利文獻1中并沒有詳細揭示與輸入的振幅值相對應的失真特性改善效果。也就是說，對特定的輸入振幅，可實現(xiàn)校正效果，但對于其他輸入振幅也有可能出現(xiàn)無法達到校正效果的情況。
在專利文獻2的結構中，需要在Δ∑調制部的前級追加n個及m個校正電路，因此，電路很復雜。此外，專利文獻2沒有考慮到2次諧波以外的失真成分。
另外，在專利文獻2中并沒有詳細揭示與輸入的振幅值相應的失真特性改善效果。也就是說，對特定的輸入振幅，可實現(xiàn)校正效果，但對于其他輸入振幅也有可能出現(xiàn)無法達到校正效果的情況。
本發(fā)明是鑒于上述問題而開發(fā)的，目的在于提供一種通過簡單的電路結構，在考慮輸入振幅的情況下不僅抑制3次諧波的發(fā)生還抑制3次以上奇次諧波的發(fā)生且具有良好SNR以及THD+D的Δ∑調制型數(shù)模轉換器。
為解決上述問題，本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器包括Δ∑調制部，具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及低通濾波器，對上述開關脈沖進行解調，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器的特征在于，進一步包括存儲部，預先存儲有第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，上述第1校正函數(shù)是根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜進行設定的函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
另外，本發(fā)明的數(shù)字信號處理方法是適用于Δ∑調制型數(shù)模轉換器的數(shù)字信號處理方法，其中，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器包括Δ∑調制部，具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及對該開關脈沖進行解調的低通濾波器，該數(shù)字信號處理方法的特征在于存儲部預先存儲第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；校正部基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正；將上述校正部校正后的輸入信號輸入至上述Δ∑調制部；根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜來設定上述第1校正函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
在Δ∑調制型數(shù)模轉換器中設置有開關放大器，該開關放大器將來自量化部的2值或3值量化信號的小振幅電壓放大成大振幅電壓。
對于該開關放大器或低通濾波器(特別是開關放大器)，輸入信號與輸出信號之間不呈線性關系，而是呈非線性關系。因此，例如當Δ∑調制型數(shù)模轉換器被輸入某正弦波時，若通過頻譜分析器來檢測輸出的頻譜，便得知會發(fā)生了以下問題，即，在上述正弦波頻率的3倍、5倍、7倍、…等3以上奇數(shù)倍的頻率位置發(fā)生諧波(奇次諧波)。
由此，當在Δ∑調制型數(shù)模轉換器中使用D類放大器時，很難實現(xiàn)如實放大，而如實放大在D類放大器中起著重要的作用。
對此，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，開關放大器或低通濾波器的非線性特性所產生的影響是由輸入至Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸入信號所決定的。
就此，在本發(fā)明中，調查了外部輸入的輸入信號與輸出信號之間的關系，考慮了開關放大器或低通濾波器的非線性特性所帶來的影響，并在開關放大器的前級對輸入信號進行校正。
在本發(fā)明結構中，進一步包括存儲部，預先存儲有第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，而且，上述第1校正函數(shù)是根據(jù)在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析即傅立葉轉換而得到的、奇次諧波的頻譜大小進行設定的函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻率是輸入信號頻率的奇數(shù)倍。
如上所述，奇次諧波依存于開關放大器或低通濾波器的與輸入信號相應的非線性特性所帶來的影響。因此，根據(jù)輸出信號來預先對輸入信號進行校正，便能夠抑制因開關放大器或低通濾波器的非線性特性而產生的奇次諧波，其中，奇次諧波的頻率是所輸入的正弦波的頻率的奇數(shù)倍。
此外，通過將校正值設定成適當?shù)闹?，便能夠適應于各種開關放大器。另外，也無需在Δ∑調制部的前級設置復雜的電路。
在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選上述第1校正函數(shù)是對第2校正函數(shù)進行合成后所得到的函數(shù)，其中，該第2校正函數(shù)是對應輸入信號的各振幅值求出的用于表示輸入值和校正值之間的關系的函數(shù)。
根據(jù)上述結構，第1校正函數(shù)是對第2校正函數(shù)進行合成后所得到的函數(shù)，上述第2校正函數(shù)是對應輸入信號的各振幅值求出的用于表示輸入值和校正值之間的關系的函數(shù)。因此，能夠就更大的振幅范圍來進行失真校正。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述第1校正函數(shù)是對第2校正函數(shù)進行合成并對合成后的函數(shù)進行曲線擬合后所得到的函數(shù)，其中，該第2校正函數(shù)是對應輸入信號的各振幅值求出的用于表示輸入值和校正值之間的關系的函數(shù)。
通過上述的曲線擬合，能夠得到以下的3個作用效果。即(i)與直接合成的情況相比，能夠減少函數(shù)的系數(shù)，也就是說能夠使函數(shù)的系數(shù)為一組；(ii)無需根據(jù)檢測到的振幅來切換系數(shù)，從而減少繁雜性；(iii)通過消除非連續(xù)點，能夠提高音質。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，從上述第2校正函數(shù)中的與大振幅值對應的函數(shù)開始，按順序逐一對上述第2校正函數(shù)進行合成。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述第1校正函數(shù)與各負載的阻抗對應地存儲于上述存儲部中。
隨著負載阻抗的不同，最適的校正值也不同。但根據(jù)上述結構，由于是對應各負載阻抗來設置校正值的，所以能夠對應各個負載，使用最適的校正值來進行校正。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述負載是揚聲器。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述負載是連接有多個揚聲器的電路網絡。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，能夠對負載提供驅動功率。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選進一步具備減法部，該減法部通過將外部輸入的輸入信號減去上述校正值而生成差信號，并將該差信號輸入上述Δ∑調制部。
根據(jù)上述結構，進一步具備減法部，該減法部通過將外部輸入的輸入信號減去上述校正值而生成差信號，并將該差信號輸入上述Δ∑調制部。因此，只要將開關放大器所導致出現(xiàn)的失真成分原樣不變地輸入至上述存儲部便可，還能夠簡易地求取用以輸入至存儲器的校正值，并能夠減少輸入至存儲部的存儲量。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選進一步具備加法部，該加法部通過將外部輸入的輸入信號加上上述校正值而生成和信號，并將該和信號輸入上述Δ∑調制部。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述校正值被輸入至上述Δ∑調制部。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，上述校正值是利用上述輸入信號的振幅值以及上述奇次諧波的振幅值所計算得出的值。
在校正部未對正弦波進行校正的情況下，對上述開關放大器的輸出進行檢測得到奇次諧波的振幅值，然后根據(jù)該正弦波的振幅值和奇次諧波的振幅值來求取上述校正值。在這種情況下，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)通過使用該校正值，來自外部的輸入信號與開關放大器的輸出之間的關系會接近于線性關系，且奇次諧波會得到抑制。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，關于3次以上諧波的上述振幅值，當上述3次以上諧波與1次諧波存在相同的相位成分時，將上述振幅值確定為正值，當上述3次以上諧波與1次諧波存在相反的相位成分時，將上述振幅值確定為負值。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，以yi-(axi+b)作為上述校正值，其中，a、b是在上述校正部未對外部輸入的輸入信號進行校正的情況下根據(jù)上述輸入信號的輸入值xi和輸出信號的輸出值yi并通過最小平方法求出的值，并且a、b使得E＝∑i＝1N{(axi+b)-yi}2為最小值，i＝1，2，…，N；N為3以上的整數(shù)。
若上述校正部未進行校正時，則如前所述，因開關放大器的非線性特性而無法維持輸入信號與輸出信號之間的線性。
對此，在上述結構中，求取輸入信號的輸入值xi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))與輸出信號的輸出值yi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))之間的對應關系，即、通過最小平方法來求取最近似于xi與yi之間關系的直線方程式中的系數(shù)a、b。由此，若預先對x進行校正的話，便能夠使Δ∑調制部的輸入和輸出達到線性(即，能夠使Δ∑調制部的輸出y接近于ax+b所示的直線方程式)。因此，能夠抑制奇次諧波。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，優(yōu)選的是，以(1+a)xi-yi+b作為上述校正值，其中，a、b是在上述校正部未對外部輸入的輸入信號進行校正的情況下根據(jù)上述輸入信號的輸入值xi和輸出信號的輸出值yi并通過最小平方法求出的值，并且a、b使得E＝∑i＝1N{(axi+b)-yi}2為最小值，i＝1，2，…，N；N為3以上的整數(shù)。
若上述校正部未進行校正時，則如前所述，因開關放大器的非線性特性而無法維持輸入信號與輸出信號之間的線性。
對此，在上述結構中，求取輸入信號的輸入值xi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))與輸出信號的輸出值yi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))之間的對應關系，即、通過最小平方法來求取最近似于xi與yi之間關系的直線方程式中的系數(shù)a、b。由此，若預先對x進行校正的話，便能夠使Δ∑調制部的輸入和輸出之間達到線性化(即，能夠使Δ∑調制部的輸出y接近于ax+b所示的直線方程式)。因此，能夠抑制奇次諧波。
為解決上述問題，本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器包括Δ∑調制部，具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及對上述開關脈沖進行解調的低通濾波器，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器的特征在于，進一步具備運算部，根據(jù)上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出，求取用于對外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值分別進行校正的校正值；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，上述運算部根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜大小來求取上述校正值，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
在Δ∑調制型數(shù)模轉換器中設置有開關放大器，該開關放大器將來自量化部的2值或3值量化信號的小振幅電壓放大成大振幅電壓。
對于該開關放大器或低通濾波器(特別是開關放大器)，輸入信號與輸出信號之間不呈線性關系，而是呈非線性關系。因此，例如當Δ∑調制型數(shù)模轉換器被輸入某正弦波時，通過頻譜分析器來檢測輸出的頻譜，便得知會發(fā)生具有上述正弦波的頻率的3倍、5倍、7倍、…等3以上奇數(shù)倍頻率的諧波(奇次諧波)。
由此，當在Δ∑調制型數(shù)模轉換器中使用D類放大器時，便很難實現(xiàn)如實放大。而如實放大在D類放大器中起著重要的作用。
對此，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，開關放大器或低通濾波器的非線性特性所帶來的影響是由輸入至Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸入信號所決定的。
就此，在本發(fā)明中，調查了外部輸入的輸入信號與輸出信號之間的關系，考慮了開關放大器或低通濾波器的非線性特性所帶來的影響，并在開關放大器的前級對輸入信號進行校正。
在本發(fā)明的上述結構中，進一步具備運算部，根據(jù)上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出，求取用于對外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值分別進行校正的校正值；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，上述運算部根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜大小來求取上述校正值，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
如上所述，奇次諧波依存于開關放大器或低通濾波器的與輸入信號相應的非線性特性所帶來的影響。因此，根據(jù)輸出信號來預先對輸入信號進行校正，便能夠抑制因開關放大器或低通濾波器的非線性特性而產生的奇次諧波。
此外，通過將校正值設定成恰當?shù)闹担隳軌蜻m用于各種開關放大器。
另外，本發(fā)明的AV(audio/vedio音頻/視頻)裝置具備有上述各Δ∑調制型數(shù)模轉換器中的任一種Δ∑調制型數(shù)模轉換器。
本發(fā)明的其他目的、特征和優(yōu)點在以下的記述中會變得十分明了。以下參照附圖來明確本發(fā)明的優(yōu)點。



圖1是表示本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的框圖。
圖2是圖1所示D類放大器的詳細電路圖，圖中的(a)表示了“+1”時的電流流路，圖中的(b)表示了“-1”時的電流流路，圖中的(c)、(d)表示了“0”時的電流流路。
圖3是表示圖1中的一部分的部分框圖。
圖4是表示將以非線性特征為起因的失真因素附加在圖3所示結構中的狀態(tài)模型圖。
圖5是示意地表示圖4中的失真因素被抵消時的結構模型圖。
圖6是表示波形的圖，圖中的(a)表示正弦波；(b)表示了開關放大器或低通濾波器的非線性特征；(c)表示了與正弦波相對應的輸出信號的波形；(d)表示了正弦波、具有正弦波的3倍頻率的諧波失真波形、以及正弦波波形與諧波失真波形的合成波。
圖7是表示，在求取本實施方式的查找表時，對開關放大器的輸出進行頻率分析后的功率頻譜(頻率頻譜)波形。
圖8是表示波形的圖，圖中的(a)與圖6中的(d)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)處于同相位時的波形圖；圖中的(b)與圖6中的(b)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)處于同相位時的波形圖；圖中的(c)與圖6中的(d)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)處于相反相位時的波形圖；圖中的(d)與圖6中的(b)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)處于相反相位時的波形圖；圖中的(e)與圖6中的(d)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)既非處于同相位又非處于相反相位時的波形圖；圖中的(f)與圖6中的(b)相對應，其表示了3次諧波與基波(1次諧波)既非處于同相位又非處于相反相位時的波形圖。
圖9是表示使用最小平方法來求取查找表的值時的輸入信號與輸出信號之間的對應關系的圖。
圖10是表示了在圖9中進一步增加其輸入信號與輸出信號間的誤差為最小的直線后的圖。
圖11是表示通過本實施方式對奇次諧波進行抑制后的狀態(tài)的圖。
圖12是表示本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的圖，是表示圖1的變形例的框圖。
圖13是表示現(xiàn)有技術的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的框圖。
圖14是表示現(xiàn)有技術的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的框圖。
圖15是表示對現(xiàn)有技術的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出進行頻率分析并通過頻譜分析器所檢測到的波形圖。
圖16是表示實施方式2中的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的示意圖。
圖17是表示與各振幅對應的第2校正函數(shù)的圖表。
圖18是表示輸入以及輸出的示意圖，圖中的(a)表示未進行非線性校正時的輸入以及輸出的圖，(b)是示意地表示(a)的圖。
圖19是示意地表示本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的圖。
圖20是表示分別與輸入信號的振幅as1、as2相對應的校正函數(shù)的圖表。
圖21是表示將圖20的兩個校正函數(shù)進行合成后的函數(shù)的圖表。
圖22是表示將圖20的兩個校正函數(shù)進行合成后的函數(shù)的圖表。
圖23是校正函數(shù)的合成的流程圖。
圖24是用以說明曲線擬合的圖表，圖中的(a)是表示合成后的校正函數(shù)的圖表，(b)是表示對(a)的圖表進行曲線擬合后的圖表。
圖25是表示進行曲線擬合時的取樣的圖表。
圖26是表示進行曲線擬合時的取樣的圖表。
圖27表示實施方式3的作用效果的實驗結果。
圖28表示實施方式3的作用效果的實驗結果。
(標號說明) 1Δ∑調制部(Δ∑調制裝置) 2D類放大器(開關放大器) 3低通濾波器 4積分器組(積分部) 5量化器(量化部) 6非線性校正電路(校正部) 7減法器(減法部)
具體實施例方式 [實施方式1] (關于Δ∑調制型數(shù)模轉換器的概略結構) 如圖1所示，本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器具有Δ∑調制部(Δ∑調制裝置)1、D類放大器(開關放大器；SW放大器)2、低通濾波器3(低通濾波裝置；LPF；Low Pass Filter)、非線性校正電路(校正部)6以及減法器(減法部)7。另外，在低通濾波器3的后級設有揚聲器11(參照圖3)，通過PCM對來自諸如CD等的音頻信號進行編碼化后的數(shù)字信號(原信號；原始信號)被輸入至Δ∑調制部1。
本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器不僅處理負載幾乎接近零的小功率(小信號)，還處理可用于驅動揚聲器的大信號。
在Δ∑調制部1中，在考慮D類放大器2中所發(fā)生的量化噪聲的情況下，生成用以使D類放大器2如實放大原信號的2值(或3值)量化信號。如圖1所示，該Δ∑調制部1具有減法器8、積分器組(積分部)4、設置于該積分器組4的后級的量化器(量化部)5。來自量化器5的量化信號被反饋至設置于積分器組4的前級的減法器8。減法器8從來自Δ∑調制部1前級的信號中減去量化器5所生成的量化信號，從而生成差信號。
在圖中省略關于積分器組4的內部詳細結構的圖示。積分器組4例如具備多個積分器以及設置于各積分器之間的乘法器，將上述差信號進行積分后輸出至量化器5，在上述多個積分器中，以傳遞函數(shù)為1/(1-z-1)的縱連接形式進行連接及/或以部分反饋形式進行連接。
量化器5按所定的取樣周期，對來自積分器組4的輸出進行量化，以生成“0”或“1”的2值的量化信號，并將該量化信號輸出至D類放大器2。本實施方式的量化器5并不僅限定于生成2值信號，也可以生成3值信號。當量化器5為可生成3值信號的結構時，用于連接量化器5與D類放大器2的信號線會進一步增加。
D類放大器2根據(jù)量化信號進行開關控制以切換定電壓。由此，生成與量化信號相對應的大電壓的開關脈沖，量化信號被放大。關于D類放大器2的詳細結構，如圖2中的(a)至(d)所示，例如可通過由4個MOSFET(metal-oxide semiconductorfield effect transistor金屬氧化物半導體場效晶體管)Q1至Q4所構成的全橋接電路來形成。在圖2的(a)至(d)中，為方便說明，在全橋接電路的中央圖示有揚聲器11(參照圖3)等的負載10。另外，提供給D放大器2的定電壓+V與MOSFETQ1·Q3相連接，提供給D放大器2的定電壓-V與MOSFETQ2·Q4相連接。另外，MOSFETQ1·Q2被設置在負載10的“+”側，MOSFETQ3·Q4被設置在負載10的“-”側。另外，也可以將上述定電壓-V視為接地電平。
例如，在Q1·Q4為“導通”且Q2·Q3為“截止”的情況時，將D類放大器2的輸出設為“+1”；在Q1·Q4為“截止”且Q2·Q3為“導通”的情況時，將D類放大器2的輸出設為“-1”。
另外，在上述“+1”、“-1”的2值信號的情況以外，還可以在Q1·Q3為“截止”且Q2·Q4為“導通”的情況時，將D類放大器2的輸出設為“0”，由此，也可以實現(xiàn)3值的信號。也可以如圖2的(d)所示，在使Q1·Q3為“導通”且使Q2·Q4為“截止”的情況下，使D類放大器2中生成“0”輸出。另外，在使量化器5生成2值信號時，也可以使用半橋接電路來代替全橋接電路。另外，低通濾波器3對來自D類放大器2的輸出進行平滑化處理，并對開關脈沖進行解調且將原來的音頻信號作為模擬信號來輸出。上述減法器7從原信號中減去非線性校正電路6的輸出信號(校正信號)從而生成差信號。
另外，也可以對非線性校正電路進行設定，使得輸出的信號與利用如上所述的非線性校正電路6的輸出信號(校正信號)所設定的信號呈相反的符號，然后使用加法器(加法部)來代替減法器(減法部)7便可。
(非線性校正電路的說明) 以下說明本發(fā)明的最重要部分。
上述的非線性校正電路(校正部)6具有查找表(存儲部)，該查找表中存儲有多個原信號和與該原信號對應的校正值之間的對應表，該校正值是根據(jù)上述原信號唯一確定的校正值。非線性校正電路(校正部)6將該校正值輸出。以下，詳細說明該查找表中所存儲的值。
圖3是Δ∑調制型數(shù)模轉換器的一部分的框圖，即、從圖1中取出的Δ∑調制部1、D類放大器2、低通濾波器3的框圖。在該圖3中，圖示有被設置在低通濾波器3后級的揚聲器11。在圖3中，雖然圖示了由量化器5生成2值信號的結構，但并不限定于此，其也可以為生成3值信號的結構。另外，關于作為負載的揚聲器11，也并不進行限定，也可以使用其他負載，或使用通過由被動元件(繞組線圈、電容器、電阻)構成的電路網絡(electric circuit network也稱網絡)而連接有多個揚聲器的電氣音響轉換器。
在此，D類放大器2具有非線性特性。即，對D類放大器2的輸入與對于該輸入而言D類放大器的輸出之間呈非線性關系。因此，D類放大器2的輸出成為相對于輸入附加有失真后的信號，所以，出現(xiàn)無法如實正確進行放大這樣的問題。另外，在上述說明中，雖然說明了產生失真的原因在于D類放大器2的非線性特性，但不僅是D類放大器2，低通濾波器3也具有非線性特性。低通濾波器3的非線性特性程度雖然比D類放大器2低，但也會因低通濾波器3的非線性特性而發(fā)生失真疊加。
若要以公式來說明上述所發(fā)生的失真現(xiàn)象，能夠以多種模型來表現(xiàn)。在此，使用圖4的模型圖(形象圖)來說明對圖3所示結構中所發(fā)生的失真的抑制法，圖4表示了一例最簡單的失真發(fā)生模型。為了較容易地理解原理，在此，假定輸入與輸出之間的增益為1。在圖4中，以功能塊即、失真生成部(d(x))15來表示因圖3所示的D類放大器2的非線性特性而在輸出中出現(xiàn)的失真。失真因素(也稱非線性函數(shù))d(x)被加算到量化器5的輸出中，其中，該失真因素依存于從外部輸入的原信號(權利要求書中所記載的“輸入信號的輸入值”)x。如圖4所示，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)因D類放大器2的非線性特性而發(fā)生的失真依存于原信號x。若將此類非線性函數(shù)d(x)附加至原信號x的情況下，對Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出(也就是低通濾波器3的輸出)或D類放大器的輸出進行傅立葉變換(頻率分析)時，會發(fā)現(xiàn)奇次諧波。也就是說，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，在奇次諧波的發(fā)生模型中，增加了依存于脈沖密度(依存于原信號x)的非線性函數(shù)d(x)。
尤其是，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)通過將主要因D類放大器2的非線性特性所發(fā)生的、依存于原信號x的非線性函數(shù)d(x)的近似值事先從原信號中減去，即、在Δ∑調制部1的前級，從該原信號x中減去非線性函數(shù)d(x)的近似值，由此，可使D類放大器2中發(fā)生的失真影響減至最小限度，從而使原信號x與Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出之間的關系、或原信號x與D類放大器2的輸出之間的關系接近于線性。也就是說，推測出D類放大器2或低通濾波器3的非線性函數(shù)d(x)的特性來生成校正函數(shù)f(x)，并生成用于存儲該校正函數(shù)f(x)的非線性表(查找表)，然后事先從原信號x中減去該非線性表中的數(shù)據(jù)。
圖5是表示在圖4中增設了存儲有校正函數(shù)f(x)的非線性表后的模型圖。在圖5中，除了圖4所示的模型圖結構外，還設有失真校正部16的功能塊，失真校正部16中包括非線性表。從原信號x中減去來自該失真校正部16的校正函數(shù)f(x)后所得到的信號被輸入至積分器組4。如此，由于能夠根據(jù)非線性函數(shù)d(x)來減去校正函數(shù)f(x)，所以能夠使得因D類放大器2的非線性特性所發(fā)生的失真影響減至最小限度。由此，對D類放大器2的輸出或Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出進行傅立葉變換時所得到的、功率頻譜中的奇次諧波便能夠得到抑制。
(奇次諧波的發(fā)生原理) 以下，說明通過本發(fā)明所要抑制的奇次諧波的發(fā)生原理。
當D類放大器2或低通濾波器3被輸入圖6的(a)所示的作為原信號x的正弦波時，當原信號x經過具有圖6的(b)中y＝x+d(x)所示非線性特性的D類放大器2或低通濾波器3時，該原信號x上會被附加非線性函數(shù)d(x)，所以，如圖6的(c)所示，D類放大器2的輸出信號(或者Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號)y會發(fā)生失真。也就是說，原信號x的正弦波變得狹窄時的波形就是輸出信號y的波形。
圖6的(b)是表示D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性的圖。圖6的(b)中的虛線表示y＝x的波形(表示了線性特性的理想波形)；實線是表示y＝x+d(x)的波形(表示了非線性特性的波形)。
圖6的(d)是表示輸出信號y、原信號x、非線性函數(shù)d(x)的波形圖。作為例子，將所檢測到的原信號x的波形作為基波(1倍波)時，圖中表示了具有該基波3倍頻率的3次諧波的非線性函數(shù)d(x)。
根據(jù)該非線性函數(shù)d(x)對D類放大器2的輸出信號(或Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號)y進行傅立葉變換即、進行頻率分析后，如圖7所示，除了被放大的作為基波的正弦波的信號成分以外，還出現(xiàn)了具有該基波的3倍、5倍、7倍、…等等頻率的奇次諧波即、失真。也就是說，具有基波的奇數(shù)倍頻率的頻率頻譜變大。在圖7中，縱軸表示了頻率頻譜的大小，橫軸表示了頻率。
以上是奇次諧波的發(fā)生原理。
以下，說明一下在Δ∑調制部1的前級，從原信號x中所要減去的值的求取方法，即、對存儲在非線性校正電路6內的查找表中的數(shù)據(jù)(校正函數(shù)f(x)；校正值)的求取方法進行說明。
(校正值的第1求取方法) 如上述圖6的(b)所示，因D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性，原信號x與D類放大器2的輸出信號(或Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號)y之間形成非線性關系。
也就是說，關于原信號x與輸出信號y之間的關系，可以用以下的示例來表示。
y＝Gx+d(x) …(式1) G為D類放大器2的放大率(后述的a1/as)。非線性函數(shù)d(x)是導致形成非線性的要因，所以如何抑制d(x)便是本發(fā)明的重點。
在此，例如將振幅值as的正弦波作為原信號x進行輸入時，因D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性即、非線性函數(shù)d(x)，輸出信號y中會發(fā)生奇次諧波，其結果，原信號x以及輸出信號y可通過以下式子(式3)表示。
x＝as sin(ωt) …(式2) y＝a1 sin(ωt)+a3 sin(3ωt)+a5 sin(5ωt)+a7 sin(7ωt)+Λ …(式3) 在此，a1 sin(ωt)是上述(式1)中的Gx，a3sin(3ωt)+a5sin(5ωt)+a7sin(7ωt)+Λ是上述(式1)中的f(x)。振幅值as是外部輸入原信號x的正弦波(基波)所具有振幅值大小，振幅值a1是頻譜分析器實際所檢測出的、頻率為基波1倍的信號所具有的振幅值大小，振幅值a3是頻譜分析器實際所檢測出的、頻率為基波3倍的信號所具有的振幅值大小。
根據(jù)上述(式2)，可以導出以下的式子。
x/as＝a1 sin(ωt) …(式4) 進一步將該(式4)變形，能夠得到以下的式子。
ωt＝sin-1(x/as) …(式5) 將該(式5)代入上述(式3)，便能夠得到以下的(式6)。
[數(shù)式3] …(式6) 本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，若決定出可使(式6)的右側部分中除(a1/as)x以外的部分(d(x)成分)盡量得以抵消的值(校正值)即、輸出信號y依存于原信號x的值，并從原信號中減去該值的話，便可以使得輸出信號y和原信號x之間接近于線性關系。也就是說，(式3)、(式6)中的d(x)成分會破壞原信號x和輸出信號y之間的線性關系，所以只要抵消該d(x)成分便可。以下，對用以抵消d(x)成分的校正值的求取方法進行說明。
在此，若假設已抵消了d(x)成分后的理想輸出信號為y’，可用以下的式子來表示y’。
y′＝(a1/as)x …(式7) 該(式7)是將(式6)中的d(x)成分刪除后得到的式子，若輸出信號y可通過(式7)來表示的話，便表示輸出信號y與原信號x之間的關系接近于線性關系。
此外，(式7)能夠表示成以下形式。
[數(shù)式4] …(式8) 對于(式7)，利用+d(x)-d(x)方法來抵消(式6)所示的d(x)成分，由此可求取(式8)。
若將(式8)改寫的話，可寫成以下的(式9)。
[數(shù)式5] …(式9) 在此，將(式9)的{}中的部分設為x’的話，則 [數(shù)式6] …(式10) 將該(式10)用以下式子表示。
x′＝x-f(x) …(式11) 然后，將原信號x校正成x’，并對輸出進行檢測，發(fā)現(xiàn)能夠生成無限抵消d(x)成分后的輸出信號y’。
也就是說，將以下(式12)所示的校正函數(shù)f(x)設定為校正值的話，因D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性所產生的d(x)成分無限地得到抵消，所以能夠生成抵消了d(x)成分后的輸出信號y’。
[數(shù)式7] …(式12) 接下來，根據(jù)原信號x與校正函數(shù)f(x)的對應關系，具體說明在查找表中存儲的f(x)值的求取順序。首先，將來自非線性校正電路6的輸出設為0，并將具有振幅值as的正弦波作為原信號x進行輸入。在此，將振幅值as的dB值設為As。
其次，檢測D類放大器2的輸出，通過頻譜分析器來檢測實際的頻譜。由此，求基波|a1|(A1[dB])、第3次諧波|a3|(A3[dB])、第5次諧波|a5|(A5[dB])、…、等奇次諧波。
接著，進行檢測，檢測出基波的相位和第3次諧波、第5次諧波、…、的相位是否存在有同相位成分或反相位成分，或兩者都不存在。
在此，“基波的相位和第3次諧波、第5次諧波、…、的相位存在有同相位成分”是指，D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性被描繪成圖8的(b)所示的S字形，此時，如圖8的(a)所示，原信號x與非線性函數(shù)d(x)大致處于同相位。
另外，“基波的相位和第3次諧波、第5次諧波、…、的相位存在有反相位成分”是指，D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性被描繪成圖8的(d)所示的反S字形，此時，如圖8的(c)所示，原信號x與非線性函數(shù)f(x)大致處于同相位。
再之，“基波的相位和第3次諧波、第5次諧波、…、的相位既不存在同相位成分又不存在反相位成分”是指，D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性被描繪成圖8的(f)所示的滯后回線形狀，此時，如圖8的(e)所示，原信號x與非線性函數(shù)d(x)既不處于同相位也不處于反相位。
以此為基礎，實際上調查基波的相位與第3次諧波、第5次諧波、…、的相位之間的關系。其結果，根據(jù)基波的相位與第3次諧波、第5次諧波、…、的相位處于什么樣的關系來決定上述(式12)中的a3、a5、a7的正負符號。具體為，當兩者之間具有同相位成分時，便設為“正”；當兩者之間具有反相位成分時，便設為“負”。
通過以上的方法，能夠求取校正函數(shù)f(x)即、校正值。在此，將所求得的校正值和原信號相對應地組成多個組，并將該多個組的對照表預先存儲到上述查找表中，由此便能夠抑制因D類放大器2以及低通濾波器3的非線性特性而導致在輸出中所產生的奇次諧波。
圖11是使用本實施方式的非線性校正電路6來實際抑制奇次諧波后的波形圖。具體為，圖中表示有，對Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號或D類放大器2的輸出信號進行頻率分析后所得到的頻率頻譜，1kHz附近的頻譜為放大后的基波(正弦波)的信號成分的頻譜。與上述圖15相比，可以很明顯地看出奇次諧波得到了抑制。
在上述說明中，非線性特性是因D類放大器2以及低通濾波器3所導致產生的，但如之前所述，奇次諧波主要是因D類放大器2的非線性特性而產生的，所以，也能夠僅以抑制D類放大器2的非線性特性所導致的奇次諧波為目的，來設定校正值。也可以以抑制因D類放大器2以及因低通濾波器3所產生的奇次諧波為目的來進行設定校正值。
具體為，只要對上述D類放大器2的輸出進行頻率分析，就能夠僅以抑制因D類放大器2的非線性特性所導致的奇次諧波為目的來進行設定；只要對上述低通濾波器3的輸出即、Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出進行頻率分析，就能夠以抑制因D類放大器2以及因低通濾波器3的非線性特性所導致的奇次諧波為目的來進行設定。
(校正值的第2求取方法) 上述校正函數(shù)f(x)即、校正值的求取方法并不限定于上述校正值的第1求取方法，其也可以通過以下方法求取。
首先，將非線性校正電路6的輸出設為0，然后圖9所示，對在某時刻t輸入了原信號x(t)的、D類放大器2或Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號y(t)進行多組檢測，并取得x(t)和y(t)的多個組合，即、取得x-y坐標上的多個點。例如，分別取得N個對應點，即，取得xi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))、yi(i＝1、2、…、N；N為3以上的整數(shù))。其中，N只要是3以上的任意整數(shù)即可。在此，若取2點進行檢測的話，由于只能得到直線的信息，且檢測結果中不具有用以校正的信息(偏離出直線的信息)，所以，如以上所述，需要檢測3個以上的點。
其次，通過最小二乘法來求取可使得以下式子到達最小時的a、b。
[數(shù)式8] E＝∑i＝1N{(axi+b)-yi}2 …(式13) 由此，能夠通過以下的(式14)來求取最近似地表示xi與yi之間關系的直線方程式的系數(shù)a、b。圖10是表示將以下(式14)所示的直線增加到圖9后的圖。
y＝ax+b …(式14) 下式中的f(xi)表示了上述(式14)所示的直線與、通過連接上述所檢測的點所得到的實際的輸入輸出曲線之間的誤差。
f(xi)＝y(tǒng)i-(axi+b) …(式15) 也可以將該f(xi)作為上述校正函數(shù)即、校正值，并存儲到上述查找表中。
如上所述，上述方法的目的在于使Δ∑調制的輸入以及輸出達到線性化(即、使Δ∑調制后的輸出y接近直線方程式ax+b)，并抑制諧波。xi、yi是表示了數(shù)字放大器所導致的失真結果的數(shù)據(jù)。以下，證明通過該方法所引導出的線性。
(證明) 進行校正前的關系yi＝xi+d(xi)； 通過最小平方法求取的校正式f(xi)＝y(tǒng)i-(axi+b)； 進行校正后的關系y’＝xi+d(xi)-f(xi)； 以下是進行校正后的、與直線之間的誤差E’。
E’＝∑((axi+b)-y’)2 ＝∑((axi+b)-xi-d(xi)+f(xi))2 ＝∑((axi+b)-xi-d(xi)+yi-(axi+b)2 ＝∑(-xi-d(xi)+yi)2 根據(jù)校正前的關系，可知-xi-d(xi)+yi＝0，所以E’＝0。也就是說，與直線之間的誤差為0，因此，在校正后，xi與作為輸出的yi’保持呈線性關系。
(Δ∑調制型數(shù)模轉換器的其他結構) 在上述校正值的第1求取方法以及第2求取方法中，預先通過實驗來求取校正函數(shù)(校正值)并將校正函數(shù)存儲至查找表中。換而言之，在上述非線性校正電路6中設置了查找表。但并不限定于該結構，也可以在該非線性校正電路6中設置以下的運算電路(運算部)。該運算電路取得來自D類放大器2或Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出信號，并對該輸出信號和原信號進行比較，每進行一次比較就通過計算求取校正函數(shù)(校正值)。
另外，在上述校正值的第1求取方法以及校正函數(shù)的第2求取方法中，其結構為在原信號x的輸入端至Δ∑調制部1之間的路徑中設置減法器7，并從原信號中減去非線性校正電路6的輸出信號以得到差信號，然后將該差信號輸入至Δ∑調制部1。但本發(fā)明并不限定于該結構。
如圖12所示，在本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，也可以去除圖1所示結構中的減法器7，在原信號x至Δ∑調制部1之間的路徑中設置非線性校正電路6。
在使用上述校正值的第1求取方法時，是以x與f(x)相對應的形式來將數(shù)據(jù)存儲至查找表的，而此時是需要使x與x’(＝x-f(x))相對應。也就是說，使非線性校正電路6具備可實現(xiàn)以下結構的查找表，即在輸入x而輸出x-f(x)。
另外，在使用上述校正值的第2求取方法時，是以xi與d(xi)相對應的形式來將數(shù)據(jù)存儲至查找表的，而在圖12所示的結構中需要使xi與xi’(＝xi-d(xi))相對應。也就是說，使非線性校正電路6具備可實現(xiàn)以下結構的查找表，即在輸入x時則輸出xi-d(xi)。
另外，也可以稍改變上述校正值的第2求取方法，通過以下形式來表示。即，只要使輸出y與輸入x的關系呈“y＝ax+b”便可。首先，去掉本實施方式的非線性校正電路6而形成Δ∑調制部直接接受輸入的狀態(tài)，然后決定某x，在此時，求取可實現(xiàn)y(＝ax+b)的、輸入至Δ∑調制部的輸入x’。然后，根據(jù)x與x’的對應關系求取x’，并設置用以進行校正以將該x’作為輸入的非線性校正電路6。
本發(fā)明可以通過以下記述來表現(xiàn)。即，本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器具有非線性校正電路、加法部、Δ∑調制部，并將從上述Δ∑調制部輸出的量化信號轉換成模擬信號，上述非線性校正電路根據(jù)所輸入的輸入信號來輸出校正信號，上述加法部對上述輸入信號以及上述校正信號進行加算，上述Δ∑調制部將來自上述加法部的輸出調制成量化信號，本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器的特征在于根據(jù)諧波失真成分計算出上述非線性校正電路的輸出值，其中，該諧波失真成分是在向上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器輸入具有單一頻率的正弦波且使上述非線性校正電路的輸出為0時所得到的、上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器的輸出功率頻譜中的諧波失真成分。或表現(xiàn)為在輸入x時檢測輸出y的值，然后根據(jù)x與y的對應關系來決定上述非線性校正電路的校正值。
另外，本發(fā)明由非線性校正電路、加法器、Δ∑調制器、開關放大器、低通濾波器構成。在求取校正表的值時，使校正表的值為0，然后向該DA輸入具有單一頻率的正弦波，此時求取該AD的輸出功率頻譜，并將具有與所輸入的正弦波相同頻率的輸出作為基波，然后測定基波的振幅值以及基波的奇次諧波的振幅值。由此，根據(jù)計算式生成校正表。或，在提供輸入x時檢測輸出y的值，并通過最小平方法計算出x與y的對應關系，以決定校正值。然后，使用校正表進行DA轉換，從而抑制奇次諧波。
另外，本發(fā)明的作用效果能夠通過以下記述來表現(xiàn)。即(a)與完全開環(huán)的Δ∑調制型模擬-數(shù)字轉換器相比，能夠改善SNR和減小THD+N；(b)由于不存在來自開關放大器的模擬反饋電路，所以，電路較為簡單且能降低成本；(c)由于通過傅立葉轉換得到諧波并根據(jù)該諧波來求取非線性表，所以，計量裝置的誤差影響較小，從而能夠生成精度良好的校正表；(d)僅通過改寫校正表便能夠對應各種開關放大器；(e)只要奇次諧波成分與輸入信號處于同相位或反相位，便也能抑制3次以上的諧波成分；(f)通過抑制放大器輸出中不要的諧波成分，能夠實現(xiàn)節(jié)能。
在上述說明中，雖然以正弦波作為輸入信號進行了說明，但并不限于正弦波，也可以為三角波或矩形波。
另外，實施方式1中的校正函數(shù)與權利要求中記載的第1校正函數(shù)對應。
[實施方式2] 在實施方式1中，對單個Δ∑調制型數(shù)模轉換器準備單個校正值的情況進行了說明。但本發(fā)明并不限定于此，也可以就單個Δ∑調制型數(shù)模轉換器，預先準備多個校正值。例如，也可以按每一揚聲器的阻抗來設置要存儲至非線性校正電路6的校正值。在本實施方式中，僅說明與實施方式1相異的點。關于共同點的說明，在此省略。
如圖16所示，本實施方式的Δ∑調制型數(shù)模轉換器具有最適于4Ω的揚聲器36的校正值存儲器(4Ω用)31、最適于6Ω的揚聲器37的校正值存儲器(6Ω用)32、最適于8Ω的揚聲器38的校正值存儲器(8Ω用)33、用于通用型揚聲器(無圖示)的校正值存儲器(通用型)34以及切換開關35。
當Δ∑調制型數(shù)模轉換器被搭載了具有4Ω阻抗的揚聲器36時，校正值存儲器(4Ω用)31中所存儲的校正值便被輸入至非線性校正電路6。同樣，當Δ∑調制型數(shù)模轉換器被搭載了具有6Ω阻抗的揚聲器37或具有8Ω阻抗的揚聲器38時，校正值存儲器(6Ω用)32或校正值存儲器(8Ω用)33中所存儲的校正值便被輸入至非線性校正電路6。為了方便說明，將校正值存儲器(4Ω用)31、校正值存儲器(6Ω用)32、校正值存儲器(8Ω用)33、校正值存儲器(通用型)34與非線性校正電路分開設置，但也可以例如為，對應4Ω用、6Ω用、8Ω用、通用型而分別設置其各自的非線性校正電路。
關于通用型校正值存儲器，例如，當所搭載的揚聲器是具有除4Ω、6Ω、8Ω以外的其他阻抗時，通用型校正值存儲器可以是通過微機來寫入最適于該揚聲器的校正值的存儲器。另外，還可以為例如當所搭載的揚聲器具有10Ω以上的阻抗時，將存儲有共用校正值的存儲器作為通用型校正值存儲器。
如此，根據(jù)每一揚聲器的阻抗來提供其中存儲有最適的校正值的存儲器，因此，即使交換了揚聲器也無需一一改寫校正值，從而能夠進行最適當?shù)男Ｕ?。此外，通過預先提供通用型存儲器，即使一旦出現(xiàn)特殊情況，也能夠將設定內容寫入與微機相連接的通用型存儲器(寄存器)，并設定與揚聲器或過濾器(網絡)相對應的最適參數(shù)。
[實施方式3] 在實施方式1中使f(x)＝d(x)(失真函數(shù)＝校正函數(shù))，但本實施方式與其不同，是使f(x)＝-d(x)(失真函數(shù)＝-校正函數(shù))。也就是說，在實施方式1中，是通過從原信號x中減去來自非線性校正電路6的輸出來抑制諧波失真成分的。即，在實施方式1中設置了減法器7。與此相對，在本實施方式中，是通過對原信號x加算來自非線性校正電路6的輸出來抑制諧波失真成分的。也就是說，在本實施方式中設置了加法器。
在本實施方式中，也可以對非線性校正電路進行設定，使得其輸出的信號與利用非線性校正電路6的輸出信號(校正信號)所設定的信號呈相反符號，然后使用減法器(減法部)7來代替加法器(加法部)便可。
在上述實施方式1、2中，是在未考慮原信號振幅值大小的情況下來決定校正值或校正函數(shù)的。然而，對某一振幅值而言為最適的校正值、最適的校正函數(shù)并不一定對其他振幅值而言也為最適的校正值、最適的校正函數(shù)。例如，若最適于振幅值as1的校正函數(shù)為f1(x)；最適于振幅值as2的校正函數(shù)為f2(x)；最適于振幅值as3的校正函數(shù)為f3(x)，那么對于as1來說f2(x)以及f3(x)并不是最適的校正函數(shù)；對于as2來說f1(x)以及f3(x)并不是最適的校正函數(shù)；對于as3來說f1(x)以及f2(x)并不是最適的校正函數(shù)。
這是由于，如圖17所示，各校正函數(shù)的曲線沒有互相重合且呈不同形狀的緣故，其中，圖中的縱軸表示校正后的輸出，橫軸表示振幅值。例如，使用f3(x)進行失真校正時，雖然在振幅值as3附近能夠實現(xiàn)最適的失真校正，但在振幅值as1附近卻不能實現(xiàn)最適的失真校正。本實施方式著眼于該問題，目的在于在更廣的振幅值范圍中實現(xiàn)最適的失真校正。以下就此進行詳細說明。
設想在輸入了振幅為as的正弦波時，會在功率放大器的輸出中出現(xiàn)振幅值為a1、a3、a5、a7、a9的諧波。如圖18的(a)所示，在不進行非線性校正(即、停止非線性校正電路6的動作)的情況下對Δ∑調制部1輸入頻率為1k[Hz]、振幅值為as的輸入信號(數(shù)字輸入)時，會從開關放大器(D類放大器)2輸出振幅值為a1、a3、a5、a7、a9的諧波。考慮到Δ∑調制部1、開關放大器2以及失真成分，通過圖18的(b)來示意地表示輸入與輸出之間的結構。
也就是說，若將輸入設為x，將輸出設為y，將從基波的輸入至輸出之間的增益設為G，那么就能夠使用非線性失真函數(shù)d(x)并通過以下的式子來表示諧波的發(fā)生模型。
y＝G{x+d(x)} …(式16) 在本實施方式中，也與實施方式1同樣地設置非線性校正電路6，且在Δ∑調制部1的前級對輸入信號進行校正。也就是說，如圖19所示，通過對輸入x附加第1校正函數(shù)f(x)來抑制諧波。若將該第1校正函數(shù)設為f(x)，則能夠如下表示輸出y’。
y’＝G{x+f(x)+d(x+f(x))}。其中，|f(x)|＜＜|x|。
在此，可通過以下式子來表示不包括諧波的理想輸出y’。
y’＝Gx。
若比較該兩個式子，則可表示如下。
Gx＝G{x+f(x)+d(x+f(x))}。
將等式兩邊的G消去后，則為 x＝{x+f(x)+d(x+f(x))}。
若進一步消去兩邊的x，則為 f(x)＝-d(x+f(x))。
也能夠通過以下式子來表示f(x)。
[數(shù)式9] f(x)≈-d(x)。
對失真函數(shù)d(x)的推測就相當于求取校正函數(shù)f(x)。因此，需要根據(jù)諧波來推定失真函數(shù)。
在此，就本實施方式中的校正函數(shù)(第1校正函數(shù))的求取方法的概略進行說明。
(關于第2校正函數(shù)的運算) 首先，說明一下與各振幅相對應的校正函數(shù)的導出以及該校正函數(shù)的系數(shù)的導出。所述的“與各振幅相對應的校正函數(shù)”對應了權利要求中所記載的第2校正函數(shù)。
關于輸入x，可通過以下式子來表示。
x＝as sin(ωt) …(式17) 另外，包括奇次諧波失真成分的輸出y可通過以下式子表示。
[數(shù)式10] 其中，輸入的振幅值as是已知數(shù)據(jù)，輸出基波a1、諧波an是可檢測數(shù)據(jù)。在此，將關系式d(x)≒-f(x)代入(式16)進行變形，則可得到以下式子。
f(x)＝-y/G+x。
從(式17)中將ωt導出，并將表示基波的輸入和輸出間的增益G＝a1/as代入關系式，便能夠通過以下式子來表示所導出的校正函數(shù)f(x)。
[數(shù)式11] 根據(jù)以上的理論，校正函數(shù)f(x)能夠通過作為已知數(shù)據(jù)的、輸入的振幅值as以及作為可檢測數(shù)據(jù)的、輸出基波a1和諧波an這些參數(shù)來導出。然而，從后述的函數(shù)合成導出的難易度、以及以硬盤來實現(xiàn)運算時的難易度的觀點來看，由于校正函數(shù)f(x)中包括“sin”以及“arcsin”等函數(shù)，所以，難以處理。為此，在本實施方式中，通過以下包括系數(shù)cm的多項式來表現(xiàn)校正函數(shù)f(x)。
[數(shù)式12] 在此，之所以能夠以[數(shù)式11]換成[數(shù)式12]來表示，是因為可以利用包括as、a1、an的行列式來表示cm的緣故。關于其證明，將在以后敘述。
以下，具體說明求取校正函數(shù)的一個示例。為方便理解，首先說明，到3次為止的諧波的校正。
根據(jù)檢測出的輸入與輸出間的關系，得出了以下的式子。
x＝as sin(ωt) …(式18) y＝a1 sin(ωt)+a3 sin(3ωt) …(式19) G＝a1/a3 …(式20) 其中，由于基波的振幅值as轉換為振幅值a1，所以增益G可以由(式20)來表示。
另外，根據(jù)上述諧波發(fā)生模型，以下的式子可以成立。
[數(shù)式13] y＝G{x+d(x)}≈G{x-f(x)} 也就是說，y/G＝x-f(x)。失真函數(shù)d(x)與校正函數(shù)f(x)呈相反符號，這一點與之前所述相同。
由此，可以通過以下式子來表示f(x)。
f(x)＝-(y/G)+x …(式21) 關于使得至3次為止的諧波的校正成為可能的校正函數(shù)，可以根據(jù)[數(shù)式12]，通過以下的多項式(式22)來表示。
f(x)＝c1x+c3x3 …(式22) 將該(式22)代入(式18)，可以得到以下的(式23)。
f(x)＝c1as sin(ωt)+c3{as sin(ωt)}3 …(式23) 在此，會發(fā)現(xiàn)f(x)右側第一項中出現(xiàn)有與基波成分對應的系數(shù)c1。由于非線性校正的影響，增益G會發(fā)生變化，而該項中的c1能夠抵消增益G所發(fā)生的變化，使非線性校正前后的增益G保持不變。
將(式18)、(式19)、(式20)代入(式21)，通過求解(式21)，可表示如下。
[數(shù)式14] …(式24) 根據(jù)(式23)以及(式24)，能夠得出以下的(式25)。
[數(shù)式15] …(式25) 將以下的數(shù)學公式(式26)代入(式25)，則(式25)可以變換成以下的(式27)。
[數(shù)式16] …(式26) [數(shù)式17] …(式27) 通過比較(式27)中各sin(nωt)的系數(shù)，可以得出以下的方程式組(式28、式29)。
[數(shù)式18] …(式28) [數(shù)式19] …(式29) 根據(jù)(式29)，能夠得出以下的(式30)。
[數(shù)式20] …(式30) 將該(式30)代入(式28)便可得到以下的(式31)。此外，通過求解(式31)能夠得到以下的(式32)。
[數(shù)式21] …(式31) [數(shù)式22] …(式32) 將(式30)、(式32)代入(式22)便能夠得到以下所示的校正函數(shù)f(x)。也就是說，能夠通過既知數(shù)據(jù)以及檢測可能的數(shù)據(jù)來得出校正函數(shù)f(x)。
[數(shù)式23] 接著，在只具有單一振幅的前提下，就用于校正3次以上諧波失真的校正函數(shù)的導出方法以及該函數(shù)的系數(shù)的導出方法進行說明。也就是說，說明到n次為止的諧波的校正方法。
根據(jù)檢測出的輸入與輸出間的關系，得出了以下的式子。
x＝as sin(ωt) …(式33) [數(shù)式24] …(式34) 由于基波的振幅值as轉換成振幅值a1，所以增益G可以由(式35)來表示。
G＝a1/as …(式35) 另外，根據(jù)上述的諧波發(fā)生模型，以下的(式36)可以成立。根據(jù)該(式36)能夠得到以下的(式37)。
[數(shù)式25] y＝G{x+d(x)}≈G{x-f(x)} …(式36) y/G＝x-f(x) …(式37) 其中，失真函數(shù)d(x)與校正函數(shù)f(x)呈相反符號，這一點與之前所述相同。
由此，可以通過以下式子來表示f(x)。
f(x)＝-(y/G)+x …(式38) 關于使到N次為止的諧波的校正成為可能的校正函數(shù)，其通過以下的多項式(式39)來表示。
[數(shù)式26] …(式39) 將該(式33)代入(式39)便能夠得到以下的(式40)。
[數(shù)式27] …(式40) 接著，將(式33)、(式34)、(式35)代入(式38)并求解(式38)，由此便能夠得到以下的(式41)。
[數(shù)式28] …(式41) 根據(jù)(式40)和(式41)，能夠得出以下的(式42)。
[數(shù)式29] …(式42) 然后，進一步將以下的數(shù)學公式(式43)代入(式42)，(式42)可轉變成以下的(式43)，該(式43)能夠進一步由以下的(式44)來記述。
[數(shù)式30] …(式43) [數(shù)式31] …(式44) [數(shù)式32] …(式45) 其中，當m＝3時，(式43)所示的數(shù)學公式可展開為如下， {sin(ωt)}3＝(3/4)sin(ωt)-(1/4)sin(3ωt)， 各系數(shù)b(3，n)可以表示為如下， b(3，1)＝3/4； b(3，3)＝-1/4； b(3，n)＝0(n≠1，3)。
除了m＝3時，在其他情況時也是同樣的，即、b(m，n)是通過公式展開而預先已求得的值。
通過比較(式45)中右側以及左側的sin(nωt)的系數(shù)，能夠得出以下的(式46、式47)。
[數(shù)式33] …(式46) [數(shù)式34] …(式47) 接著，新定義出以下的變數(shù)an’，即 a1’＝0； an’＝asan/a1。
根據(jù)該些式子，(式46)以及(式47)可轉換成以下的(式48)。
[數(shù)式35] …(式48) 若進一步新定義出以下的(式49)，那么(式48)可以由以下的(式50)來表示。
[數(shù)式36] qm＝asmcm …(式49) [數(shù)式37] …(式50) 以n＝1、n＝3、n＝5…來重新記述(式50)，便得到以下的(式51)、(式52)、(式53)。
[數(shù)式38] …(式51) [數(shù)式39] …(式52) [數(shù)式40] …(式53) 若進一步將(式51)、(式52)、(式53)改成行列式的話，便能夠由以下的(式54)、(式55)、(式56)來表示。
[數(shù)式41] …(式54) [數(shù)式42] …(式55) [數(shù)式43] …(式56) 若將該些行列式合并，便可通過以下的(式57)來表示。
[數(shù)式44] …(式57) 另外，若使用(式49)來改寫[q1、q3、q5、qN]的行列式表記，則可以通過以下的(式58)來表示。
[數(shù)式45] …(式58) 將(式58)代入(式57)，則能夠通過以下的(式59)來表示。
[數(shù)式46] …(式59) 將等式左邊的行列式設為a。關于等式右邊的部分，將從左起第一個行列式設為c，將從左起第二個行列式設為S，將從左起第三個行列式設為B，則(式59)可以表現(xiàn)如下。
-a＝cSB。
通過式子變形，可求取c。
即，c＝-a(SB)-1。
cm能夠通過計算機求取。通過對作為已知數(shù)據(jù)的輸入振幅值as以及作為可檢測數(shù)據(jù)的、輸出基波a1以及諧波an所構成的行列式進行變換，可以求取cm。因此，能夠通過[數(shù)式12]所示的多項式來表示f(x)。根據(jù)以上的理論，能夠求得校正函數(shù)f(x)。
(關于第2校正函數(shù)的合成) 其次，對根據(jù)振幅值所求取的校正函數(shù)進行合成。以下說明該合成的順序。
首先，就兩個校正函數(shù)f1(x)以及f2(x)進行合成時的合成方法進行說明。
圖20表示了f1(x)以及f2(x)。如圖20所示，一般而言，在實際上，根據(jù)兩個不同振幅所求取的校正函數(shù)f1(x)、f2(x)的曲線不發(fā)生重合。為了實現(xiàn)恰當?shù)睾铣稍摵瘮?shù)，關鍵在于如何最恰當?shù)貙1(x)合成并反映到f2(x)的曲線上。
另外，能夠通過微小數(shù)α使函數(shù)f1(x)(曲線)發(fā)生與α相應的傾斜，該微小數(shù)α與as1相比是很微小的。在該情況時，
的區(qū)間的增益即使發(fā)生微量變化也不會成為問題。利用該性質，在合成f1(x)時，使f1(x)發(fā)生與微小數(shù)α相應的傾斜，且盡可能地使f1(x)接近f2(x)的曲線。
在使f1(x)傾斜，并對應as1所在的點將兩函數(shù)合成后，便得到圖21所示的圖表。關于合成后的函數(shù)f*(x)，通過使f*(x)與f2(x)之間的平方誤差E(式60)滿足為最小，以求得f*(x)。圖22表示求取了f*(x)后的結果。根據(jù)上述條件導出f*(x)后，可以通過以下的(式61)來表示。
[數(shù)式47] …(式60) [數(shù)式48]

…(式61) 其中， c(2，m)是對應f2(x)的、xm的系數(shù)； c(1，m)是對應f1(x)的、xm的系數(shù)。
通過α使f1(x)傾斜，并使最適的合成函數(shù)f*(x)與區(qū)間
中的f2(x)的傾斜相同，然后以as1為合成邊界，將f1(x)與f2(x)組合，根據(jù)上述所導出的結果，可以將該組合后(合成后)的函數(shù)理解成最適的合成函數(shù)f*(x)。
即使是3個以上的曲線的合成，上述合成方法也能夠被適用(參照圖23)。也就是說，使與第2大振幅值相對應的校正函數(shù)發(fā)生傾斜，并將該傾斜后的函數(shù)合成到與最大振幅值相對應的校正函數(shù)上，并得到合成后的函數(shù)。然后以同樣的方法，進一步將該合成后的函數(shù)和與第3大振幅值相對應的校正函數(shù)通過同樣的上述合成方法進行合成。以后也是按照同樣的方法，最后形成單一的合成函數(shù)。
(關于曲線擬合) 其次，對上述所形成的合成函數(shù)進行曲線擬合。也就是說，對圖24的(a)進行如圖24(b)所示的曲線擬合。
由此，可以實現(xiàn)以下的作用效果(i)、(ii)、(iii)。
(i)關于直接合成的函數(shù)，有多少個振幅值就需要多少組系數(shù)。但通過曲線擬合后，只通過1組系數(shù)便能夠表達出校正函數(shù)，所以，能夠縮減存儲量。
(ii)無需與檢測到的振幅對應地切換系數(shù)，所以能夠實現(xiàn)處理的簡略化。
(iii)通過消除非連續(xù)點，能夠降低對音頻音質產生的惡影響。
關于曲線擬合，可根據(jù)以下的(式62)來進行。
[數(shù)式49] …(式62) 關于進行曲線擬合時所取的取樣間隔，如圖25所示，可以取均等的間隔。另外，由于小振幅信號會給THD的波谷性能帶來較大影響，所以，如圖26所示，對小振幅的附近區(qū)域則較密地進行取樣后進行擬合，由此，能夠改善對小振幅信號進行擬合時的擬合精度。
另外，除去偶次而僅限定根據(jù)奇次進行擬合，因此，能夠防止過擬合。過擬合是指，由于過多增加參數(shù)，使擬合對數(shù)值運算誤差產生敏感反應而導致出現(xiàn)不自然的擬合起伏的現(xiàn)象。
例如，對以下各情況下的、輸出對失真比率的曲線進行比較，各情況是指不進行校正的情況；對應-8dB的振幅值來進行校正的情況；對應-3dB的振幅值來進行校正的情況；同時對應-8dB的振幅值以及-3dB的振幅值來進行校正的情況。通過比較，可以得知本實施方式具有以下作用效果。即，當同時對應-8dB的振幅值以及-3dB的振幅值來進行校正時，能夠在最廣的范圍內抑制失真(參照圖27)。
同樣，例如，對以下各情況時的輸出對失真比率的曲線進行比較，各情況是指不進行校正的情況；對應-8dB的振幅值來進行校正的情況；對應-4dB的振幅值來進行校正的情況；同時對應-8dB的振幅值以及-4dB的振幅值來進行校正的情況。通過比較，可以得知，當同時對應-8dB的振幅值以及-4dB的振幅值來進行校正時，能夠在最廣的范圍內抑制失真(參照圖28)。
(關于失真發(fā)生模型的補充記述事項) 所發(fā)生的失真依存于輸入x，這一點在本發(fā)明中是共通的。但在本發(fā)明中，不限定只用一個失真發(fā)生的模型，而是用多個模型來解釋失真的。在使用模型引導出失真解決法時，模型的恰當性或好壞取決于是否能夠使用該解決法來解消失真。在本發(fā)明中，例舉了各種失真發(fā)生模型中的3種模型。
具體為，第1模型是指圖4、圖5以及上述的校正值第2求取方法中所示的y＝x+d(x)；第2模型是指上述校正值第1求取方法所示的y＝Gx+d(x)；第3模型是指實施方式3中所示的y＝G(x+d(x))。在該些模型中，第1模型是最簡單的模型，且通過第1模型最容易理解用以實現(xiàn)抑制失真的原理。
另外，上述的任意一實施方式中記載的Δ∑調制型數(shù)模轉換器均能夠適用于音頻設備或電視等AV(audio/vedio音視頻)設備(AV裝置)。
本發(fā)明并不限于上述各實施方式，可以根據(jù)權利要求所示的范圍進行各種的變化，適當?shù)亟M合不同實施方式記述的技術手段而得到的實施方式也包含于本發(fā)明的技術范圍之內。
如上所述，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，進一步包括存儲部，預先存儲有第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，上述第1校正函數(shù)是根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜進行設定的函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
另外，在本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器中，進一步具備運算部，根據(jù)上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出，求取用于對外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值分別進行校正的校正值；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，上述運算部根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜大小來求取上述校正值，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
另外，如上所述，在本發(fā)明的數(shù)字信號處理方法中，存儲部預先存儲第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；校正部基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正；將上述校正部校正后的輸入信號輸入至上述Δ∑調制部；上述第1校正函數(shù)是根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜來進行設定的函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
因此，能夠以簡單的電路結構來抑制奇次諧波的發(fā)生，并能夠提供可實現(xiàn)良好SNR及THD+N的、Δ∑調制型數(shù)模轉換器以及數(shù)字信號處理方法。
以上，對本發(fā)明進行了詳細的說明，上述具體實施方式
或實施例僅僅是揭示本發(fā)明的技術內容的示例，本發(fā)明并不限于上述具體示例，不應對本發(fā)明進行狹義的解釋，可在本發(fā)明的精神和權利要求的范圍內進行各種變更來進行實施。
(工業(yè)可利用性) 本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器能夠搭載于音頻設備或電視。
權利要求
1.一種Δ∑調制型數(shù)模轉換器，包括Δ∑調制部，該Δ∑調制部具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及低通濾波器，對上述開關脈沖進行解調，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器的特征在于，
進一步包括存儲部，預先存儲有第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，
通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，
上述第1校正函數(shù)是根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜來進行設定的函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
2.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述第1校正函數(shù)是對第2校正函數(shù)進行合成后所得到的函數(shù)，其中，該第2校正函數(shù)是對應輸入信號的各振幅值求出的用于表示輸入值和校正值之間的關系的函數(shù)。
3.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述第1校正函數(shù)是對第2校正函數(shù)進行合成并對合成后的函數(shù)進行曲線擬合后所得到的函數(shù)，其中，該第2校正函數(shù)是對應輸入信號的各振幅值求出的用于表示輸入值和校正值之間的關系的函數(shù)。
4.根據(jù)權利要求2所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
從上述第2校正函數(shù)中的與大振幅值對應的函數(shù)開始，按順序逐一對上述第2校正函數(shù)進行合成。
5.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述第1校正函數(shù)與各負載的阻抗對應地存儲于上述存儲部中。
6.根據(jù)權利要求5所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述負載是揚聲器。
7.根據(jù)權利要求5所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述負載是連接有多個揚聲器的電路網絡。
8.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
能夠對負載提供驅動功率。
9.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
進一步具備減法部，該減法部通過將外部輸入的輸入信號減去上述校正值而生成差信號，并將該差信號輸入上述Δ∑調制部。
10.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
進一步具備加法部，該加法部通過將外部輸入的輸入信號加上上述校正值而生成和信號，并將該和信號輸入上述Δ∑調制部。
11.根據(jù)權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述校正值被輸入至上述Δ∑調制部。
12.根據(jù)權利要求9所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
上述校正值是利用上述輸入信號的振幅值以及上述奇次諧波的振幅值所計算得出的值。
13.根據(jù)權利要求12所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于，
關于3次以上諧波的上述振幅值，當上述3次以上諧波與1次諧波存在相同的相位成分時，將上述振幅值確定為正值，當上述3次以上諧波與1次諧波存在相反的相位成分時，將上述振幅值確定為負值。
14.根據(jù)權利要求9所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
以yi-(axi+b)作為上述校正值，其中，a、b是在上述校正部未對外部輸入的輸入信號進行校正的情況下根據(jù)上述輸入信號的輸入值xi和輸出信號的輸出值yi并通過最小平方法求出的值，并且a、b使得E＝∑i＝1N{(axi+b)-yi}2為最小值，i＝1，2，…，N；N為3以上的整數(shù)。
15.根據(jù)權利要求11所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其特征在于
以(1+a)xi-yi+b作為上述校正值，其中，a、b是在上述校正部未對外部輸入的輸入信號進行校正的情況下根據(jù)上述輸入信號的輸入值xi和輸出信號的輸出值yi并通過最小平方法求出的值，并且a、b使得E＝∑i＝1N{(axi+b)-yi}2為最小值，i＝1，2，…，N；N為3以上的整數(shù)。
16.一種Δ∑調制型數(shù)模轉換器，包括Δ∑調制部，具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及低通濾波器，對上述開關脈沖進行解調，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器的特征在于，
進一步具備運算部，根據(jù)上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出，求取用于分別對外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值分別進行校正的校正值；以及校正部，基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正，
通過上述校正部進行校正后的輸入信號被輸入至上述Δ∑調制部，
上述運算部根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜大小來求取上述校正值，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
17.一種AV裝置，其特征在于具備權利要求1所述的Δ∑調制型數(shù)模轉換器。
18.一種數(shù)字信號處理方法，用于Δ∑調制型數(shù)模轉換器，其中，該Δ∑調制型數(shù)模轉換器包括Δ∑調制部，該Δ∑調制部具備由至少一個對數(shù)字信號進行積分的積分器構成的積分部以及將該積分部的輸出調制成量化信號的量化部，并將上述量化信號反饋至上述積分部的前級；開關放大器，生成與上述量化信號相對應的開關脈沖；以及對該開關脈沖進行解調的低通濾波器，該數(shù)字信號處理方法的特征在于
存儲部預先存儲第1校正函數(shù)，該第1校正函數(shù)用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；
校正部基于上述校正值對外部輸入的輸入信號進行校正；
將上述校正部校正后的輸入信號輸入至上述Δ∑調制部；
根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜來設定上述第1校正函數(shù)，其中，上述奇次諧波的頻譜是在上述校正部未對輸入信號進行校正的情況下通過對上述開關放大器的輸出或上述Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析所得到的頻譜。
全文摘要
本發(fā)明的Δ∑調制型數(shù)模轉換器具備查找表，預先存儲有用以表示外部輸入的輸入信號可取值的多個輸入值和根據(jù)各輸入值唯一確定的校正值之間的對應關系；非線性校正電路(6)，基于校正值對來自外部的輸入信號進行校正，通過非線性校正電路(6)所校正后的輸入信號被輸入至Δ∑調制部(1)，上述校正值是根據(jù)頻率為輸入信號頻率的奇數(shù)倍的奇次諧波的頻譜大小來設定的，該奇次諧波的頻譜是在非線性校正電路(6)未對作為輸入信號的正弦波進行校正的情況下對D類放大器(2)的輸出或Δ∑調制型數(shù)模轉換器本身的輸出進行頻率分析而得到的頻譜。因此，能夠以簡單的電路結構來抑制奇次諧波的發(fā)生，從而能夠提供可實現(xiàn)良好SNR及THD+N的Δ∑調制型數(shù)模轉換器。
文檔編號H03F3/217GK101611543SQ20078005174
公開日2009年12月23日 申請日期2007年12月27日 優(yōu)先權日2006年12月27日
發(fā)明者村橋善光 申請人:夏普株式會社