專利名稱：正交調制器及其校準方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種正交調制器、包括正交調制器的無線電通信設備和 校準該正交調制器或無線電通信設備的方法。
背景技術：
在正交調制器中，通常利用兩種常規(guī)方法之一來減小載波泄漏和抑 制邊帶。 一種方法取決于電路匹配、動態(tài)交換和多相濾波器的使用，所 有這些過程都在設計階段執(zhí)行。第二種方法處理有缺陷的芯片，但依賴 于芯片使用中用戶的校準方法。
在Mohindra等人的專利U. S. 6, 169, 463中揭示了第二種方法的一個 例子，公開了一種具有設定后不管(set and forget)的載波泄漏補償的正 交調制器。當向正交調制器供電時，通過使用同步檢測器測量同相和正 交支路內的載波泄漏。狀態(tài)機啟動信號發(fā)生器，將補償信號分別注入同 相和正交支路中，使得在這兩個支路內的DC偏移降低，從而減小載波泄 漏。然而，Mohindra沒有公開對于不想要的邊帶的抑制。Mohindra提出 了一個簡單的檢測方案，但可能難以實現(xiàn)，這是因為它沒有區(qū)別載波泄
漏和側音或其他誤差。此外，必需抑制的信號的大動態(tài)范圍需要以軟件 實現(xiàn)的麻煩和緩慢的"增益設置"和"誤差檢測"程序。
所希望的是使用最小的、低成本電路不僅抑制載波泄漏而且降低不 想要的邊帶。還希望盡量減少對適當的電路參數的搜索，以減少那些不 想要的電路參數。

發(fā)明內容
本發(fā)明的 一個方面涉及一種校準正交調制器的方法。這種方法包括 將第一測試音信號加到調制器的同相調制支路輸入端上以及將第一測試 音信號經90度相移的信號加到調制器的正交調制支路上；測量在調制器 的輸出信號中本機振蕩器(LO)饋通(feedthrough )的電平，并根據測 量結果調整基帶dc偏移電壓以使LO饋通最小化；將第二測試音信號加 到同相調制支路輸入端上以及將第二測試音信號經90度相移的信號加到 正交調制支路輸入端上；以及測量輸出信號內不想要的上邊帶頻率分量 的電平，并根據測量結果調整同相和正交調制支路的基帶增益和LO相位 誤差，以使不想要的邊帶最小化。
在這個優(yōu)選實施例中，輸出信號內本機振蕩器(LO)饋通電平或不想 要的邊帶的電平通過下列步驟測量將輸出信號的頻譜移位，使得下邊 帶頻率分量(LSB)下變頻為零IF;對經頻譜移位的信號進行濾波，使 LO饋通或諸如上邊帶之類的不想要的邊帶通過；以及測量經頻譜移位和 濾波的信號的振幅。
本發(fā)明的另 一個方面涉及一種包括同相調制支路和正交調制支路的 正交調制器。該同相調制支路接收模擬同相基帶信號作為輸入，該同相 調制支路包括第一dc偏移調整電路、第一基帶增益調整電路和第一混頻 器。該正交調制支路接收模擬正交基帶信號作為輸入，該正交調制支路 包括第二dc偏移調整電路、第二基帶增益調整電路和第二混頻器。本機 振蕩器裝置向第 一 混頻器提供本機振蕩器信號以及向第二混頻器提供本 機振蕩器信號經過相移的信號。求和器對第 一 和第二混頻器的輸出求和。 包絡檢測器對調制器的輸出信號進行檢測，并提供表示輸出信號的振幅 的信號。帶通濾波器對振幅信號進行濾波。信號強度指示器電路測量經 濾波的振幅信號的強度，并提供補償信號以調整本機振蕩器的相移以及 同相和正交基帶信號的dc偏移和基帶增益。
在這個優(yōu)選實施例中，該包絡檢測器是一種同步檢測器，而該信號 強度指示器是一種對數指示器。提供了一種裝置，用來將第一測試音信 號加到同相調制支路輸入端上以及將第一測試音信號經90度相移的信號
加到正交調制支路輸入端上。采用#卜償信號通過調整同相和正交調制支 路內的基帶dc偏移來使輸出信號內的載波泄漏最小化。然后，將第二測 試音信號加到同相調制支路輸入端上和將第二測試音信號經90度相移的
信號加到正交調制支路輸入端上。第二測試音的頻率基本上為第 一測試 音的頻率的二分之一 。采用補償信號通過調整同相和正交調制支路內的 基帶增益和本機振蕩器信號的相移來使輸出信號內不想要的上邊帶頻率 分量最小化。
優(yōu)選的同步包絡檢測器包括吉爾伯特單元(Gilbert cdl),在上支 路內具有至少一個差動晶體管對和在下支路內具有至少一個晶體管，所 述上、下支路相互連接，所述上、下支路均具有輸入端。 一個電阻器分 配器網絡連接在上支路的輸入端與下支路的輸入端之間。選擇該網絡的 電阻值，使得選定的、具有足以使上支路的晶體管飽和的信號電平的輸 入信號衰減成不會使下支路的晶體管飽和。 一個低通濾波器接到晶體管 的上支路上，所述檢測器的輸出信號在該低通濾波器提供。


圖1為現(xiàn)有技術的正交調制器的系統(tǒng)框圖。
圖2表示了在圖1的正交調制器內存在的各種不理想的情況。
圖3表示了雙音信號在時域內的波形。
圖4表示了現(xiàn)有技術的正交調制器在基帶輸入為測試音時在頻域內 的輸出頻譜。
圖5為按照優(yōu)選實施例的、包括校準調制器的電路的正交調制器的 系統(tǒng)框圖。
圖6表示了優(yōu)選的正交調制器在為了消除載波泄漏而在校正階段施 加第一測試音時在頻域內的輸出頻譜；
圖7表示了優(yōu)選正交調制器在為了消除不想要的邊帶而在第二校正 階段向讀調制器施加頻率為第一測試音的二分之一的第二測試音時在頻 域內的輸出頻譜；
圖8為在優(yōu)選實施例中所采用的包絡檢測器的電路圖。
圖9為在優(yōu)選實施例上所采用的信號強度指示器和帶通濾波器的電 路圖。
具體實施例方式
圖1示出了正交發(fā)射機8,它包括同相調制支路10和正交調制支路 12。同相支路10包括串聯(lián)配置的基帶dc偏移調整塊16、低通濾波器(LPF ) 18、基帶增益調整放大器(AG) 20和混頻器22?；祛l器22將同相信號 I (t)(承載數字信息的模擬信號)與由本機振蕩器(LO) 24產生的正弦 載波信號Aecos (cot)混頻。正交相位支路12包括串聯(lián)配置的dc基帶偏 移調整塊17、低通濾波器19、增益調整放大器21和混頻器23?；祛l器 23將正交信號Q (t)與由本機振蕩器24產生的、在理想情況下經諸如 鎖相環(huán)(PLL ) 26之類的相移電路移相90度的載波信號Assin (cot+小e)
混頻。(j)e表示相移誤差。
求和器28對混頻器22和23的輸出求加，求和器28的輸出饋送到 數字式可編程衰減器(ATT) 30。在這個優(yōu)選實施例中，發(fā)射機8對差動 信號進行操作，因此衰減器30的輸出饋送到變壓器32,該變壓器將該差 動信號轉換為單端信號，通過天線34將該信號輻射出去。
數字信號處理器(DSP) 36控制各個電路，諸如DC偏移調整塊16 和17、增益放大器20和21、 PLL26和衰減器30。 DSP36還執(zhí)行下面要 詳細說明的校準算法。
在如圖所示的正交發(fā)射機8和其他與之類似的正交發(fā)射機中存在一 些不完善或非理想情況。這些非理想情況特別是由于以下如圖2所示的 原因引起的
Aj， AQ分別為同相和正交支路內的基帶增益，它們可能不相等 V。p V。Q分別為同相和正交支路內的固有等值dc偏移電壓，它們可
Ae, As分別為同相和正交支路內的本機振蕩器振幅，它們可能不相
等
Vex:, Vos分別為同相和正交支路內的本機振蕩器等值偏移電壓，它 們可能不為零
(})e為本機振蕩器正交相位誤差
因此，發(fā)射信號s (t)可以寫成以下的一般形式 5W=柳)+W Wcc—W)+W+0禱+ W + W [ 1 ]
其中(OLo為本機振蕩頻率，而I(t)、 Q (t)為同相和正交信號，如以 上所說明的。
由式[l]可見，如果消除了這些非理想情況，s(t)就成為理想的正交 信號
I(t)cos( L0t)+Q(t)sin( LOt) [2〗 如果輸入基帶信號被定義為I(t)二VrCos(OBt)而Q(t)=VQsin(coBt),將式 [l]展開后可以得到三個主要項，如下
J/J^cco^吻(j-々F^co"叱。/十吻(j +爿2^2如7'"「{4>'>^叱。/+吻〃 [4] J/F/^cco""/^/-"" +」e Kg^co^f叱c^-吻(j"G7e^W"f"^X"z^-吻0 [5] 式[3]稱為本機振蕩器(LO)饋通或載波泄漏項，這是因為輸出頻譜的這 個分量集中在cou)。可見，如果dc偏移調整量在塊16和17能夠得到適 當的調整，則可以消除或降低LO饋通。
式[4]稱為"上邊帶"(upper side band USB)項，這是因為輸出頻譜 的這個分量集中在頻率c0u)+cdb,高于本機振蕩頻率。類似的是，式[5]稱 為"下邊帶，，(lower side band LSB)項，這是因為輸出頻譜的這個分量集 中在c^o-cob,低于本機振蕩頻率。
假設參數都是正的，則LSB將為較強的頻率分量，因此想要的信號 較強，而USB將為較弱的頻率分量，從而不想要的信號較弱。由式[4]可 見，基帶增益失配A一Aq、本機振蕩器電平失配Ac^As和本機振蕩器相 位誤差())e是造成殘余USB項的原因。對這些系統(tǒng)參數進行適當控制可以 使不想要的邊帶最小化。然而，在模擬域要將不想要的邊帶盡量減小到 小于50dBc需要基帶和高頻增益匹配達到0.05dB量級以及相位匹配達到 0.4度。常規(guī)的模擬電路不可能達到這樣的匹配程度。
本發(fā)明不是試圖通過改善布局或動態(tài)技術來改善匹配和相位控制， 而是測量輸出信號s (t)并且調整A!和Aq、 Vch和Voq、 (()e這些系統(tǒng)參 數，直到使LO饋通和USB分量最小化為止。這是通過充分利用LSB分 量的振幅通常比USB分量或LO饋通的大這一實際情況來實現(xiàn)的。圖3
例示了在時域的雙音信號40，它是兩個正弦分量之和AStcos ( stt) +Awecos (rowet)，其中第一分量具有比第二分量大得多的振幅。由圖3可 見，雙音信號40的包絡42 (示為點畫線)是正弦波，其振幅為弱信號的 振幅而頻率等于兩個音的頻率差。具體地說，雙音信號40的包絡可以寫 成Ast+Awecos ( stt-tDwet )。因此，例如如果較弱信號是USB分量而較強 信號是LSB分量，對這種雙音信號的包絡的測量就能夠有時機來調整系 統(tǒng)參數，以降低較弱的或不想要的信號的電平。
然而，實際上發(fā)射機的輸出s (t)不是二分量信號，而是有許多頻率 分量。圖4表示了 s (t)的典型頻譜。在這個圖中，中心軸位于本機振蕩 頻率的中心，例如lGHz。頻率分量44表示LO饋通，頻率分量46表示 LSB而頻率分量48表示USB。此外，還存在強和弱的三次諧波，分別如 分量50和52所示。因此，當輸出信號s (t)除了有想要的分量之外還具 有多個頻率分量時，這個優(yōu)選實施例要至少濾掉其中一些頻率分量，使 得基本上存在一個雙音信號。注意，振幅相對小的高次諧波不會顯著地 影響包絡的形狀。此外，由于高次諧波減小得比主信號快得多，因此用 戶就能通過適當選擇主信號電平來減小它們(例如，和圖4中一樣，LSB 的電平每減小ldB,三次諧波就下降3dB)。
圖5為按照本發(fā)明的優(yōu)選實施例設計的采用大動態(tài)范圍包絡檢測器 102、帶通濾波器104和信號強度指示器電路106的正交調制器100的系 統(tǒng)框圖。檢測器102設置在衰減器30的輸出端，用來在點A檢測s(t)。 檢測器102在點B提供表示s (t)的包絡的信號。這個包絡然后由帶通 濾波器104濾波，以便使應該是最小化的頻率分量通過(點C)。對數信 號強度指示器電路106測量通過的頻率分量的強度，并且提供信號108, 然后DSP 36使用該信號來調整該調制器的系統(tǒng)參數。
優(yōu)選的是，該調制器采用兩階段過程來校準。在第一階段，使LO饋 通最小化，而在第二階段使USB分量最小化，不過在可選的實施例中， 也可以按照相反次序來執(zhí)行這兩個階段。
在這個優(yōu)選的第一階段中，將第一測試音(例如為4MHz )加到發(fā)射 機的I和Q基帶輸入端(加到Q輸入端上的音與加到I輸入端上的音相 位差90度)。這些音由DSP36或者可選地由任何其他已知的音產生器生
成。在點A處的輸出頻i普如圖4所示，具有想要的LSB分量46以及較 小的LO饋通和USB分量44、 48再加上二次和三次諧波分量。包絡檢測 器102主要是移位經檢測的s (t)的頻譜，如圖6所示在點A使得LSB 分量46移位到零頻率，使LO饋通分量44移位到測試音的頻率(4MHz )， 而使USB分量48移位到為測試音頻率兩倍的頻率。帶通濾波器104優(yōu)選 地被配置成尖銳通帶的中心位于4MHz，其基本上只讓LO饋通(如圖 6中示意性所示)44通過，因此控制了各其他不想要的分量的出現(xiàn)。對 數信號強度指示器106測量LO饋通44的電平，產生由DSP 3 6使用來使 LO饋通44最小化的信號。LO饋通44(即使它可能是由于通過芯片基板 的泄漏所引起的)也可以通過調整DC偏移電壓Vo!和Voq使得LO饋通 44在點A處抵消而使該LO饋通44成為零。注意，V0I和Vw是相互獨 立的，需要分別使它們?yōu)榱?，因此需要進行二維搜索，以便為各DC偏移 找出最佳值。
在校準過程的第二階段中， 一旦使LO饋通44最小化了，就將頻率 為第一測試音的二分之一的第二測試音(例如，2MHz)加到調制器的I 和Q基帶輸入端。在通過包絡檢測器102后，在點C處的頻譜與圖7所 示類似，其中通過將第二測試音信號的值加倍而使USB分量48與LSB 分量46分開。這就允許能夠使用非常相同的帶通濾波器106來基本上只 將USB分量48 (如圖7示意性地例示的那樣)傳播到對數信號強度指示 器106。信號強度指示器106產生信號108, DSP36使用該信號來在增益 調整塊20、 21調整基帶增益A!或As以及在PLL 26調整本機振蕩器相位 誤差，以便使USB分量最小化。這也需要進行二維搜索。
校準過程呈現(xiàn)為"設定后不管"型。它可以在調制器加電時施行， 也可以在一些諸如不活動的時隙之類的離散時刻施行。沒有必要持續(xù)地
調整這些系統(tǒng)參數。
注意，帶通濾波器104將減小強的三次諧波失真分量50的影響。然 而，弱的三次諧波分量52在包絡檢測器后直接落在邊帶信號48上。這 個失真結果的電平通常超過60dBc,不大會導致任何問題。它的電平在校 準階段期間隨著主測試音信號I (t)和Q (t)每減小ldB,就能夠被降 低3dB。
帶通濾波器可以設置在包絡檢測器前，但需要用成本高到不切實際 的高Q濾波器。本技術領域的技術人員可以理解，帶通濾波器可以是設 置在檢測器后的可編程帶通濾波器，以濾出不想要的邊帶和諧波結果。
在這個優(yōu)選實施例中，調制器100由于一系列原因提供大的動態(tài)范
圍能力。首先，RF輸出電平可能需要是可編程的，這就是為什么正交調 制器100要包括衰減器30的原因。該檢測器電路優(yōu)選的是對衰減后的信 號檢測，以在傳遞點使信號非理想的程度最小化。結果，LSB分量46的 電平就可劇烈地改變。
第二，所希望的是相當大地減小檢測的頻率分量(例如LO饋通或 USB分量48)的電平，例如從作為起點的15dBc減小到50dBc。由于輸 出衰減器RF電平調整的原因導致增加了主信號的變化(例如25dB),檢 測的信號的動態(tài)范圍就能夠相當大，例如為75dB。例如，假設常規(guī)為 -20dBm。如果是在1.5GHz的電平，使用25dB的芯片上可編程衰減器并 要求邊帶抑制為50dB,則信號強度指示器106應該對-20dBm到-95dBm 的信號敏感。為了以一致的準確度來測量這種變化著的信號，優(yōu)選的是 把信號強度指示器106實現(xiàn)為對數放大器/檢測器，如下面要詳細說明 的。
第三，由于存在各個不想要的頻率分量，就會出現(xiàn)一個問題。這些 頻率分量同時被檢測但由不同的機制控制。優(yōu)選的是，通過利用如前面 所說明的尖銳帶通濾波器再后接對數檢測器的限幅器來解決這個問題。 帶通濾波器104預選要最小化的頻率分量，而限幅器有效地消除能夠降 低測量準確度的其他不想要的信號。該限幅器在存在兩個或更多個信號 時只捕獲其中稍強的信號。
圖8為包絡檢測器102的優(yōu)選實施例的電路圖。該電路部分地基于 吉爾伯特單元，提供大得多的動態(tài)范圍，并且提供比諸如基于二極管的 檢測器之類的常規(guī)包絡檢測器優(yōu)越的信噪比。該電路包括上支路(upper tree) 114,它包括兩個差動晶體管對116和118,這兩個差動晶體管對包 括晶體管q2a、 Q3A、 q2b和Q犯。電路110還包括下支路(lowertree) 120, 它包括第二組晶體管Q，a和Q1B。如圖所示上支路114連接到下支路120。
差動輸入信號直接在輸入端Vj和V:加到上支路114的晶體管的基
極上。差動輸入信號由電阻器分配器網絡R2A、 R3A、和Rm、 R犯高度衰
減后，饋送到下支路120的晶體管的基極。下支路120與上支路114相 比為高度簡并的。上支路晶體管硬切換，而簡并的下支路晶體管看到輸 入信號和它的包絡。再采看圖3，該上支路只看到信號40的零相交而并 不知道包絡42。該下支路看到整個信號40。
因此，該上、下支路114、 120用作乘法器。在這種模式下，'加到上 支路114上的輸入信號的信號電平超過晶體管的門限電壓VT (通常約為 4VT,其中VT-25mVpp),而加到簡并的下支路120上的輸入信號的振幅
由于R2A、 R3A、和R犯、R3B的衰減器的作用比門限電壓低很多(假設R4
為O歐姆)。上支路晶體管飽和，并且因此硬切換，使得電流流過上支路 的一側或另一側，取決于輸入信號的極性。這示意性地用方波串122表 示。相反，簡并的下支路120的晶體管不是硬切換，并且該下支路起著
放大器的作用，由于存在R4其進一步被線性化，從而Q!a和Qm的集電
極中的電流是加到它們的基極上的電壓的再現(xiàn)。[這示意性地用正弦信號 124表示]。然而，由于上支路晶體管的硬切換，Q,a和Qm中的集電極的
電流被斬波了。在輸出端上，Q2A、 q3a和Q犯、Q犯都具有正極性，因此
有效地將輸入信號乘以同步方波，如示意性地由信號126所示。
一組包括Rm、 C2A, R5A、 C1A+C1B， R5B、 C1A+C1B,以及R^b、 C2B 的低通濾波器對結果進行平均，使得在V。/和V。ut—上輸出的是如圖3所 示的差動低頻信號42。因此，電路102的輸出表示輸入信號的包絡。凈 結果在于該電路使輸入信號的頻譜容量移位，使得想要的分量(在這 個例子中為LSB項)的頻率下變頻到零IF。 R1A、 R2A、 R3a和R,b、 R2B、 R犯加上R4的組合不是常規(guī)的吉爾伯特單元的部件，針對最佳同步檢測 器操作，該組合為上支路提供同時偏置以及為下支路提供偏置加衰減。
圖9為信號強度指示器108的優(yōu)選實施例的電路圖。這個電路采用 了串接的級聯(lián)放大器130、 132,如在該技術領域所知，本身提供基本上 等于輸入信號的對數的輸出信號。這使得值的線性范圍(例如1到5伏) 可以表示105量級的輸入信號電平的變化。低通濾波器134結合附加放大 器136并入到反饋路徑中。這個電路有效地提供了圖5中的帶通濾波器 104,其低拐點頻率由R和C的值確立而高拐點頻率由級聯(lián)串接的放大器
的帶寬設定。這形成了一階帶通濾波器。在圖9的同步檢測器與輔助檢 測器之間還可以設置高階可調有源濾波器。
以上示出和說明了以差動信號進行工作的優(yōu)選實施例。本領域技術
人員可以理解的是這個優(yōu)選實施例可以很容易地改變成以單端信號進 行工作。類似，根據本發(fā)明的精神實質可以對在這里所說明的實施例進 行許多其他方面的修改。
權利要求
1.一種同步包絡檢測器，包括a)吉爾伯特單元，在上支路內具有至少一個差動晶體管對和在下支路內具有至少一個晶體管，所述上、下支路相互連接，所述上、下支路均具有輸入端；b)電阻器分配器網絡，連接在上支路的輸入端與下支路的輸入端之間，選擇該網絡的電阻值，使得選定的、具有足以使上支路的晶體管飽和的信號電平的輸入信號衰減成不會使下支路的晶體管飽和；以及c)低通濾波器裝置，連接到晶體管的上支路，所述檢測器的輸出信號在低通濾波器提供。
2. —種按照權利要求1所述的檢測器，其中所述下支路具有兩個BJT 晶體管，并且一個電阻器連接在所述兩個晶體管的發(fā)射極之間。
3. —種按照權利要求1所述的檢測器，包括使上支路的各晶體管偏 置的裝置。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種正交調制器和一種通過將第一測試音信號加到調制器的同相調制支路輸入端上以及將第一測試音信號經90度相移的信號加到調制器的正交調制支路上來校準這種正交調制器的方法。對調制器的輸出信號內的載波泄漏電平進行測量，根據測量結果調整基帶dc偏移電壓，以使載波泄漏最小化。再將第二測試音信號加到同相調制支路輸入端上和將第二測試音信號經90度相移的信號加到正交調制支路輸入端上。對輸出信號內不想要的上邊帶頻率分量的電平進行測量，根據測量結果調整同相和正交調制支路的基帶增益和本機振蕩器相位誤差，以使不想要的邊帶最小化。
文檔編號H03C3/40GK101355343SQ20081013088
公開日2009年1月28日 申請日期2004年4月20日 優(yōu)先權日2003年4月24日
發(fā)明者A·帕薩, A·法福里, A·福托瓦特-阿馬迪, E·里烏, M·耶納比, S·哈恩 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司