專利名稱：積化和差d類功率放大器及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種功率放大器，且特別是有關(guān)于一種可提供無電流的穩(wěn)態(tài)的積化和差D類功率放大器。
背景技術(shù)：
功率放大器(power amplifier)在集成電路設(shè)計(jì)中扮演著相當(dāng)重要的角色，其廣泛地應(yīng)用在無線電通訊、電視廣播的發(fā)送機(jī)及接收機(jī)、高傳真的立體音響設(shè)備(high-floutelity stereo equipment)、微電腦及其它電子設(shè)備。功率放大器的功用為增加信號(hào)能量，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載或者下一級(jí)電路。因此，功率放大器的優(yōu)劣可從其功率增益來探討，其中功率增益為輸出功率與輸入功率的比值。 一般而言，功率增益越大，表示此功率放大器的放大能力越好，而當(dāng)輸入信號(hào)較小時(shí)，一般的功率放大器其功率增益曲線都具有不錯(cuò)的線性度。 功率放大器視其應(yīng)用而有多種分類，主要有A類、B類、AB類、C類以及D類等。舉例來說，在手持式以及移動(dòng)式裝置中的音頻信號(hào)處理，D類功率放大器因具有高功率轉(zhuǎn)換效率(大于90%)的優(yōu)點(diǎn)而廣泛地被使用。而且，某些D類功率放大器會(huì)使用脈沖寬度調(diào)制器來產(chǎn)生連續(xù)脈沖，這些脈沖寬度隨音頻信號(hào)幅度而變化，以控制D類功率放大器內(nèi)切換電路的運(yùn)作。然而，對(duì)于信號(hào)失真度要求較高的產(chǎn)品上，D類功率放大器的表現(xiàn)卻不如AB類功率放大器那么地好。因此，為了改善傳統(tǒng)D類放大器輸出信號(hào)非線性失真的問題，便發(fā)展出一種積化和差(sigma-delta)D類功率放大器，其信號(hào)失真度能較AB類功率放大器低，且亦保留D類功率放大器高功率轉(zhuǎn)換效率的特點(diǎn)，使得積化和差D類功率放大器在市場上有很大的競爭優(yōu)勢(shì)。 然而，已知的積化和差D類功率放大器由于其取樣頻率受限于超取樣比(OverSampling Ratio, 0SR)，因此通常其頻率都比傳統(tǒng)D類放大器高出四至五倍，使其動(dòng)態(tài)損失(Switching Loss)比傳統(tǒng)D類放大器要大許多，造成在比較小功率輸出時(shí)，已知的積化和差D類功率放大器的功率轉(zhuǎn)換效率會(huì)比已知D類功率放大器小很多。此外，已知的積化和差D類功率放大器輸出的驅(qū)動(dòng)電流方向只有正向與反向兩種狀態(tài)，沒有額外提供一種無電流的穩(wěn)態(tài)。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的范例提供一種積化和差D類功率放大器，其包括回路濾波單元、量化單元及輸出級(jí)模塊?；芈窞V波單元計(jì)算輸入信號(hào)與輸出信號(hào)間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差信號(hào)。量化單元耦接回路濾波單元，且依據(jù)第一參考信號(hào)與第二參考信號(hào)的電平量化誤差信號(hào)，并產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的第一平均信號(hào)與第二平均信號(hào)。輸出級(jí)模塊耦接量化單元，并依據(jù)第一平均信號(hào)與第二平均信號(hào)對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生輸出信號(hào)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載。其中，輸出信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電流至少為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、無電流狀態(tài)三者其中之一。
根據(jù)本發(fā)明的范例提出一種積化和差D類功率放大器的方法，其步驟如下首先，
4接收輸入信號(hào)，且計(jì)算輸入信號(hào)與輸出信號(hào)間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差信號(hào)。接著， 依據(jù)第一參考信號(hào)與第二參考信號(hào)的電平量化誤差信號(hào)，并產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的第一平均信號(hào)與第 二平均信號(hào)。之后，依據(jù)第一平均信號(hào)與第二平均信號(hào)對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生輸出信號(hào)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載。其 中輸出信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電流至少為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、無電流狀態(tài)三者其中之一。
本發(fā)明的積化和差D類功率放大器因采用上述量化單元，其可量化誤差信號(hào)為第 一及第二平均信號(hào)，其中不同的第一及第二平均信號(hào)的邏輯電平組合對(duì)應(yīng)于至少三種量化 狀態(tài)的等效電平的其中一種。如此一來，通過量化單元輸出的第一及第二平均信號(hào)控制輸 出級(jí)模塊產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電流，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載。其中，驅(qū)動(dòng)電流具有無電流的穩(wěn)態(tài)(等電位狀 態(tài))，因此可減少功率放大器的功率損失。 為讓本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉實(shí)施例，并配合所附圖式 作詳細(xì)說明如下。


圖1為本發(fā)明的一實(shí)施例的積化和差D類功率放大器的方塊圖。 圖2為本發(fā)明的一實(shí)施例的回路濾波單元的電路圖。 圖3為本發(fā)明的一實(shí)施例的量化單元的示意圖。 圖4為本實(shí)施例的平均信號(hào)M1、M2的不同邏輯電平組合與對(duì)應(yīng)的量化狀態(tài)的電平 示意圖。 圖5為本發(fā)明的一實(shí)施例的量化單元的電路圖。 圖6為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動(dòng)電流的輸出狀態(tài)與其對(duì)應(yīng)的信號(hào)電平示意圖。 圖7為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動(dòng)電流Io的輸出狀態(tài)與其對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)Vo的波 形圖。 圖8為本發(fā)明的另一實(shí)施例的功率放大器的方塊圖。 圖9A 9C為本發(fā)明的多個(gè)實(shí)施例的三角波與參考信號(hào)的電平關(guān)系圖。 圖10為本發(fā)明的一實(shí)施例的降低積化和差D類功率放大器的功率損失的方法流程圖。[主要元件標(biāo)號(hào)說明] 100 、200 :功率放大器 120、220 :回路濾波單元 122 :連續(xù)時(shí)間積分器 124 :加法器 130 :負(fù)載 140 、240 :量化單元 142、144:比較器 146 :邏輯電路 160、260 :輸出級(jí)模塊 162、164:邏輯單元 180、280 :電平產(chǎn)生器 250:波形產(chǎn)生器
Vo、Vswol、Vswo2 :輸出信號(hào) Vop、Von :差動(dòng)模式輸出信號(hào) Vf :三角波 Vfmax :三角波電平的最大值 Vfmin :三角波電平的最大值 Ve :誤差信號(hào) V印、Ven :差動(dòng)模式誤差信號(hào) Vrefp、Vrefn :參考信號(hào) L1、L2:邏輯信號(hào) A、B:節(jié)點(diǎn) D2、D4:漏極 Io:驅(qū)動(dòng)電流 ID3 :電流 Nl N5、P1、Q1 Q4 :晶體管 M1、M2:平均信號(hào) VDD :系統(tǒng)電位 GND :接地電位 Sl S4 :信號(hào) S301 S304 :步驟
具體實(shí)施例方式
圖1為本發(fā)明的一實(shí)施例的積化和差D類功率放大器的方塊圖。請(qǐng)參照?qǐng)Dl，積化 和差D類功率放大器100包括回路濾波單元120、量化單元140、輸出級(jí)模塊160以及電平 產(chǎn)生器180。 詳言之，回路濾波單元120計(jì)算輸入信號(hào)Vi與輸出信號(hào)Vo間的差值，并累加差值 產(chǎn)生誤差信號(hào)Ve。量化單元140耦接回路濾波單元120，以接收誤差信號(hào)Ve。量化單元140 依據(jù)電平產(chǎn)生器180提供的第一與第二參考信號(hào)Vrefp與Vrefn的電平，來量化誤差信號(hào) Ve，并產(chǎn)生第一與第二平均信號(hào)Ml、M2。特別是，平均信號(hào)M1、M2的不同邏輯電平組合分別 對(duì)應(yīng)于三種量化狀態(tài)其中的一種，其中量化狀態(tài)例如是"1 "、"0"、"-l"，如圖4所示。
此外，輸出級(jí)模塊160耦接量化單元140，以接收平均信號(hào)M1、M2。輸出級(jí)模塊160 依據(jù)平均信號(hào)M1、M2的不同邏輯電平組合，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)Vo，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載130。值得 注意的是，輸出信號(hào)Vo用以驅(qū)動(dòng)負(fù)載130的驅(qū)動(dòng)電流Io(未繪示于圖1)對(duì)應(yīng)于不同的量 化狀態(tài)亦具有不同的驅(qū)動(dòng)狀態(tài)，而驅(qū)動(dòng)狀態(tài)例如是第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、等電位狀 態(tài)三者其中之一。 圖2為本發(fā)明的一實(shí)施例的回路濾波單元的電路圖。于本實(shí)施例中，輸入信號(hào)Vi 以差動(dòng)模式輸入信號(hào)Vip、 Vin為例，輸出信號(hào)Vo以差動(dòng)模式輸出信號(hào)Vop、 Von為例，誤差 信號(hào)Ve以差動(dòng)模式誤差信號(hào)V印、Ven為例，但并不用來局限本發(fā)明。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D1與圖2，回路濾波單元120由連續(xù)時(shí)間積分器122以及加法器124所組成。回路濾波單元120提 供功率放大器100 —回路響應(yīng)，其累加輸入信號(hào)Vip與輸出信號(hào)Vop間的差值，以及累加輸 入信號(hào)Vin與輸出信號(hào)Von間的差值，經(jīng)濾波處理后產(chǎn)生差動(dòng)模式誤差信號(hào)V印、Ven。
圖3為本發(fā)明一實(shí)施例的量化單元的電路圖。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)Dl及圖3，當(dāng)頻率信號(hào) CLK為邏輯低電平時(shí)，平均信號(hào)Ml與M2均為邏輯低電平「0」。當(dāng)頻率信號(hào)CLK為邏輯高電 平時(shí)，若誤差信號(hào)V印大于參考信號(hào)Vrefp，晶體管Nl、N3為開啟(turn on)，則電流ID3經(jīng) 由晶體管N3、N1及N5流至接地端GND，故節(jié)點(diǎn)A為邏輯低電平。如此一來，邏輯低電平的節(jié) 點(diǎn)A開啟晶體管Pl，使得平均信號(hào)Ml為邏輯高電平「1」。同時(shí)，由于節(jié)點(diǎn)A為邏輯低電平， 以致于節(jié)點(diǎn)B為邏輯高電平。而邏輯高電平的節(jié)點(diǎn)B開啟晶體管Nl及N4，使得平均信號(hào)M2 為邏輯低電平「0」。也就是說，當(dāng)輸入量化單元140的誤差信號(hào)Ve大于參考信號(hào)Vrefp與 Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均信號(hào)Ml、 M2的邏輯電平組合為(1， 0)，也就是量化狀態(tài) 為"1"。同理可知，當(dāng)輸入量化單元140的誤差信號(hào)Ve小于參考信號(hào)Vrefp與Vrefn時(shí)，量 化單元140輸出的平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合為(O，l)，也就是量化狀態(tài)為"-l"。值 得注意的是，當(dāng)誤差信號(hào)V印小于參考信號(hào)Vrefp，而誤差信號(hào)Ven大于參考信號(hào)Vrefn時(shí)， 使得節(jié)點(diǎn)A、B為邏輯高電平。因此，量化單元140輸出的平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合 為(O，O)，也就是量化狀態(tài)為"O"。 圖4為本實(shí)施例的平均信號(hào)M1、M2的不同邏輯電平組合與對(duì)應(yīng)的量化狀態(tài)的電平 示意圖。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D3及圖4，由上述差動(dòng)模式誤差信號(hào)V印、Ven(即誤差信號(hào)Ve)及參 考信號(hào)Vrefp、 Vrefn之間的相對(duì)大小關(guān)系可知，當(dāng)差動(dòng)模式誤差信號(hào)V印、Ven(即誤差信 號(hào)Ve)小于參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組 合例如是(0， 1)。其中，平均信號(hào)Ml、 M2的邏輯電平組合(0， 1)所對(duì)應(yīng)的量化狀態(tài)例如是 "-l"，如圖4所示。 類似地，當(dāng)輸入量化單元140的差動(dòng)模式誤差信號(hào)V印、Ven(即誤差信號(hào)Ve)介于 參考信號(hào)Vrefp與Vrefn之間時(shí)，量化單元140輸出的平均信號(hào)Ml、 M2的邏輯電平組合例 如是(O，O)。而其所對(duì)應(yīng)的量化狀態(tài)例如是"O"。同理，當(dāng)輸入量化單元140的差動(dòng)模式誤 差信號(hào)V印、Ven (即誤差信號(hào)Ve)大于參考信號(hào)Vrefp、Vrefn時(shí)，量化單元140輸出的平均 信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合例如是(l，O)。此時(shí)，平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合(l，O) 所對(duì)應(yīng)的量化狀態(tài)例如是"1 "。 圖5為本發(fā)明的另一實(shí)施例的量化單元的示意圖。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)Dl及圖5，此例中 將假設(shè)回路濾波單元120所輸出的誤差信號(hào)Ve為單端信號(hào)。量化單元140包括比較器142、 144以及邏輯電路146。比較器142、144接收來自回路濾波單元120所輸出的誤差信號(hào)Ve 以及來自電平產(chǎn)生器180的參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn。當(dāng)誤差信號(hào)Ve大于參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn時(shí)，比較器142輸出的邏輯信號(hào)Ll為邏輯低電平「0」，而比較器144輸出的邏輯信號(hào) L2為邏輯高電平「1」。接著，邏輯信號(hào)L1、L2經(jīng)邏輯電路146處理后，邏輯電路146產(chǎn)生邏 輯電平組合(l，O)的平均信號(hào)M1、M2。 當(dāng)誤差信號(hào)Ve小于參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn時(shí)，比較器142、 144分別輸出邏輯高 電平「1」的邏輯信號(hào)Ll以及邏輯低電平「0」的邏輯信號(hào)L2。邏輯電路146接收邏輯信號(hào) L1、L2，并經(jīng)邏輯處理后產(chǎn)生邏輯電平組合(O，l)的平均信號(hào)M1、M2。 值得注意的是，當(dāng)誤差信號(hào)Ve介于參考信號(hào)Vrefp與參考信號(hào)Vrefn之間時(shí)，比較器142、144輸出的邏輯信號(hào)L1、 L2皆為邏輯高電平「1」。因此，邏輯電路146輸出邏輯 電平組合(O，O)的平均信號(hào)M1、M2。 如此一來，量化單元1 40便能通過比較誤差信號(hào)Ve及參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn之 間的相對(duì)大小關(guān)系，再經(jīng)由邏輯電路146處理后，輸出平均信號(hào)M1、M2。而平均信號(hào)M1、M2 的邏輯電平組合對(duì)應(yīng)于三種不同的量化狀態(tài)(例如是"-i "、"0 "、" 1")。
圖6為本發(fā)明的一實(shí)施例的輸出級(jí)模塊160及其驅(qū)動(dòng)負(fù)載130的示意圖。圖中 以Vswol與Vswo2表示輸出級(jí)模塊160的輸出信號(hào)Vo。請(qǐng)參照?qǐng)D6，本實(shí)施例的輸出級(jí)模 塊160為全橋式(full-bridge)的輸出級(jí)模塊，不僅包括了功率晶體管Ql Q4，還包括邏 輯單元162、164，而負(fù)載130例如是喇叭。輸出級(jí)模塊160耦接量化單元140，且邏輯單元 162、164分別接收平均信號(hào)M1、M2，并依據(jù)平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào) Vo(即圖6中的Vswol、 Vswo2)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載130。其中，輸出信號(hào)Vo的驅(qū)動(dòng)電流Io為第一 驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一 。 詳言之，當(dāng)邏輯單元162接收平均信號(hào)M1的邏輯電平為邏輯高電平「1」時(shí)，邏輯 單元162對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生信號(hào)S1、S2為(O，O)。皆為邏輯低電平「0」的信號(hào)S1、S2會(huì)分別使晶 體管Q1為開啟，而晶體管Q2為關(guān)閉。此時(shí)，輸出信號(hào)Vswol為邏輯高電平「1」。相反地，當(dāng) 邏輯單元162接收平均信號(hào)Ml的邏輯電平為邏輯低電平「0」時(shí)，邏輯單元162對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生 信號(hào)Sl、 S2為(1， 1)，使得輸出信號(hào)Vswol為邏輯低電平「0」。 類似地，邏輯單元1 64依據(jù)平均信號(hào)M2的邏輯電平，以輸出信號(hào)S3、S4。如此一 來，邏輯單元164便可通過信號(hào)S3、 S4控制開關(guān)晶體管Q3、 Q4，進(jìn)一步?jīng)Q定輸出信號(hào)Vswo2 的邏輯電平。當(dāng)平均信號(hào)M2為邏輯高電平「1」時(shí)，邏輯單元164對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生信號(hào)S3、S4為 (0，0)，使得輸出信號(hào)Vswo2為邏輯高電平「1」。當(dāng)平均信號(hào)M2為邏輯低電平「0」時(shí)，邏輯 單元164對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生信號(hào)S3、 S4為(1， 1)，使得輸出信號(hào)Vswo2為邏輯低電平「0」。
圖7為本發(fā)明的一實(shí)施例的驅(qū)動(dòng)電流Io的輸出狀態(tài)與其對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)Vo(即 Vswol與Vswo2)的波形圖。請(qǐng)參照?qǐng)D6及圖7，基于上述邏輯單元162、164及晶體管Q1 Q4的運(yùn)作原理，當(dāng)輸出級(jí)模塊160接收平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合為(l，O)時(shí)(也就 是量化單元140的量化狀態(tài)為「1」)，輸出級(jí)模塊160的輸出信號(hào)Vswol、Vswo2的邏輯電平 為(l，O)，亦即是Vswol為高信號(hào)電平，而Vswo2為低信號(hào)電平。如此一來，驅(qū)動(dòng)電流Io由 Vswol端流向Vswo2端。在本實(shí)施例中，如圖6所示，驅(qū)動(dòng)電流Io由晶體管Ql的漏極(即 圖6所標(biāo)示的D2點(diǎn))流向晶體管Q4的漏極(即圖6所標(biāo)示的D4)，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載130。此時(shí)， 驅(qū)動(dòng)電流Io的狀態(tài)定義為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)(或正向電流驅(qū)動(dòng)狀態(tài))。 類似地，當(dāng)輸出級(jí)模塊160接收平均信號(hào)Ml、 M2的邏輯電平組合為(0， 1)時(shí)(也 就是量化單元140的量化狀態(tài)為「-l」)，輸出級(jí)模塊160的輸出信號(hào)Vswol、 Vswo2的邏輯 電平為(0， 1)。因此，驅(qū)動(dòng)電流Io由晶體管Q3的漏極(即圖6所標(biāo)示的D4點(diǎn))流向晶體 管Q2的漏極(即圖6所標(biāo)示的D2點(diǎn))，以驅(qū)動(dòng)負(fù)載130。而此時(shí)驅(qū)動(dòng)電流Io的狀態(tài)定義 為第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)(或負(fù)向電流驅(qū)動(dòng)狀態(tài))。 值得注意的是，當(dāng)輸出級(jí)模塊160接收平均信號(hào)Ml、 M2的邏輯電平組合為(O，O) 時(shí)(也就是量化單元140的量化狀態(tài)為「0」)，輸出級(jí)模塊160的輸出信號(hào)Vswol、Vswo2的 邏輯電平為(O，O)。也就是說，當(dāng)輸出信號(hào)Vswol與Vswo2的電平相等時(shí)(在此例中輸出信 號(hào)Vswol與Vswo2同時(shí)為接地電平)，無驅(qū)動(dòng)電流Io流過負(fù)載130，亦即驅(qū)動(dòng)電流Io的狀態(tài)定義為等電位狀態(tài)(或無電流驅(qū)動(dòng)狀態(tài))，而此時(shí)負(fù)載130并無消耗功率。本領(lǐng)域技術(shù)人員 亦可以參考上述教示，視其需求而以其它方式實(shí)現(xiàn)等電位狀態(tài)。例如，使輸出信號(hào)Vswol與 Vswo2同時(shí)為邏輯高電平。在其它實(shí)施例中，可能會(huì)將晶體管Q1-Q4全部關(guān)閉(turn off) 而使輸出信號(hào)Vswol、Vswo2為浮接(floating)狀態(tài)，藉此實(shí)現(xiàn)等電位狀態(tài)。
本實(shí)施例的功率放大器100利用量化單元140產(chǎn)生1. 5位的平均信號(hào)M1、M2。其 中，平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平組合對(duì)應(yīng)于三種不同的量化狀態(tài)(即-1、0、1)。不同的量 化狀態(tài)對(duì)應(yīng)于輸出級(jí)模塊160輸出的驅(qū)動(dòng)電流Io的驅(qū)動(dòng)狀態(tài)(即第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、等電位狀 態(tài)、第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài))。其中，等電位狀態(tài)是無驅(qū)動(dòng)電流Io流過負(fù)載130。因此，本實(shí)施例的 功率放大器100可額外提供一種無電流的穩(wěn)態(tài)(等電位狀態(tài))，降低功率放大器的功率損 失。 圖8為本發(fā)明的另一實(shí)施例的功率放大器的方塊圖。請(qǐng)參照?qǐng)D8，本實(shí)施例的功 率放大器200與上述實(shí)施例的功率放大器100相似，惟二者主要差異之處在于功率放大 器200還包括波形產(chǎn)生器250。波形產(chǎn)生器250依據(jù)電平產(chǎn)生器280的參考信號(hào)Vrefp與 Vrefn產(chǎn)生三角波(例如為鋸齒波)，提供回路濾波單元220參考頻率。值得注意的是，本 實(shí)施例中量化單元220所使用的參考信號(hào)Vrefp與Vrefn的電平與三角波電平的最大值及 最小值相關(guān)。 圖9A為本發(fā)明的一實(shí)施例的三角波與參考信號(hào)的電平關(guān)系圖。請(qǐng)同時(shí)參照?qǐng)D8 與圖9A，本實(shí)施例的波形產(chǎn)生器250產(chǎn)生的三角波Vf ，提供回路濾波單元220參考頻率，其 中三角波Vf電平的最大值Vfmax等于參考信號(hào)Vrefp的電平，而三角波Vf電平的最小值 Vfmin等于參考信號(hào)Vrefn的電平，其中三角波電平的最大值Vfmax及最小值Vfmin介于系 統(tǒng)電位VDD與接地電位GND之間。 本實(shí)施例上述的設(shè)計(jì)可以使得輸入信號(hào)Vi在趨近于低電平信號(hào)時(shí)，量化單 元240不會(huì)輸出一個(gè)工作周期(duty cycle)為50%的脈沖寬度調(diào)制(PulseWIoutth Moldulator， P麗)信號(hào)，而是輸出一個(gè)處于工作周期為0%的P麗信號(hào)。如此一來，當(dāng)輸入 信號(hào)Vi開始放大時(shí)，輸出級(jí)模塊260便能自動(dòng)漸進(jìn)式地將工作周期放大，可避免在功率放 大器剛開始運(yùn)作時(shí)，電感電流過大及爆音噪聲(Pop-noise)的現(xiàn)象發(fā)生，而且也不需要額 外再設(shè)計(jì)一個(gè)邏輯電路。 圖9B與圖9C為本發(fā)明的其它實(shí)施例的三角波與參考信號(hào)的電平關(guān)系圖。請(qǐng)同時(shí) 參照?qǐng)D9B與圖9C，圖9B的三角波電平的最大值Vfmax大于參考信號(hào)Vrefp的電平，而三 角波電平的最小值Vfmin小于參考信號(hào)Vrefn的電平，但參考信號(hào)Vrefp的電平大于另一 參考信號(hào)Vrefn的電平。反之，圖9C的三角波電平的最大值Vfmax小于參考信號(hào)Vrefp的 電平，而三角波電平的最小值Vfmin大于參考信號(hào)Vrefn的電平。其中，參考信號(hào)Vrefp與 Vrefn的電平介于系統(tǒng)電位VDD與接地電位GND之間，如圖9B與圖9C所示的電平關(guān)系。
本實(shí)施例的濾波回路單元220及量化單元240搭配圖9B與圖9C所示的三角波Vf 與參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn的電平關(guān)系，亦可達(dá)到驅(qū)動(dòng)電流Io具有等電位狀態(tài)。其中，波形 產(chǎn)生器250依據(jù)參考信號(hào)Vrefp與Vrefn產(chǎn)生三角波Vf ，并提供回路濾波單元220參考頻 率，而電平產(chǎn)生器280的參考信號(hào)Vrefp與Vrefn提供量化單元240量化誤差信號(hào)Ve的量 化參考電平。 由上述多個(gè)實(shí)施例，可歸納為下列的方法流程。圖10為本發(fā)明的一實(shí)施例的降低
9積化和差D類功率放大器的方法流程圖。請(qǐng)參照?qǐng)D10，首先，接收輸入信號(hào)Vi (步驟S301)。 如圖2的實(shí)施例所述，計(jì)算輸入信號(hào)Vi與輸出信號(hào)Vo間的差值，并累加差值，以產(chǎn)生誤差 信號(hào)Ve (步驟S302)。 接著，依據(jù)參考信號(hào)Vrefp、 Vrefn的電平量化誤差信號(hào)Ve，并產(chǎn)生平均信號(hào)Ml、 M2 (步驟S303)。如圖4所述，當(dāng)平均信號(hào)Ml為邏輯高電平、而平均信號(hào)M2為邏輯低電平 時(shí)，對(duì)應(yīng)于量化狀態(tài)"1 "。當(dāng)平均信號(hào)Ml為邏輯低電平，而平均信號(hào)M2為邏輯高電平時(shí)，對(duì) 應(yīng)于量化狀態(tài)"-l"。當(dāng)平均信號(hào)M1、M2皆為邏輯低電平時(shí)，對(duì)應(yīng)于量化狀態(tài)"O"。
之后，依據(jù)平均信號(hào)M1、M2的邏輯電平，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)Vo以驅(qū)動(dòng)負(fù)載(步 驟S304)。其中，如圖7所述，輸出信號(hào)Vo的驅(qū)動(dòng)電流Io為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、 等電位狀態(tài)三者其中之一。 綜上所述，本發(fā)明的積化和差D類功率放大器采用的量化單元可量化誤差信號(hào)為 平均信號(hào)，其中不同的平均信號(hào)的邏輯電平組合對(duì)應(yīng)于三種量化狀態(tài)的等效電平的其中一 種。通過量化單元輸出的平均信號(hào)控制輸出級(jí)模塊產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電流，且驅(qū)動(dòng)電流具有 無電流的穩(wěn)態(tài)電平(等電位狀態(tài))。 在部分實(shí)施例中，功率放大器的濾波回路單元及量化單元搭配不同的三角波與參 考信號(hào)的電平關(guān)系，除了可避免在功率放大器剛開始運(yùn)作時(shí)，電感電流過大及爆音噪聲的 現(xiàn)象發(fā)生之外，還可達(dá)到驅(qū)動(dòng)電流具有無電流的穩(wěn)態(tài)電平。 雖然本發(fā)明已以實(shí)施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術(shù)領(lǐng)域 中具有通常知識(shí)者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作些許的更動(dòng)與潤飾，故本發(fā)明 的保護(hù)范圍當(dāng)視所附的權(quán)利要求范圍所界定者為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
一種積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器包括回路濾波單元，計(jì)算輸入信號(hào)與輸出信號(hào)間的差值，并累加該差值，以產(chǎn)生誤差信號(hào)；量化單元，耦接該回路濾波單元，依據(jù)第一參考信號(hào)與第二參考信號(hào)的電平量化該誤差信號(hào)，并產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的第一平均信號(hào)與第二平均信號(hào)；以及輸出級(jí)模塊，耦接該量化單元，依據(jù)該第一平均信號(hào)與該第二平均信號(hào)對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生該輸出信號(hào)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載，其中該輸出信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電流至少為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其其特征在于該量化單元包括第一比較器，接收該誤差信號(hào)，并依據(jù)該第一參考信號(hào)的電平量化該誤差信號(hào)為第一邏輯信號(hào)；第二比較器，接收該誤差信號(hào)，并依據(jù)該第二參考信號(hào)的電平量化該誤差信號(hào)為第二邏輯信號(hào)；以及邏輯電路，接收該第一邏輯信號(hào)與該第二邏輯信號(hào)，且經(jīng)邏輯處理后產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的該第一平均信號(hào)與該第二平均信號(hào)。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器還包括電平產(chǎn)生器，用以產(chǎn)生該第一參考信號(hào)與該第二參考信號(hào)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該積化和差D類功率放大器還包括波形產(chǎn)生器，依據(jù)該電平產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該第一參考信號(hào)與該第二參考信號(hào)產(chǎn)生具有參考頻率的三角波給該回路濾波單元。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該第一參考信號(hào)及該第二參考信號(hào)的電平與該三角波電平的最大值及最小值相關(guān)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的最大值等于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的最小值等于該第二參考信號(hào)的電平。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的波峰最大值大于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的波谷最小值小于該第二參考信號(hào)的電平，但該第一參考信號(hào)的電平大于該第二參考信號(hào)的電平。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該三角波電平的最大值小于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的最小值大于該第二參考信號(hào)的電平。
9. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該量化單元的該第一參考信號(hào)及該第二參考信號(hào)的電平與該三角波電平的最大值及最小值皆介于系統(tǒng)電位與接地電位之間。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的積化和差D類功率放大器，其特征在于該輸出級(jí)模塊包括第一邏輯單元，接收該第一平均信號(hào)，并進(jìn)行邏輯處理以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于該第一平均信號(hào)的該第一信號(hào)與該第二信號(hào)；第二邏輯單元，接收該第二平均信號(hào)，并進(jìn)行邏輯處理以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于該第二平均信號(hào)的該第三信號(hào)與該第四信號(hào)；第一晶體管，其柵極接收該第一信號(hào)，其第一源/漏極耦接系統(tǒng)電壓，其第二源/漏極耦接至該負(fù)載的第一端；第二晶體管，其柵極接收該第二信號(hào)，其第一源/漏極耦接該第一晶體管的第二源/漏極，其第二源/漏極耦接接地電壓；第三晶體管，其柵極接收該第三信號(hào)，其第一源/漏極耦接該系統(tǒng)電壓，其第二源/漏 極耦接至該負(fù)載的第二端；以及第四晶體管，其柵極接收該第四信號(hào)，其第一源/漏極耦接該第三晶體管的第二源/漏 極，其第二源/漏極耦接該接地電壓；其中，該第一晶體管與該第三晶體管的第二源/漏極產(chǎn)生該輸出信號(hào)。
11. 一種用于積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該方法包括 接收輸入信號(hào)；計(jì)算輸入信號(hào)與輸出信號(hào)間的差值，并累加該差值，以產(chǎn)生誤差信號(hào)； 依據(jù)第一參考信號(hào)與第二參考信號(hào)的電平量化該誤差信號(hào)，并產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的第一平均信號(hào)與第二平均信號(hào)；以及依據(jù)該第一平均信號(hào)與該第二平均信號(hào)對(duì)應(yīng)地產(chǎn)生該輸出信號(hào)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載，其中該輸出信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電流至少為第一驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、第二驅(qū)動(dòng)狀態(tài)、等電位狀態(tài)三者其中之一。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該第一參考 信號(hào)及該第二參考信號(hào)的電平與三角波電平的最大值及最小值相關(guān)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值等于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的最小值等于該第二參考信號(hào)的 電平。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值大于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的最小值小于該第二參考信號(hào)的 電平，但該第一參考信號(hào)的電平大于該第二參考信號(hào)的電平。
15. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該三角波電 平的最大值小于該第一參考信號(hào)的電平，而該三角波電平的最小值大于該第二參考信號(hào)的 電平。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的積化和差D類功率放大器的方法，其特征在于該第一參考 信號(hào)及該第二參考信號(hào)的電平與該三角波電平的最大值及最小值皆介于系統(tǒng)電位與接地 電位之間。
全文摘要
一種積化和差D類功率放大器，其包括回路濾波單元、量化單元以及輸出級(jí)模塊。量化單元耦接回路濾波單元，并依據(jù)第一與第二參考信號(hào)的電平量化誤差信號(hào)，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的第一與第二平均信號(hào)，其中第一與第二平均信號(hào)的不同邏輯電平組合分別對(duì)應(yīng)于三種量化狀態(tài)其中的一種。輸出級(jí)模塊耦接量化單元，并依據(jù)不同的量化狀態(tài)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的輸出信號(hào)以驅(qū)動(dòng)負(fù)載，其中輸出信號(hào)的驅(qū)動(dòng)電流為三種驅(qū)動(dòng)狀態(tài)其中的一種，且至少包括等電位狀態(tài)。
文檔編號(hào)H03F3/20GK101741324SQ200810174529
公開日2010年6月16日 申請(qǐng)日期2008年11月10日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月10日
發(fā)明者侯信宏, 林崇偉 申請(qǐng)人:財(cái)團(tuán)法人工業(yè)技術(shù)研究院