專利名稱：頻率轉(zhuǎn)換器以及使用其的接收器和發(fā)射器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及RF信號頻率轉(zhuǎn)換器，以及使用該RF信號頻率轉(zhuǎn)換器的 接收器和發(fā)射器。
背景技術(shù)：
接收或發(fā)射射頻(RF)信號的無線終端使用頻率轉(zhuǎn)換器。例如，接收 器使用下變頻器混合接收到的RF信號與本機振蕩器(LO )信號以產(chǎn)生接 收的基帶信號。發(fā)射器使用上變頻器混合發(fā)射基帶信號與LO信號以產(chǎn)生 發(fā)射RF信號。
可以使用通過與基帶處理單元相同的CMOS工藝形成的集成電路 (IC)來實現(xiàn)互補金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)頻率轉(zhuǎn)換器?；鶐幚韱?元處理接收的基帶信號和發(fā)射基帶信號。因此，這使得可以將模擬信號處 理單元和數(shù)字信號處理單元并入到一個芯片中。將兩個單元集成到一個芯 片中使無線終端更緊湊也更便宜。
眾所周知，因為大電流流動通過CMOS混頻器中的開關(guān)晶體管對，所 以使用有源雙平衡CMOS混頻器的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生了相對大的低 頻閃爍噪聲(1/f噪聲)。使用無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS頻率轉(zhuǎn) 換器可以解決閃爍噪聲問題。
當使用無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器用于接收器中 時，在CMOS混頻器的前級，用于電壓-電流轉(zhuǎn)換的輸入級提供了接收的 差分RF信號，在后級是放大器(輸出)級例如電流-電壓轉(zhuǎn)換放大器。CMOS 混頻器包括在其柵極接收差分LO信號并重復(fù)實施互補開啟/關(guān)斷操作的 MOS晶體管對(開關(guān)晶體管對)。實際上，4艮難實施開關(guān)晶體管對的完全互補的打開/關(guān)斷操作，并因此會出現(xiàn)兩個晶體管在瞬間同時開啟的情 況。如果兩個晶體管都開啟，放大器級中的輸入轉(zhuǎn)換噪聲就會通過晶體管 (或通過作為輸入電阻的兩個晶體管的導(dǎo)通電阻)輸入到放大器級，這會
放大噪聲。更具體而言，放大器級是具有反饋電阻器Rf的運算放大器。 如果晶體管對的每個晶體管的導(dǎo)通電阻為Rs，那么噪聲會通過放大器級增 加至Rf/2Rs倍(噪聲增益) 由于反饋電阻的電阻Rf大于MOS晶體管 的導(dǎo)通電阻的電阻Rs，因此噪聲增益Rf/2Rs非常大。
Paulo G. R. Silva等人在2006年二月的IEEE國際固態(tài)電路^i義發(fā)表 的"An 118 dB DR CT IF-to畫Baseband ￡ A Modulator for AM/FM/IBOC Radio Receiver"(下文中簡稱為相關(guān)領(lǐng)域)公開了在開關(guān)晶體管對的輸入 級側(cè)(漏極側(cè))中插入具有Rin的電阻的電阻對的配置。雖然并未設(shè)計此 配置用于降低噪聲增益，但是實際上電阻對增加了上述噪聲源的輸入電阻 而且輸入電阻達到了 2 ( Rs + Rin)，結(jié)果噪聲增益降低到Rf/2 (Rs + Rin )。
在相關(guān)領(lǐng)域中公開的配置中，除非從輸入級側(cè)觀察到的電阻中的增加 的Rin遠小于輸入級中包括的電流源的輸出電阻(阻抗)，否則，電流源 處產(chǎn)生的電流會分流到輸出電阻，從而降低信號增益。如上所述，如果放 大器級為具有電阻為Rf的反饋電阻的運算放大器，那么電阻Rf通常為約 幾kQ而電阻Rin幾乎擁有相同的電阻。由于輸入級中的電流源的輸出電 阻為約最多幾百Q(mào),因此分流電流不可避免，這會降低信號增益。而且， 由于在開關(guān)晶體管對的輸入級側(cè)插入了電阻，因此輸入級側(cè)與放大器級側(cè) (源極側(cè))之間的阻抗差異大。在該情況下，本才幾振蕩器信號輸入到開關(guān) 晶體管的柵極而由晶體管的寄生電容產(chǎn)生的漏極電流增加，這造成了閃爍 噪聲增加的問題。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種頻率轉(zhuǎn)換器，包括電壓-電流轉(zhuǎn)換 器電路，分別將正相輸入電壓信號和負相輸入電壓信號轉(zhuǎn)換為正相輸入電 流信號和負相輸入電流信號；開關(guān)電路，根據(jù)正相^I^;L振蕩器信號和負相本機振蕩器信號在所述正相輸入電流信號與所述負相輸入電流信號之間切
換以產(chǎn)生正相輸出電流信號和負相輸出電流信號；放大器電路，電流-電壓 轉(zhuǎn)換并方文大所述正相輸出電流信號和負相輸出電流信號以產(chǎn)生正相輸出電 壓信號和負相輸出電壓信號；以及多個CR電路，至少被插入在所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路與所述開關(guān)電路之間或所述開關(guān)電路與所皿大器電路之 間，所述多個CR電路中的每一個包括高頻分量通過的至少一個電容器和 低頻噪聲分量通過的至少 一個電阻。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種頻率轉(zhuǎn)換器，包括電壓-電流轉(zhuǎn) 換器電路，分別將正相輸入電壓信號和負相輸入電壓信號轉(zhuǎn)換為正相輸入 電流信號和負相輸入電流信號；開關(guān)電路，根據(jù)正相^^幾振蕩器信號和負 相本機振蕩器信號在所述正相輸入電流信號與所述負相輸入電流信號之間
切換以產(chǎn)生正相輸出電流信號和負相位輸出電流信號；放大器電路，電流-電壓轉(zhuǎn)換并放大所述正相輸出電流信號和負相輸出電流信號以產(chǎn)生正相輸 出電壓信號和負相輸出電壓信號；以及兩個電阻，被設(shè)置在所g大器電 路的前面并且所述正相輸出電流信號或所述負相輸出電流信號分別通過所 述電阻。


圖l為才艮據(jù)第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器的框圖2為圖1的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器的電路圖3為圖1中的輸入級的具體電路的電路圖4為圖1中的放大器級的具體電路的電路圖5為根據(jù)第二實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器的電路圖6為根據(jù)第三實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器的電路圖7為才艮據(jù)第四實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器的電路圖8為根據(jù)第五實施例的接收器的框圖；以及
圖9為根據(jù)第六實施例的發(fā)射器的框圖。
具體實施例方式
下面將參考附圖解釋本發(fā)明的實施例。 (第一實施例)
如圖1中所示，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器包括輸 入級100、 CMOS混頻器200、和放大器級300。輸入級100通過電壓-電 流轉(zhuǎn)換差分輸入電壓信號IN產(chǎn)生差分輸入電流信號Iin。 COMS混頻器 200通過組合差分輸入電流信號Iin和差分本機振蕩器信號LO產(chǎn)生差分輸 出電流信號Iout。放大器級300通it^L大差分輸出電流信號lout產(chǎn)生差分 輸出電壓信號OUT。下面，將解釋第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器用于 下變頻的情況。CMOS頻率轉(zhuǎn)換器可用于上變頻。
如圖2中所示，輸入級100包括(電壓控制的)電流源110，其才艮據(jù) 差分輸入電壓信號IN的電壓(或正相輸入電壓信號IN +與負相輸入電壓 信號IN-之間的電壓差)產(chǎn)生電流。電阻器R10等價地代表電流源110 的輸出阻抗。實際上并沒有連接電阻器R10。電流源IIO產(chǎn)生的電流用作 到CMOS混頻器200的差分輸入電流信號Iin。通常，為了從差分輸入電 流信號Iin中消除直流分量，會在輸入級100的輸出側(cè)上提供電容器。然 而，如后面所述，在第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，混頻器200中的 CR電路201和202會消除差分輸入電流信號Iin中所包括的直流分量。因 此，如圖2中所示，不需要在第一實施例的輸入級100中提供用于消除直 流分量的電容器。
而且，如圖3中所示，輸入級100的具體實例包括MOS晶體管M51 和M52、電流源150、負載電阻器R51和R52、以;S^饋電感器L51和 L52。
MOS晶體管M51在其柵極接收正相輸入電壓信號IN +并在其漏極輸 出正相輸入電流信號Iin + 。 MOS晶體管M52在其柵極接收負相輸入電壓 信號IN -并在其漏極輸出負相輸入電流信號Iin -。負載電阻R51和R52 分別連接在電源與MOS晶體管M51和M52的漏極之間。負載電阻R51 和R52的電阻遠高于后面所述的開關(guān)晶體管的導(dǎo)通電阻，并由此提供了MOS晶體管M51、 M52可以操作的操作點。
MOS晶體管M51和M52的源極以公共連接的方式分別通過反饋電感 器L51和L52連接到電流源150。電流源150是實施控制以使MOS晶體 管M51和M52中的漏極電流之和為常量的尾電流源。
如圖2中所示，其為無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS混頻器200 包括分別在兩個開關(guān)晶體管對MS11 - MS12和MS13 - MS14的前面提供 的CR電路201和202，根據(jù)信號頻率選擇CR電路201和202的信號通 路。開關(guān)晶體管對MS11 - MS12和MS13 - MS14根據(jù)提供給柵極的差分 LO信號重復(fù)實施互補的開啟/關(guān)斷操作。更具體而言，當MOS晶體管MS11 和MS14開啟時，MOS晶體管MS12和MS13關(guān)斷。當MOS晶體管MS11 和MS14關(guān)斷時，MOS晶體管MS12和MS13開啟。當MOS晶體管MS11 和MS14開啟時，MOS晶體管MS11的漏極電流作為正相輸出電流信號 lout+輸入到放大器級300，而MOS晶體管MS14的漏極電流作為負相輸 出電流信號lout-輸入到放大器級300。當MOS晶體管MS12和MS13 開啟時，MOS晶體管MS13的漏極電流作為正相輸出電流信號lout +輸 入到放大器級300,而MOS晶體管MS12的漏極電流作為負相輸出電流 信號lout -輸入到放大器級300。
由于CR電路202的配置與CR電路201的配置相同，因此，下面只 解釋CR電路201。在下面的解釋中，通過把參考標號當作相應(yīng)的標號并 把正相當作負相，將會理解CR電路202。
CR電路201包括電阻器Rll和電容器Cll和C12。電容器Cll和 C12分別從輸入級100并行接收正相輸入電流信號Iin +并將電流信號Iin +輸入到開關(guān)晶體管對MS11和MS12。希望電容器Cll和C12的電容相 同。在下面的解釋中，使每個電容器的電容為C。電阻Rll連接了電容器 Cll和MOS晶體管MS11之間的節(jié)點與電容器C12和MOS晶體管MS12 之間的節(jié)點。
來自輸入級100的包括高頻信號分量的正相輸入電流信號Iin +和來 自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的包括低頻噪聲分量的噪聲信號流入CR電路201。在CR電路201中，提供通過電容器Cll和/或C12的信 號通路用于正相輸入電流信號Iin +而提供通過電阻器Rll的信號通路用 于噪聲信號。具體而言，在RF頻率處，構(gòu)成CR電路201的電容器Cll 和C12的阻抗遠低于電阻器R11的電阻R。也就是，通過電壓-電流轉(zhuǎn)換 RF頻帶內(nèi)的差分輸入電壓信號IN獲得的正相輸入電流信號Iin+主要通過 電容器Cll和/或C12并被輸入到MS11和/或MS12。此時，電容器Cll 和/或C12消除了正相輸入電流信號Iin +的直流分量。相反，來自放大器 級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的頻率遠低于RF頻率，由此增 加了電容器Cll和C12的阻抗，這幾乎阻止了噪聲信號的通過。因此，來 自輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號主要通過下列通路MS11 —R11 — MS12。
如圖2中所示，放大器級300為反饋放大器電路，其反饋部件303和 304被連接到運算放大器301。下面，將基于連接了電阻值為Rf的電阻作 為反饋部件303和304的假設(shè)來給出解釋。本實施例并不局限于此。例如， 可以連接電容器以構(gòu)成積分器其它部件或電路，或連接電容器構(gòu)成濾波器。 也就是，只要放大器級300為電流到電壓轉(zhuǎn)換放大器，就可以采用任何配 置。雖然通過將放大器級300中的噪聲轉(zhuǎn)換為輸入噪聲來等價地表示輸入 轉(zhuǎn)換噪聲源302，但是實際上這樣的信號源并沒有被連接到運算放大器 301。
而且，如圖4中所示，放大器級300的具體配置包括MOS晶體管M61 和M62、電流源I60、反饋部件303和304、 MOS晶體管M63和M64、 以及電阻R61和R62。
MOS晶體管M61在其槺極接收正相輸出電流信號lout +并在其漏極 輸出正相輸出電壓信號OUT + 。 MOS晶體管M62在其柵極接收負相輸出 電流信號lout -并在其漏極輸出負相輸出電壓信號OUT -。由MOS晶體 管M63和M64和負載電阻R61和R62構(gòu)成的負載電路被連接在電源與 MOS晶體管M61和M62的漏極之間。
反饋部件303被連接在MOS晶體管M61的柵極與MOS晶體管M62
ii的漏極之間。反饋部件304被連接在MOS晶體管M62的柵極與MOS晶 體管M61的漏極之間。MOS晶體管M61和M62的源極共同連接到電流 源160。電流源160是尾電流源，其實施控制以使MOS晶體管M61和M62 的漏極電流的總和為常量。
下面，將針對來自輸入級100的差分輸入電流信號Iin和來自放大器 級300中的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的信號通路，來解釋圖2的 CMOS混頻器200的操作。
差分輸入電流信號Iin通過CR電路201和202并被輸入到輸出差分 輸出電流信號lout的開關(guān)晶體管對MS11 - MS12和MS13 - MS14。在CR 電路201和202中，將使用CR電路201作為實例解釋差分輸入電流信號 Iin通過的通路及通路的阻抗。
首先，考慮開關(guān)晶體管對MS11 - MS12互補地操作以及一個晶體管開 啟而另一個關(guān)斷的情況。此時，由于沒有信號流入關(guān)斷的MOS晶體管， 通過其中串聯(lián)連接的電容器和電阻器并聯(lián)連接電容器的通路的正相輸入電 流信號Iin +流入開啟的MOS晶體管。例如，如果MOS晶體管Mil開啟， 那么通過其中串聯(lián)連接的電容器C12和電阻器Rll并聯(lián)連接電容器Cll 的通路的正相輸入電流信號Iin +流入開啟的晶體管MSll。通路的阻抗可 通過下列公式(1)表示
丄1+sCR
^ 2 + sCR (1)
實際上，由于正相輸入電流信號Iin +是RF頻帶內(nèi)的信號，因此其遵 循11 1/8(:。由于在7>式(1)中1 + sCRN2 + sCR,因此阻抗約為1/sC。 由此，正相輸入電流信號Iin +幾乎不通過電阻器Rll而大多數(shù)信號Iin + 通過電容器Cll并輸入到MOS晶體管MSll。
因此，在CR電路201中，正相輸入電流信號Iin +通過的通路的阻抗 遠低于電流源110的輸出阻抗RIO。因此，在相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)發(fā)現(xiàn)的信號電流 分流的問題不會再出現(xiàn)，這使電流源IIO產(chǎn)生的大部分電流能夠作為正相輸入電流信號Iin +輸入到開關(guān)晶體管對MS11 -MS12。也就是，歸因于 信號電流分流的信號增益的降低得到了抑制。
此外，在相關(guān)領(lǐng)域中，由自開關(guān)晶體管對觀察的輸入級側(cè)的阻抗與歸 因于插入的電阻的放大器級側(cè)的阻抗之間的不平衡造成了大的閃爍噪聲。 如上所述，在圖2的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于開關(guān)晶體管對MS11-MS12的輸入級100側(cè)上的阻抗1/sC遠低于電阻Rll，因此在正相輸入電 流信號Iin +中不會出現(xiàn)不平衡，這會抑制閃爍噪聲。
當開關(guān)晶體管對互補操作時，噪聲信號不是問題。由此，將針對用于 噪聲信號的CR電路201中的信號通路，來解釋開關(guān)晶體管對的兩個晶體 管瞬時開啟的情況。
當噪聲信號由晶體管MS11輸入，通過CR電路201，并輸出到MOS 晶體管MS12時，可以在CR電路201中考慮兩個備選通路。它們是通過 電阻Rll的通路和通過串聯(lián)連接的電容器Cll和C12的通路。然而，如 上所述，因為噪聲信號具有低頻率，電容器Cll和C12的阻抗會增加并變 得比電阻Rll的電阻R更高。因此，選擇通過電阻器Rll的通路。也就 是說，噪聲信號幾乎不流過通過電容器Cll和C12的通路而主要流過通過 電阻器Rll的通路，這使通路的阻抗接近R。
因此，如果每個MOS晶體管MS11和MS12的導(dǎo)通電阻的電阻值為 Rs，那么噪聲信號輸入到具有電阻值為R + 2Rs的輸入電阻的運算放大器 301。也就是，放大器級的噪聲增益為Rf/(R + 2Rs)。通常，導(dǎo)通電阻的 電阻值Rs為約幾Q ，每個反饋部件303和304的電阻值Rf為約幾kQ ， 而電阻Rll的電阻值R幾乎與電阻值Rf相同。由此，噪聲增益不會非常 大而且相對于常規(guī)實例中的噪聲增益Rf/2Rs得以被顯著降低。
如上所述，第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣的，其中，在CMOS 混頻器中的開關(guān)晶體管對前面提供了 CR電路，該CR電路選擇通過電容 器的信號通路用于包括高頻信號分量的差分輸入電流信號而選擇通過電阻 的信號通路用于包括低頻噪聲分量的噪聲信號。因此，在第一實施例的 CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于差分輸入電流信號可以沿低阻抗通路通過CR
13電路，因此，不僅抑制了由輸入級中的電流分流所造成的信號增益的降低， 而且還抑制了由開關(guān)晶體管對的輸入和輸出處的阻抗之間的不平衡所引起 的閃爍噪聲的增加。而且，當開關(guān)晶體管對的兩個晶體管同時開啟而來自
放大器級的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源的噪聲信號通過CR電路時，由于提供了通過 電阻的通路，到放大器級的輸入電阻會增加，這會抑制噪聲增益。而且， 在第一實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于CR電路中的電容器接收來自 輸入級的差分輸入電流，因此不需要在輸入級中提供消除直流分量的電容 器。
(第二實施例)
如圖5中所示，根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣 的，其中，使用輸入級110代替了圖2的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中的輸入級 100而用CMOS混頻器210代替了圖2的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中的混頻器 200。在圖5中，與圖1中相同的部分用同樣的參考標號指示，并將針對圖 5與圖1之間的差別做出解釋。將解釋第二實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器用 于下變頻的情況。CMOS頻率轉(zhuǎn)換器可用于上變頻。
在圖5的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，輸入級110將差分輸入電壓信號IN 電壓-電流轉(zhuǎn)換為差分輸入電流信號Iin。 COMS混頻器210組合差分輸 入電流信號Iin與差分本機振蕩器信號LO，由此產(chǎn)生差分輸出電流信號 Iout。放大器級300放大差分輸出電流信號lout,由此產(chǎn)生差分輸出電壓 信號OUT。
如圖5中所示，輸入級110包括(電壓控制的)電流源120，其根據(jù) 差分輸入電壓信號IN的電壓(正相輸入電壓信號IN +和負相輸入電壓信 號IN -之間的差)產(chǎn)生電流。電阻R20等價地代表電流源120的輸出阻抗。 實際上并沒有連接電阻R20。電流源120產(chǎn)生的電流通過直流消除電容器 C25和C26并用作CMOS混頻器210的差分輸入電流信號Iin。
如圖5中所示，其為無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS混頻器210 包括分別在兩個開關(guān)晶體管對MS21-MS22和MS23-MS24的前面的 CR電路221和222，根據(jù)信號頻率選擇每個CR電路221和222的信號通路。開關(guān)晶體管對MS21 - MS22和MS23 - MS24根據(jù)提供給柵極的差分 LO信號重復(fù)實施互補的開啟/關(guān)斷操作。更具體而言，當MOS晶體管MS21 和MS24開啟時，MOS晶體管MS22和MS23關(guān)斷。當MOS晶體管MS21 和MS24關(guān)斷時，MOS晶體管MS22和MS23開啟。當MOS晶體管MS21 和MS24開啟時，MOS晶體管MS21的漏極電流作為正相輸出電流信號 lout +輸入到放大器級300，而MOS晶體管MS24的漏極電流作為負相輸 出電流信號lout -輸入到放大器級300。當MOS晶體管MS22和MS23 開啟時，MOS晶體管MS23的漏極電流作為正相輸出電流信號Iout +輸 入到放大器級300，而MOS晶體管MS22的漏極電流作為負相輸出電流 信號lout -輸入到放大器級300。
由于CR電路212的配置與CR電路211的配置相同，因此，下面只 解釋CR電路211。在下面的解釋中，通過把參考標號當作相應(yīng)的標號并 把正相當作負相，將會理解CR電路212。
CR電路211為這樣的電路，其中并聯(lián)連接的電阻R21和電容器C21 和并聯(lián)連接的電阻R22和電容器C22并行接收正相輸入電流信號Iin + 。 希望電阻R21的電阻值與電阻器R22的電阻值相等，而電容器C21的電 容與電容器C22的電容相等。在下面的解釋中，使每一個電R21和R22 的電阻值為R而4吏每一個電容器C21和C22的電容為C。
來自輸入級110的包括高頻信號分量的正相輸入電流信號Iin +和來 自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的包括低頻噪聲分量的噪聲信號流 入到CR電路211中。在CR電路211中，提供通過電容器C21和/或C22 的信號通路用于正相輸入電流信號Iin +而提供通過電阻器R21和R22的 信號通路用于噪聲信號。更具體而言，在RF頻率處，構(gòu)成CR電路211 的電容器C21和C22的阻抗遠低于電阻R21和R22的電阻值R。也就是， 通過電壓-電流轉(zhuǎn)換RF頻帶內(nèi)的差分輸入電壓信號IN獲得的正相輸入電 流信號Iin +通過電容器C21和/或C22并流入MS21和/或MS22。相反， 來自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的頻率遠低于RF頻 率，這會增加電容器C21和C22的阻抗，結(jié)果是噪聲信號幾乎不通過。因此，來自輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號主要通過電阻R21和R22。
下面，將針對來自輸入級110的差分輸入電流信號Iin的信號通路和
來自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的信號通路，來解釋
圖5的CMOS混頻器210的操作。
差分輸入電流信號Iin通過CR電路211和212并被輸入到輸出差分
輸出電流信號lout的開關(guān)晶體管對MS21 - MS22和MS23 - MS24。在CR
電路211和212中，將使用CR電路211作為實例解釋差分輸入電流信號
Iin通過的通路及其阻抗。
由于正相輸入電流信號Iin +通過的通路包括并聯(lián)連接的具有電容C
的電容器和具有電阻值R的電阻器，因此其阻抗可通過下列公式(2)表
示
<formula>formula see original document page 16</formula> (2)
如上所述，由于正相輸入電流信號Iin +為RF頻帶內(nèi)的信號，因此遵 循l + sCR —sCR，并由此阻抗約為1/sC。因此，正相輸入電流信號1^ + 幾乎不通過電阻而大多數(shù)的信號Iin +通過電容器并被輸入到MOS晶體管。
在CR電路211中，正相輸入電流信號Iin +通過的通路的阻抗(— 1/sC)遠低于電流源120的輸出阻抗R20。因此，在相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)發(fā)現(xiàn)的信 號電流分流的問題不會出現(xiàn)，這允許電流源120所產(chǎn)生的大多數(shù)電流作為 正相輸入電流信號Iin +輸入到開關(guān)晶體管對MS21-MS22。也就是，抑 制歸因于信號電流分流所引起的信號增益的降低。
此外，在相關(guān)領(lǐng)域中內(nèi)，歸因于開關(guān)晶體管對的輸入級側(cè)的阻抗和放 大器級側(cè)的阻抗之間的不平衡而造成了大的閃爍噪聲。如上所述，在圖5 的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于開關(guān)晶體管對MS21 -MS22的輸入級110 側(cè)上的阻抗1/sC非常低，因此在正相輸入電流信號Iin +中不會出現(xiàn)不平 衡，抑制了閃爍噪聲。當開關(guān)晶體管對互補操作時，噪聲信號不是問題。因此，將針對用于
噪聲信號的CR電路211中的信號通路來解釋開關(guān)晶體管對的兩個晶體管 瞬時開啟的情況。
在CR電路211中，噪聲信號通過并聯(lián)連接的電阻R21和電容器C21 并接著通過并聯(lián)連接的電阻R22和電容器C22。由于噪聲信號具有低的頻 率，所以電容器C25的阻抗增加，因此可以忽略到輸入級110側(cè)的信號泄 漏。如上所述，由于噪聲信號具有低的頻率，因此電容器C21和C22的阻 抗會增加而且變得比電阻器R21和R22的電阻值R更高。因此，在CR 電路211中，選擇通過電阻器R21和R22的通路。也就是，噪聲信號幾乎 不流過通過電容器C21和C22的通路而主要流過通過電阻器R21和R22 的通路，這使通路的阻抗接近2R。
因此，如果每一個MOS晶體管MS21和MS22的導(dǎo)通電阻的電阻值 為Rs，那么噪聲信號輸入到具有電阻值為2R + 2Rs的輸入電阻的運算放 大器301。也就是，放大器級300的噪聲增益為Rf/ (2R + 2Rs)。通常， 導(dǎo)通電阻的電阻值Rs為約幾Q ，每個反饋部件303和304的電阻值Rf為 約幾kQ，而每個電阻器R21和R22的電阻值R幾乎與電阻值Rf相同。 因此，噪聲增益不會非常大而且相對于常規(guī)實例中的噪聲增益Rf/2Rs得以 顯著降低。
如上所述，第二實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣的，其中，在CMOS 混頻器中的開關(guān)晶體管對前面提供了 CR電路，該CR電路選擇通過電容 器的信號通路用于包括高頻信號分量的差分輸入電流信號而選擇通過電阻 的信號通路用于包括低頻噪聲分量的噪聲信號。因此，在第二實施例的 CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于差分輸入電流信號可以沿低阻抗通路通過CR 電路，因此，不僅抑制了歸因于輸入級中的電流分流造成的信號增益的降 低，而且還抑制了歸因于開關(guān)晶體管對的輸入和輸出處的阻抗之間的不平 衡引起的閃爍噪聲的增加。而且，當開關(guān)晶體管對的兩個晶體管同時開啟 而來自放大器級的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源的噪聲信號通過CR電路時，由于提供 了通過電阻器的通路，因此到放大器級的輸入電阻會增加，這會抑制噪聲增益。
(第三實施例)
如圖6中所示，根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣 的，其中，使用混頻器220代替了圖5的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中的混頻器 210。在圖6中，與圖5中相同的部分用同樣的參考標號表示，并將針對圖 6與圖5之間的差別做出解釋。將解釋第三實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器用 于上變頻的情況。CMOS頻率轉(zhuǎn)換器可用于下變頻。
在圖6的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，輸入級110將差分輸入電壓信號IN 電壓-電流轉(zhuǎn)換為差分輸入電流信號Iin。 COMS混頻器220將差分輸入 電流信號Iin與差分的本機振蕩器信號LO組合，由此產(chǎn)生差分輸出電流 信號Iout。放大器級300放大差分輸出電流信號Iout，由此產(chǎn)生差分輸出 電壓信號OUT。
如圖6中所示，其為無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS混頻器220 包括分別在兩個開關(guān)晶體管對MS31-MS32和MS33-MS34的后面的 CR電路221和222，才艮據(jù)信號頻率選擇每個CR電路221和222的信號通 路。開關(guān)晶體管對MS31 - MS32和MS33 - MS34才艮據(jù)提供給柵極的差分 LO信號重復(fù)實施互補的開啟/關(guān)斷操作。更具體而言，當MOS晶體管MS31 和MS34開啟時，MOS晶體管MS32和MS33關(guān)斷。當MOS晶體管MS31 和MS34關(guān)斷時，MOS晶體管MS32和MS33開啟。當MOS晶體管MS31 和MS34開啟時，MOS晶體管MS31的漏極電流通過CR電路221并作為 正相輸出電流信號lout +輸入到放大器級300，而MOS晶體管MS34的 漏極電流通過CR電路222并作為負相輸出電流信號lout -輸入到放大器 級300。當MOS晶體管MS32和MS33開啟時，MOS晶體管MS33的漏 極電流通過CR電路222并作為正相輸出電流信號lout +輸入到放大器級 300，而MOS晶體管MS32的漏極電流通過CR電路221并作為負相輸出 電流信號lout -輸入到放大器級300。
由于CR電路222的配置與CR電路221的配置相同，因此，下面只 解釋CR電路221。在下面的解釋中，通過把參考標號當作相應(yīng)的標號并把正相當作負相，將會理解CR電路222。
CR電路221為這樣的電路，其中并聯(lián)連接的電阻器R31和電容器C31 和并聯(lián)連接的電阻器R32和電容器C32，被分別連接到晶體管M31和 M32。希望電阻R31的電阻值與電阻R32的電阻值相等，而電容器C31 的電容與電容器C32的電容相等。在下面的解釋中，使每一個電阻R31 和R32的電阻值為R而使每一個電容器C31和C32的電容為C。
來自開關(guān)晶體管對MS31-MS32的包括高頻信號分量的信號和來自 放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的包括低頻噪聲分量的噪聲信號流入 CR電路221。在CR電路221中，提供通過電容器C31和/或C32的信號 通路用于來自開關(guān)晶體管對MS31 -MS32的信號而提供通過電阻R31和 R32的信號通路用于噪聲信號。更具體而言，在RF頻率處，構(gòu)成CR電 路221的電容器C31和C32的阻抗遠低于電阻R31和R32的電阻值R。 也就是，由于使用差分LO信號上變頻了來自開關(guān)晶體管對MS31 - MS32 的輸出信號，因此其通過電容器C31和/或C32并被輸入到放大器級300。 相反，來自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的頻率遠低于 RF頻率，這會增加電容器C31和C32的阻抗，結(jié)果是噪聲信號很難通過。 因此，來自輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號主要通過電阻R31和R32。
下面，將針對在來自開關(guān)晶體管對的輸出信號和來自放大器級300的 輸入轉(zhuǎn)換噪聲源302的噪聲信號的信號通路來解釋圖6的CMOS混頻器 220的操作。
來自開關(guān)晶體管對的輸出信號通過CR電路221和222， CR電路221 和222中的每個都輸出差分輸出電流信號Iout到放大電路300。在CR電 路221和222中，將使用CR電路221作為實例解釋來自開關(guān)晶體管對的 輸出信號通過的通路及其阻抗。
由于來自開關(guān)晶體管對MS31-MS32的輸出信號通過的通路包括并 聯(lián)連接的具有電容C的電容器和具有電阻值R的電阻，因此其阻抗可通過 上述公式(2)表示。實際上，如上所述，由于來自開關(guān)晶體管對MS 31 -MS32的輸出信號為RF頻帶內(nèi)的信號，因此遵循l + sCR —sCR，并因此阻抗約為1/sC。由此，來自開關(guān)晶體管對MS31-MS32的輸出信號幾 乎不通過電阻R31和R32而大多數(shù)的輸出信號通過電容器C31和/或C32 由此輸入到放大器級300。
在CMOS混頻器220中，在輸入級110與開關(guān)晶體管對MS31 - MS32 之間和輸入級110與開關(guān)晶體管對MS33 - MS34之間沒有部件插入。開關(guān) 晶體管對MS31 - MS32和MS33 - MS34的每個的輸入阻抗遠低于電流源 120的輸出阻抗R20。因此，不會出現(xiàn)在相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)發(fā)現(xiàn)的信號電流分流 的問題，這允許電流源120產(chǎn)生的大多數(shù)的電流作為差分輸入電流信號Iin 輸入到開關(guān)晶體管對MS31 - MS32和MS33 - MS34。也就是，抑制了歸 因于信號電流分流的信號增益的降低。
此外，在相關(guān)領(lǐng)域中內(nèi)，歸因于開關(guān)晶體管對的輸入級側(cè)的阻抗和放 大器級側(cè)的阻抗之間的不平衡產(chǎn)生了大的閃爍噪聲。如上所述，在圖6的 CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于開關(guān)晶體管對MS31 -MS32的輸入級110側(cè) 的阻抗1/sC非常低，因此在正相輸入電流信號Iin +中不會出現(xiàn)不平衡， 抑制了閃爍噪聲。
當開關(guān)晶體管對互補地工作時，噪聲信號不是問題。因此，將針對用 于噪聲信號的CR電路221中的信號通路，來解釋開關(guān)晶體管對的兩個晶 體管瞬時開啟的情況。
在CR電路221中，噪聲信號經(jīng)過MOS晶體管MS31和MS32通過 并聯(lián)連接的電阻R31和電容器C31 ，然后通過并聯(lián)連接的電阻R32和電容 器C32。由于噪聲信號具有低的頻率，所以電容器C25的阻抗增加，因此 可以忽略到輸入級110側(cè)的信號泄漏。如上所述，由于噪聲信號具有低的 頻率，因此電容器C31和C32的阻抗會增加而且變得比電阻R31和R32 的電阻R更高。因此，在CR電路221中，選擇通過電阻R31和R32的 通路。也就是，噪聲信號幾乎不流過通過電容器C31和C32的通路而主要 流過通過電阻R31和R32的通路，使通路的阻抗接近2R。
因此，如果MOS晶體管MS31和MS32中的每一個的導(dǎo)通電阻的電 阻值為Rs，那么便將噪聲信號輸入到具有電阻值為2R + 2Rs的輸入電阻
20的運算放大器301。也就是，放大器級300的噪聲增益為Rf/ (2R + 2Rs )。 通常，導(dǎo)通電阻的電阻值Rs為約幾Q，反饋部件303和304中的每一個 的電阻值為約幾kQ，而電阻R31和R32中的每一個的電阻值R幾乎與電 阻值Rf相同。因此，噪聲增益不會非常大而且與常規(guī)實例中的噪聲增益 Rf/2Rs相比得以顯著降低。
如上所述，第三實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣的，其中，在CMOS 混頻器中的開關(guān)晶體管對的后面提供CR電路，該CR電路選擇通過電容 器的信號通路用于來自開關(guān)晶體管對的包括高頻信號分量的信號而選擇通 過電阻的信號通路用于包括低頻噪聲分量的噪聲信號。因此，在第三實施 例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于來自開關(guān)晶體管對的信號可以沿低阻抗通 路通過CR電路，因此，抑制了由開關(guān)晶體管對的輸入和輸出處的阻抗之 間的不平衡所引起的閃爍噪聲的增加。另外，由于在開關(guān)晶體管對與輸入 級之間沒有部件插入，因此抑制了由輸入級中的電流分流引起的信號增益 的降低。而且，當開關(guān)晶體管對的兩個晶體管同時開啟而來自放大器級的 輸入轉(zhuǎn)換噪聲源的噪聲信號通過CR電路時，由于提供了通過電阻的通路， 因此到放大器級的輸入電阻會增加，這抑制了噪聲增益。 (第四實施例)
如圖7中所示，根據(jù)本發(fā)明的笫四實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器是這樣 的，其中，用混頻器230代替了圖6的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中的混頻器220。 在圖7中，與圖6中相同的部分用相同的參考標號指示，并針對圖7與圖 6之間的差別，給出解釋。將解釋第四實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器用于下 變頻的情況。CMOS頻率轉(zhuǎn)換器可用于上變頻。
在圖7的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，輸入級110將差分輸入電壓信號IN 電壓-電流轉(zhuǎn)換為差分輸入電流信號Iin。 COMS混頻器230將差分輸入電 流信號Iin與差分本機振蕩器信號LO結(jié)合，由此產(chǎn)生差分輸出電流信號 Iout。放大器級300放大差分輸出電流信號Iout，由此產(chǎn)生差分輸出電壓 信號OUT。
如圖7中所示，其為無源雙平衡CMOS混頻器的CMOS混頻器230具有在輸出端的前面插入的電阻R41和R42。開關(guān)晶體管對MS41 - MS42 和MS43 - MS44根據(jù)提供給柵極的差分LO信號重復(fù)實施互補的開啟/關(guān) 斷操作。具體而言，當MOS晶體管MS41和MS44開啟時，MOS晶體管 MS42和MS43關(guān)斷。當MOS晶體管MS41和MS44關(guān)斷時，MOS晶體 管MS42和MS43開啟。當MOS晶體管MS41和MS44開啟時，MOS晶 體管MS41的漏極電流通過電阻R41并作為正相輸出電流信號lout +輸入 到放大器級300，而MOS晶體管MS44的漏極電流通過電阻R42并作為 負相輸出電流信號lout -輸入到放大器級300。當MOS晶體管MS42和 MS43開啟時，MOS晶體管MS43的漏極電流通過電阻R42并作為正相輸 出電流信號lout +輸入到放大器級300，而MOS晶體管MS42的漏極電 流通過電阻R41并作為負相輸出電流信號lout -輸入到放大器級300。
下面，將針對在來自放大器級300的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源的噪聲信號的信 號通路，來解釋圖7的CMOS混頻器230的操作。
當開關(guān)晶體管對互補操作時，噪聲信號不是問題。因此，將針對在用 于噪聲信號的CMOS混頻器230中的信號通路，來解釋開關(guān)晶體管對的兩 個晶體管瞬時開啟的情況。
在CMOS混頻器230中，噪聲信號通過電阻器R41并分開進入開關(guān) 晶體管對MS41 - MS42側(cè)和開關(guān)晶體管對MS43 - MS44側(cè)。分開的噪聲 信號分別通過開關(guān)晶體管對MS41 -MS42和開關(guān)晶體管對MS43-MS44 并流動到彼此中。產(chǎn)生的信號通過電阻R42并被輸入到放大器級300。
因此，如果電阻器R41和R42中的每一個的電阻值為R而MOS晶體 管MS41和MS42的每一個的導(dǎo)通電阻的電阻值為Rs，那么噪聲信號輸入 到具有電阻值為2R + 2Rs的輸入電阻的運算放大器301。也就是，放大器 級300的噪聲增益為Rf/ (2R + 2Rs)。通常，導(dǎo)通電阻的電阻值Rs為約 幾Q，反饋部件303和304中的每一個的電阻值為約幾kQ，而電阻R41 和R42中的每一個的電阻值幾乎與電阻值Rf相同。因此，噪聲增益不會 非常大而且與常規(guī)實例中的噪聲增益Rf/2Rs相比得以顯著降低。
在CMOS混頻器230中，在輸入級110與開關(guān)晶體管對MS41 - MS42
22之間和輸入級110與開關(guān)晶體管對MS43 - MS44之間沒有部件插入。開關(guān) 晶體管對MS41 - MS42和MS43 - MS44中的每一個的輸入阻抗遠低于電 流源120的輸出阻抗R20。因此，不會出現(xiàn)在相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)發(fā)現(xiàn)的信號電流 分流的問題，這允許電流源120產(chǎn)生的大多數(shù)的電流可以作為差分輸入電 流信號Iin輸入到開關(guān)晶體管對MS41 - MS42和MS43 - MS44。也就是， 抑制了由信號電流分流引起的信號增益的降低。
此外，在相關(guān)領(lǐng)域中內(nèi)，歸因于開關(guān)晶體管對的輸入級側(cè)上的阻抗與 放大器級側(cè)上的阻抗之間的不平衡，產(chǎn)生了大的閃爍噪聲。如上所述，在 圖7的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，由于開關(guān)晶體管對MS41 - MS42的輸入級 110側(cè)上的阻抗1/sC非常低，因此在正相輸入電流信號Iin+中不會出現(xiàn) 不平衡，這會抑制閃爍噪聲。
如上所述，在第四實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器中，在CMOS混頻器 的輸出端的前面提供了電阻。因此，對于第四實施例的CMOS頻率轉(zhuǎn)換器， 由于在開關(guān)晶體管對和輸入級之間沒有部件插入，因此抑制了歸因于輸入 級中的電流分流所引起的信號增益的降低。而且，當開關(guān)晶體管對的兩個 晶體管同時開啟而來自放大器級的輸入轉(zhuǎn)換噪聲源的噪聲信號通過電阻 時，到放大器級的輸入電阻會增加，這會抑制噪聲增益。此外，差分開關(guān) 晶體管的電流輸入端是短接的，這會抑制由開關(guān)晶體管對的輸入和輸出處 的阻抗之間的不平衡所引起的閃爍噪聲的增加。 (第五實施例)
如圖8中所示，根據(jù)本發(fā)明的第五實施例的接收器包括天線401、低 噪聲放大器(LNA) 402、正交解調(diào)器410、本機振蕩器420、濾波器421、 422、和基帶處理單元423。正交解調(diào)器410包括根據(jù)第一到第四實施例的 任何一項的頻率轉(zhuǎn)換器411、 412和90。移相器413。
在圖8的接收器中，LNA 402放大天線401接收到的RF信號。放大 的信號,皮輸入到正交解調(diào)器410，其會產(chǎn)生兩個正交的接收的基帶信號(I 信號和Q信號)。后面將描述I信號和Q信號的產(chǎn)生。濾波器421和422 從接收的基帶信號除去高頻分量。通過包括^t擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器和DSP (數(shù)字信號處理器)的基帶處理單元423處理產(chǎn)生的信號，由此解碼和再現(xiàn)原始 數(shù)據(jù)信號。
頻率轉(zhuǎn)換器411將從LNA402輸入到IN端的RF頻帶內(nèi)的接收的信 號與從本才幾振蕩器420輸入到LO端的本機振蕩器信號相乘，由此產(chǎn)生I 信號。90°移相器413將來自本機振蕩器的本機振蕩器信號相移90。。頻 率轉(zhuǎn)換器412將從LNA 402輸入到IN端的RF頻帶內(nèi)的接收的信號與從 卯。移相器413輸入到LO端的經(jīng)過卯。相移的本機振蕩器信號相乘，由 此產(chǎn)生Q信號。
如上所述，第五實施例的接收器使用根據(jù)本發(fā)明的第 一到第四實施例 中的任何一項的頻率轉(zhuǎn)換器以通過下變頻接收的RF信號產(chǎn)生基帶信號。 因此，使用第五實施例的接收器，可以獲得高增益、低噪聲的接收的基帶 信號。
(第六實施例)
如圖9中所示，根據(jù)本發(fā)明的第六實施例的發(fā)射器包括基帶處理單元 501、正交調(diào)制器510、本機振蕩器520、濾波器521、功率放大器(PA) 522、和天線523。正交調(diào)制器510包括根據(jù)本發(fā)明的第一到第四實施例中 的任何一項的頻率轉(zhuǎn)換器511、 512和90。移相器513。
在圖9的發(fā)射器中，基帶處理單元501根據(jù)要發(fā)射的數(shù)據(jù)產(chǎn)生發(fā)射基 帶信號(I信號和Q信號)。正交調(diào)制器510正交調(diào)制發(fā)射基帶信號，由 此產(chǎn)生發(fā)射RF信號。濾波器521從發(fā)射RF信號除去低頻分量。PA 522 放大產(chǎn)生的信號。通過天線523發(fā)射放大的信號。
頻率轉(zhuǎn)換器511將從基帶處理單元501輸入到IN端的I信號與從;^4幾 振蕩器520輸入到LO端的本機振蕩器信號相乘。卯°移相器513將來自 本機振蕩器的本機振蕩器信號相移90。。頻率轉(zhuǎn)換器512將從基帶處理單 元501輸入到IN端的Q信號與從90°移相器513輸入到LO端的經(jīng)過卯 °相移的本機振蕩器信號相乘。組合頻率轉(zhuǎn)換器511的輸出信號和頻率轉(zhuǎn) 換器512的輸出信號，由此產(chǎn)生發(fā)射RF信號。
如上所述，第六實施例的發(fā)射使用根據(jù)本發(fā)明的第一到第四實施例中的任何一項的頻率轉(zhuǎn)換器通過上變頻發(fā)射RF信號產(chǎn)生發(fā)射RF信號。因 此，利用第六實施例的發(fā)射器，可以獲得高增益、低噪聲的發(fā)射RF信號。
權(quán)利要求
1. 一種頻率轉(zhuǎn)換器，包括電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路，分別將正相輸入電壓信號和負相輸入電壓信號轉(zhuǎn)換為正相輸入電流信號和負相輸入電流信號；開關(guān)電路，根據(jù)正相本機振蕩器信號和負相本機振蕩器信號在所述正相輸入電流信號與所述負相輸入電流信號之間切換以產(chǎn)生正相輸出電流信號和負相輸出電流信號；放大器電路，電流-電壓轉(zhuǎn)換并放大所述正相輸出電流信號和所述負相輸出電流信號以產(chǎn)生正相輸出電壓信號和負相輸出電壓信號；以及多個CR電路，至少被插入在所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路與所述開關(guān)電路之間或所述開關(guān)電路與所述放大器電路之間，所述多個CR電路的中的每一個包括高頻分量通過的至少一個電容器和低頻噪聲分量通過的至少一個電阻。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述電容器的在射頻帶內(nèi)的阻 抗低于所述開關(guān)電路中的晶體管的導(dǎo)通電阻和所述CR電路中的所述電阻 的電阻值。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述CR電路中的每一個被插 入在所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路與所述開關(guān)電路之間并包括所述正相輸入 電流信號或所述負相輸入電流信號被公共地輸入的兩個電容器和連接所述 兩個電容器的輸出的電阻。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述CR電路中的每一個包括 被插入在所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路與所述開關(guān)電路之間并且公共地輸入 所述正相輸入電流信號或所述負相輸入電流信號的兩組并聯(lián)連接的電容器 和電阻器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述CR電路中的每一個包括 輸入所述正相輸出電流信號的并聯(lián)連接的電容器和電阻器以及輸入所述負 相輸出電流信號的并聯(lián)連接的電容器和電阻器，所述兩組并聯(lián)連接的電容器和電阻器^L插入在所述開關(guān)電路與所述放大器電路之間。
6. —種包括根據(jù)權(quán)利要求l的頻率轉(zhuǎn)換器的接收器，所述接收器使用 所述正相本機振蕩器信號和所述負相本機振蕩器信號并使用接收的射頻信 號作為所述正相輸入電壓信號和所述負相輸入電壓信號來實施下變頻。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路包括電源；第一 MOS晶體管，在其柵極接收所述正相輸入電壓信號并在其漏極 輸出所述正相輸入電流信號；第二MOS晶體管，在其柵極接收所述負相輸入電壓信號并在其漏極 輸出所述負相輸入電流信號；電阻，凈皮插入在所述電源與所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS 晶體管的所述漏極之間；電流源，被公共地連接到所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶 體管的源極并控制所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的漏極 電流的總和；以及反饋電感器，；故插入在所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體 管的所述源極與所述電流源之間。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所t改大器電路包括 電源；第一MOS晶體管，在其柵極接收所述正相輸出電流信號并在其漏極 輸出所述正相輸出電壓信號；第二MOS晶體管，在其柵極接收所述負相輸出電流信號并在其漏極 輸出所述負相輸出電壓信號；負載電路，^L插入在所述電源與所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的所述漏極之間；電流源，被公共地連接到所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶 體管的源極并控制所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的漏極電流的總和；以及第一反饋部件，連接所述第一 MOS晶體管的所述柵極與所述第二 MOS晶體管的所述漏極；以及第二反饋部件，連接所述第二 MOS晶體管的所述柵極與所述第一 MOS晶體管的所述漏極。
9. 一種頻率轉(zhuǎn)換器，包括電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路，分別將正相輸入電壓信號和負相輸入電壓信號 轉(zhuǎn)換為正相輸入電流信號和負相輸入電流信號；開關(guān)電路，根據(jù)正相本機振蕩器信號和負相本機振蕩器信號在所述正 相輸入電流信號與所述負相輸入電流信號之間切換以產(chǎn)生正相輸出電流信 號和負相輸出電流信號；放大器電路，電流-電壓轉(zhuǎn)換并放大所述正相輸出電流信號和所述負相 位輸出電流信號以產(chǎn)生正相輸出電壓信號和負相位輸電壓信號；以及兩個電阻，被設(shè)置在所述j故大器電路的前面并且所述正相輸出電流信 號或所述負相輸出電流信號分別通過所述電阻。
10. —種包括根據(jù)權(quán)利要求9的頻率轉(zhuǎn)換器的接收器，所述接收器使 用所述正相本4幾振蕩器信號和所述負相;$*振蕩器信號并使用接收的射頻 信號作為所述正相輸入電壓信號和所述負相輸入電壓信號來實施下變頻。
11. 根據(jù)權(quán)利要求9的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路包括電源；第一MOS晶體管，在其柵極接收所述正相輸入電壓信號并在其漏極 輸出所述正相輸入電流信號；第二MOS晶體管，在其柵極接收所述負相輸入電壓信號并在其漏極 輸出所述負相輸入電流信號；電阻，被插入在所述電源與所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS 晶體管的所述漏極之間；電流源，祐z&共地連接到所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的源極并控制所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的漏極 電流的總和；以及反饋電感器，被插入在所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體 管的所述源極與所述電流源之間。
12.根據(jù)權(quán)利要求9的頻率轉(zhuǎn)換器，其中所述放大器電路包括電源；第一 MOS晶體管，在其柵極接收所述正相輸出電流信號并在其漏極 輸出所述正相輸出電壓信號；第二MOS晶體管，在其柵極接收所述負相輸出電流信號并在其漏極 輸出所述負相輸出電壓信號；負載電路，被插入在所述電源與所述笫一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的所述漏極之間；電流源，被/>共地連接到所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶 體管的源極并控制所述第一 MOS晶體管和所述第二 MOS晶體管的漏極 電流的總和；以及第一反饋部件，連接所述第一 MOS晶體管的所述柵極與所述第二 MOS晶體管的所述漏極；以及第二反饋部件，連接所述第二 MOS晶體管的所述柵極與所述第一 MOS晶體管的所述漏極。
全文摘要
一種頻率轉(zhuǎn)換器，包括電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路，產(chǎn)生正相輸入電流信號和負相輸入電流信號；開關(guān)電路，根據(jù)正相本機振蕩器信號和負相本機振蕩器信號在所述正相輸入電流信號與所述負相輸入電流信號之間切換以產(chǎn)生正相輸出電流信號和負相輸出電流信號；放大器電路，電流-電壓轉(zhuǎn)換并放大所述正相輸出電流信號和所述負相輸出電流信號以產(chǎn)生正相輸出電壓信號和負相輸出電壓信號；以及多個CR電路，至少被插入在所述電壓-電流轉(zhuǎn)換器電路與所述開關(guān)電路之間或所述開關(guān)電路與所述放大器電路之間，所述多個CR電路中的每一個包括高頻分量通過的至少一個電容器和低頻噪聲分量通過的至少一個電阻。
文檔編號H03D7/00GK101425779SQ20081016978
公開日2009年5月6日 申請日期2008年10月28日 優(yōu)先權(quán)日2007年10月29日
發(fā)明者三友敏也, 伊藤類, 大高章二 申請人:株式會社東芝