專利名稱：雙頻匹配電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及雙頻匹配電路，其被插入裝載在移動終端上的天線與
高頻電路之間，且在所期望的2個頻帶，在上述天線與上述高頻電路 之間進行阻抗匹配。
背景技術：
現(xiàn)在，移動電話服務正在急劇地普及，為了響應對于更高的移動 性的實現(xiàn)和更靈活的通信服務的強烈的要求，在一個移動終端中實現(xiàn) 移動終端的小型化和在不同的利用頻帶運用的多個通信系統(tǒng)的使用 (多頻帶化)這2點成為開發(fā)移動終端時的一個技術目標。該目標也 保持傳承到作為電波的輸出輸入接口必不可少的器件即天線，希望開 發(fā)小型且能夠在多個頻帶下動作的所謂的多頻帶天線。
在實際的移動終端的開發(fā)中，因為僅通過天線的優(yōu)化難以在期望 的多個頻帶下實現(xiàn)良好的天線特性，所以多通過在天線與高頻電路之 間插入適當?shù)钠ヅ潆娐范鴮崿F(xiàn)最終的頻率調整與高頻電路的良好的阻 抗匹配。現(xiàn)在，各種移動電話服務的利用頻帶存在于800 900MHz帶 禾口 1.5 2GHz帶這2個頻帶，為了實現(xiàn)移動終端的多頻帶化，天線必須 在這2個頻帶下進行動作。但是，因為兩頻帶較大地分離，所以利用 通常的單頻匹配電路難以實現(xiàn)在兩個頻帶的自由的匹配調整，因此為 了實現(xiàn)上述目標，優(yōu)選應用能夠在各個頻帶獨立地匹配的雙頻匹配電 路。
在上述背景下，作為應用至今的現(xiàn)有的雙頻匹配電路，存在使用 梯形電路的方式，其中，該梯形電路使用多個單頻匹配電路和多個共 振電路構成(例如，參照專利文獻1和專利文獻2)。圖11是表示上述 專利文獻1中記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路的電路結構的電路框圖。
在圖11中，輸出端子102的阻抗(或1端子S參數(shù))的頻率特性 已知，負載101在上述的狀況下相當于天線。而且，負載101經由第 一匹配電路103、第二匹配電路104、和第三匹配電路105構成的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108與電源107連接。其中，如圖中的框圖所示，各 匹配電路103、 104、 105是由電感器和電容器構成的并聯(lián)共振電路或 串聯(lián)共振電路。
圖11中記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108在期望的2個頻帶中，以 使得輸出端子102處的負載101的阻抗與輸入端子106處的電源107 的阻抗值變得相等的方式，作為阻抗變換器進行動作。因此，在該2 個頻帶下，從電源107供給的電力不受到反射衰減地高效率地被供給 到負載101。
但是，在將各匹配電路103、 104、 105看作一個電路框的情況下， 圖11記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108,如圖13 (表示在現(xiàn)有的雙頻匹 配電路中使用的梯形電路的電路結構的電路框圖)所示，形成使圖12 (表示在非專利文獻1中記載的2種基礎的單頻匹配電路的電路結構 的電路框圖)所示的基本的2種單頻匹配電路121a、 121b (例如，參 照非專利文獻O梯狀結合的電路結構(梯形電路131)。其中，梯形 電路131是在各種濾波器中常用的電路結構。
因為現(xiàn)有的雙頻匹配電路108的作用與在期望的2個頻帶將高頻 信號從輸入端子106無反射衰減地傳輸至負載101的情況等價，因此， 通過應用圖13所示的梯形電路131，雙頻匹配電路的設計與期望的雙 頻帶為通過帶的帶通濾波器的設計同義。因此，在進行現(xiàn)有的雙頻匹 配電路108的設計時，能夠適當?shù)貞矛F(xiàn)有的濾波器設計法，上述現(xiàn) 有的結構具有不依賴于負載101的阻抗的頻率特性、且能夠比較自由 地在期望的雙頻帶獲得與輸入端子106匹配的優(yōu)點。
專利文獻l:日本特開2004-242269號公報(第18頁，圖l) 專利文獻2:日本特開2006-325153號公報(第14頁，圖l) 非專禾U文獻1: Robert E. Collin著，-An IEEE press classic reissue — Foundations for microwave engineering (second edition, IEEE press series on electromagnetic wave theory), A John Wiley & Sons, Inc., publication, ISBN 0-7803-6031-1 (323頁，F(xiàn)igure 5. 17)
發(fā)明內容但是，在上述現(xiàn)有的結構中具有以下2個問題。
第一個問題是難以降低在雙頻匹配電路中產生的損失這點。為了 提高移動電話服務的品質，必須要提高移動終端的收發(fā)信品質。因為 主要通過降低在天線與高頻電路之間產生的電力損失實現(xiàn)收發(fā)信品質 的提高，所以優(yōu)選盡可能地降低插入其中的雙頻匹配電路的損失。上 述現(xiàn)有的結構因為作為構成要素需要非常多的元件(電感器、電容器) 且必須使用多個共振電路，所以具有涉及降低損失的問題。
第二個問題是難以實現(xiàn)相對于負載101的阻抗變動的匹配特性的 穩(wěn)定性這點。通常，移動終端在使用時手、頭部接近天線，因此天線 的阻抗的頻率特性根據使用狀況而變動。因此，為了確保穩(wěn)定的收發(fā) 信品質，必須確保相對于天線的阻抗變動的匹配特性的穩(wěn)定性。但是， 在上述現(xiàn)有的結構中，因為多使用電特性(2端子S參數(shù))的頻率變動 急劇的共振電路，所以對于負載101的阻抗變動，其匹配特性容易受 到影響。進一步，因為在梯形電路131中，各單頻匹配電路(參照圖 12) 121a、 121b中均進行阻抗變換，所以梯形電路自身對于負載101 的阻抗變動也敏感。從以上的觀點出發(fā)，上述現(xiàn)有的結構具有關于穩(wěn) 定性的問題。
本發(fā)明是為了解決上述現(xiàn)有的問題而提出的，其目的在于提供一 種低損失且相對于負載的阻抗變動較穩(wěn)定的雙頻匹配電路。
本發(fā)明的雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻電路接收 具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號和具有1.86GHz的頻率的第二高 頻信號的第一和第二輸入端子；與天線連接的第一和第二輸出端子； 和連接在上述輸入端子與上述輸出端子之間的電路元件組，該電路元 件組具有第一、第二、第三和第四元件，上述第一元件和上述第四元 件在上述第一輸入端子與上述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，并且上述 第二元件和上述第三元件在上述第一輸入端子與上述第二輸入端子之 間串聯(lián)連接，上述第一輸出端子與上述第一元件和上述第四元件之間 的連接點連接，上述第二輸出端子與上述第二元件和上述第三元件之 間的連接點連接，上述電路元件組由以下4組中的任一組構成 第一組.-
第一元件具有12.084nH的電感的電感器；
6第二元件具有5.452nH的電感的電感器； 第三元件具有14.508nH的電感的電感器； 第四元件具有1.934pF的電容的電容器，
第二組
第一元件具有1.023pF的電容的電容器；
第二元件具有5.772nH的電感的電感器；
第三元件具有0.904pF的電容的電容器；
第四元件具有14.927nH的電感的電感器。 在優(yōu)選實施方式中，上述天線的阻抗在0.85GHz的頻率下是 27.2-27.7i (i是虛數(shù)單位)Q，在1.86GHz的頻率下是45.3-14.8i (i
是虛數(shù)單位)Q。
在優(yōu)選實施方式中，上述天線是安裝在移動終端上的反F天線。 發(fā)明的效果
因此，利用本發(fā)明的雙頻匹配電路，能夠大幅改善上述的2個技 術上的問題(低損失化和匹配特性的高穩(wěn)定化)。


圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的雙頻匹配電路的電路結構的電 路框圖。
圖2是用于說明本發(fā)明的實施方式1的雙頻匹配電路的元件常數(shù) 的決定法的符號等的規(guī)則圖。
圖3 (a)是表示將構成本發(fā)明的實施方式1的雙頻匹配電路的、 作為電感器的一個構成元件展開成由多個電感器構成的電路的方法的 電路圖。圖3 (b)是表示將構成本發(fā)明的實施方式1的雙頻匹配電路 的、作為電容器的一個構成元件展開成由多個電容器構成的電路的方 法的電路圖。
圖4 (a)是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的裝載有天線的 移動終端的解析模型的尺寸的立體圖(表示解析模型的整體尺寸的立 體圖)。圖4 (b)是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的裝載有天線 的移動終端的解析模型的尺寸的立體圖(表示天線部的詳細尺寸的立 體圖)。圖5 (a)是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、圖4所示的 解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性的 特性圖(反射駐波比的頻率特性圖)，圖5 (b)是表示本發(fā)明的實施方 式1的實施例中的、圖4所示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子 3處的高頻特性的頻率依賴性的特性圖(1端子S參數(shù)的史密斯圓圖 (Smith Chart))。
圖6是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、相對于圖4所示 的解析模型設計的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件常數(shù)表的圖。
圖7是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、插入圖4的解析 模型的模型化的手的尺寸與其插入位置的立體圖。
圖8是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、在圖6中設計的 本發(fā)明的雙頻匹配電路的手接近時的匹配頻帶的變化率的特性表的 圖。
圖9(a)是使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的框圖(以圖11 (a) 所示的非專利文獻1記載的單頻匹配電路為基礎獲得的雙頻匹配電路 的框圖)，圖9 (b)是使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的框圖(以圖 11 (b)所示的非專利文獻1記載的單頻匹配電路為基礎獲得的雙頻匹 配電路的框圖)。
圖10 (a)表示使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的元件結構、元 件常數(shù)、和手接近時的匹配頻帶的頻帶變化率無解。圖10 (b)是表示 特性表的圖，該特性表表示使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的元件 結構、元件常數(shù)、和手接近時的匹配頻帶的頻帶變化率(針對圖9 (b) 所示的電路框圖計算所得的特性表)。
圖11是表示現(xiàn)有的雙頻匹配電路的電路結構的電路框圖。
圖12是表示非專利文獻1記載的2種基礎的單頻匹配電路的電路 結構的電路框圖。
圖13是表示在現(xiàn)有的雙頻匹配電路中使用的梯形電路的電路結構 的電路框圖。
符號的說明
1本發(fā)明的雙頻匹配電路 2輸入端子3輸出端子
4a、 4b、 4c、 4d 元件
5負載 6天線
7移動終端框體 8模型化的手 101 負載 102輸出端子 103第一匹配電路 104第二匹配電路 105第三匹配電路 106輸入端子 107 電源
108現(xiàn)有的雙頻匹配電路 121a、 121b 單頻匹配電路 131梯形電路 f頻率
al (f) 元件4a的阻抗的實部 (x2 (f) 元件4b的阻抗的實部 a3 (f) 元件4c的阻抗的實部 (x4 (f) 元件4d的阻抗的實部 Zr(f) 負載5的阻抗的實部 Zi (f) 負載5的阻抗的虛部 Z0與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗 Ljaj (f) (j=l、 2、 3、 4)是電感器時的電感值 Cj aj (f) (j=l、 2、 3、 4)是電容器時的電容值 A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f) (公式2)的從上起由3 6式定 義的函數(shù)
fl、 f2 2個匹配頻率
a、 /3、a、b構成雙頻匹配電路的集中常數(shù)元件的阻抗值的實 部，其中，該雙頻匹配電路是使用圖9所示的現(xiàn)有技術構成的。
具體實施例方式
以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行說明。 (實施方式)
圖1是表示本發(fā)明的實施方式的雙頻匹配電路的電路結構的電路 框圖。如圖1所示，本實施方式的雙頻匹配電路1具備由第一輸入
端子2a和第二輸入端子2b構成的輸入端子2，和由第一輸出端子3a 和第二輸出端子3b構成的輸出端子3。在輸入端子2連接有高頻電路
(未圖示)，在輸出端子3連接有負載5。
本實施方式的雙頻匹配電路1由4個元件4a、 4b、 4c、 4d構成。 元件4a、 4b、 4c、 4d分別是集中常數(shù)元件，分別是電感器或電容器中 的任一個。而且，元件4a、 4b、 4c、 4d是電感器還是電容器的選擇， 以及各自的元件常數(shù)的具體的值，通過在希望實現(xiàn)匹配的雙頻帶預先 求得的負載5的阻抗值和與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值決定
(在后文中說明它們的決定方法)。
輸入端子2、元件4a、 4b、 4c、 4d、和負載5的連接方式與應用 于計算器、數(shù)字表等的數(shù)字顯示的"7段顯示器"為相同的結構。艮口， 在7段顯示器的橫方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段相 當于輸入端子2，如果將負載5分配給剩下的一個在橫方向上延伸的 段，則剩余的縱方向的4段相當于元件4a、 4b、 4c、 4d。
此處，因為本發(fā)明的雙頻匹配電路1其電路結構具有幾何對稱性， 所以即使改變以下所述的元件4a、 4b、 4c、 4d的排列，也顯示與原來 的電路相同的特性。首先，第一排列變換是同時進行元件4a和元件4b 的交換以及元件4d和元件4c的交換。第一排列變換相當于在圖1中 將朝向本發(fā)明的雙頻匹配電路1位于左側的輸入端子2重新配置于朝 向本發(fā)明的雙頻匹配電路1的右側。此外，第二排列變換是同時進行 元件4a和元件4d的交換以及元件4b和元件4c的交換。第二排列變 換相當于在圖1中未圖示的外部電路的輸出端子的2個連接方法。例 如，在圖1中不圖示的外部電路的輸出端子為不平衡線路的情況下， 相當于將與在圖1中未圖示的外部電路的輸出端子的接地面(ground 面)連接的端子位于圖1的輸入端子2的上側或下側。通過后述的設計方法的(公式2)也能夠確認第一和第二排列變換提供電氣上同等的 電路。因此，雖然存在獲得多個根據后述的設計方法得到的本發(fā)明的 雙頻匹配電路1的電路結構的情況，但是通過上述的第一和第二排列 變換相互被建立關系的電路結構并不獨立，能夠歸納為一個電路結構。
接著，對元件4a、 4b、 4c、 4d的具體的元件常數(shù)值的決定方法進 行說明。因為元件4a、 4b、 4c、 4d是電感器或電容器中的任一個，所 以各元件的阻抗是虛數(shù)。于是，為了以下的說明，如圖2所示，對各 元件的阻抗標注符號。
圖2是用于說明本發(fā)明的實施方式1的雙頻匹配電路的元件常數(shù) 的決定方法的符號等的規(guī)則圖。在圖2中，小寫字"i"表示虛數(shù)單位。 即，i= (-1) a (1/2)。與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值Z0是實 數(shù)值，通常為50Q。此外，負載5的阻抗一般是具有頻率依賴性的復 數(shù)量，其由實部Zr (f)和虛部Zi (f) (f是頻率)這2個實數(shù)量表示。
如上所述，各元件的阻抗由各個實數(shù)量aj (f) (j=l、 2、 3、 4) 表示。而且，aj (f) (j=l、 2、 3、 4)根據各元件是電感器還是電容 器的任一種情況，按照以下的(公式l)所示那樣被設定。
^ (電容器的情況)，0-^,2, 3， 4) l (2"/)1^ (電感器的情況)
此處，(公式l)中的Lj、 Cj相當于第j個元件的元件常數(shù)，艮P， 分別相當于電感值、電容值。在當前的時刻，它們的具體的值未被決 定，是未知常數(shù)。因此，具體的Lj、 Cj的值，通過使在希望實現(xiàn)阻抗 匹配的雙頻fl、 f2下獲得的以下4個方程式(公式2)聯(lián)立并對其進 行求解而求取。
ii[公式2]
<formula>formula see original document page 12</formula>
(公式2)的解法如下所述。首先，對于元件4a、 4b、 4c、 4d的 各個適當?shù)胤峙潆娙萜骰螂姼衅?。這樣，根據(公式1)， aj (f) (j=l、 2、 3、 4)成為包括未定的4個元件常數(shù)(Lj或Cj)的與頻率f相關的 函數(shù)。接著，將頻率特性已知的負載5的阻抗(Zr (f)和Zi (f))和 與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值(Z0)、以及由(公式l)中具 體的函數(shù)形式所決定的aj (f) (j=l、 2、 3、 4)代入(公式2)中的從 上起的第3~第6的式的右邊，由此，構成A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)。然后，將與頻率f相關的具體的函數(shù)形式已明確的A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)代入從(公式2)的上部起第1行和第2行的2個條件 式，提供所期望的雙頻fk (k=l、 2)，由此，獲得相對于未定的4個元 件常數(shù)(Lj或Cj)的4個相互獨立的方程式。于是，通過使這4個方 程式聯(lián)立并對其求解，能夠求取未定的4個元件常數(shù)。而且，因為未 定常數(shù)的個數(shù)與獨立方程式的個數(shù)一致，所以可知(公式2)必定有解。 但是，因為元件常數(shù)必需是正的實數(shù)，所以只要Lj或Cj獲得正的實數(shù) 解的情況下，作為圖2所示的電路，能夠實際地構成本實施方式的雙 頻電路。
相對于元件4a、 4b、 4c、 4d的各個，分配電容器或電感器的方法 總共有2八4=16種，因此，通過相對于它們的所有的組合以與上述相同 的順序(公式2)求解，能夠抽出作為實際電路能夠構成的所有的電路 結構。此外，將通過基于電路的幾何學的對稱性的上述第一、第二排 列變換而被相互建立關系的電路結構歸納為一個電路，由此，之后需要正確地選擇獨立的電路的過程。于是，在獲得的所有的獨立的電路 結構中，根據情況選擇最滿足適合于天線承擔的規(guī)格的電路結構，由 此，完成本實施方式的雙頻匹配電路的設計。其中，作為上述的適合 于天線承擔的規(guī)格，有實現(xiàn)良好的匹配的頻帶寬度是否足夠寬，雙 頻匹配電路是否由具有更小的元件常數(shù)的元件構成，是否不包括具有 大的元件常數(shù)的電感器，匹配特性相對于天線的阻抗變動是否不易受 到影響等。如上所述，作為移動終端用的天線的匹配電路，在設計本 發(fā)明的雙頻電路的情況下，最后的規(guī)格特別重要。
采用該結構，以分別作為電容器或電感器中的任一種的4個集中 元件構成雙頻匹配電路，由此，能夠將元件個數(shù)削減至4個，并且以 由共振電路構成的梯形電路以外的電路結構使這些元件耦合，由此， 能夠提供一種高穩(wěn)定的雙頻匹配電路，其損失低，且對于負載5的阻
抗變動，阻抗匹配不易受到影響。
而且，在上述的本實施方式的說明中，對元件4a、 4b、 4c、 4d的 各個由一個電感器或一個電容器構成的情況進行了說明。但是，在為 電感器的情況下，如圖3 (a)(表示將構成本實施方式的雙頻匹配電路 的、作為電感器的一個構成元件展開為以多個電感器構成的電路的方 法的電路圖)所示，也可以以串聯(lián)連接的2個以上的電感器置換。另 外，同樣地在電容器的情況下，如圖3 (b)(表示將構成本實施方式l 的雙頻匹配電路的、作為電容器的一個構成元件展開為以多個電容器 構成的電路的方法的電路圖)所示，也可以以并聯(lián)連接的2個以上的 電容器置換。但是，在兩種情況下，作為電路整體而被合成的電感器 值和作為電路整體而被合成的電容器值的各個必需與在上述的設計方 法中作為單一的元件求得的元件常數(shù)一致。 (實施例)
以下，對本發(fā)明的雙頻匹配電路的具體的實施例進行說明。本實 施例的基本的結構與圖1所示的實施方式的結構相同。
圖4是表示本實施例中的裝載有天線的移動終端的解析模型的尺 寸的立體圖。圖4 (a)是表示解析模型的整體尺寸的立體圖。圖4 (b) 是表示天線部的詳細尺寸的立體圖。在圖4中，解析模型均以厚度為 100/im、導電率為4.9X10A7Sie/m的金屬板構成。
13如圖4 (a)所示，天線6是翻折上述金屬板而構成的反F天線， 與將移動終端箱體7模型化所得的40mmx85mmx5mm的金屬箱的上部 前端連接。其中，用于向天線6輸入高頻信號的輸出端子3相當于在 圖4 (a)中以O包圍的位置。此外，令該解析模型位于自由空間(無 限寬廣的真空)，通過使用電磁場模擬軟件正3D version 11.23進行高頻 解析，抽取包含輸出端子3處的移動終端箱體7的影響的天線6的阻 抗的頻率特性。本實施例中的天線的阻抗在頻率0.85GHz下是 27.2-27.7i (i是虛數(shù)單位)，在1.86GHz下是45.3-14.8i (i是虛數(shù)單位)。
以下，按照關于上述實施方式已說明的設計方法，設計與圖4的 移動終端的輸出端子3連接的本實施例的雙頻匹配電路。此外，作為 比較例，設計基于上述現(xiàn)有結構的雙頻匹配電路。這樣，通過比較對 于包含移動終端箱體7的影響的天線6的阻抗的變動的它們的穩(wěn)定性， 確認本發(fā)明的雙頻匹配電路的優(yōu)越性。
首先，在圖5中表示基于電磁場模擬的圖4所示的移動終端的輸 出端子3處的1端子S參數(shù)的計算結果。圖5是表示本實施例中的圖4 所示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依 賴性的特性圖。圖5 (a)是反射駐波比的頻率特性圖，圖5 (b)是1 端子S參數(shù)的史密斯圓圖(Smith Chart)。
在本實施例中，令希望實現(xiàn)阻抗匹配的2個頻率為fl=0.85GHz， G=l.86GHz，令希望獲得匹配的高頻電路的阻抗值為50CK即，Z0=50)。 根據圖5 在頻率fl和頻率Q附近天線顯現(xiàn)共振，尤其在頻率fl
處未實現(xiàn)充分的匹配(反射駐波比。)。此外，該情況在圖5 (b)中也 得到確認。如圖5 (b)中A標記所示，因為在頻率fl下相對于50Q未 能實現(xiàn)匹配，因此，設計本發(fā)明的雙頻匹配電路，通過將其與輸出端 子3連接而在2個頻率下實現(xiàn)完全的匹配(相當于反射駐波比=1 )。
在圖6中表示使用上述的設計方法求得的元件常數(shù)。圖6是本實 施例中的、相對于圖4所示的解析模型設計的本發(fā)明的雙頻匹配電路 的元件常數(shù)表。在圖6中，在元件結構的欄中記為"C"和"L"的文 字表示該元件分別是"電容器"和"電感器"。此外，在該表的元件常 數(shù)的欄內，表示根據圖5所記載的電磁場模擬的結果求得的該元件的 具體的元件常數(shù)值。
14這樣，本實施例的雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻
電路接收具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號和具有1.86GHz的頻率 的第二高頻信號的第一和第二輸入端子2a、 2b;與天線(負載5)連 接的第一和第二輸出端子3a、 3b;和連接在輸入端子2與輸出端子3 之間的電路元件組。
該電路元件組具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一輸入端子2a和第二輸入 端子2b之間串聯(lián)連接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一輸入 端子2a和第二輸入端子2b之間串聯(lián)連接。第一輸出端子3a連接在第 一元件4a和第四元件4d之間的連接點，第二輸出端子3b連接在第二 元件4b和第三元件4c之間的連接點。
進一步，上述電路元件組由以下4組中的任一組構成。 第一組
第一元件具有12.084nH的電感的電感器； 第二元件具有5.452nH的電感的電感器； 第三元件具有14.508nH的電感的電感器； 第四元件具有1.934pF的電容的電容器， 第二組
第一元件具有1.023pF的電容的電容器； 第二元件具有5.772nH的電感的電感器； 第三元件具有0.904pF的電容的電容器； 第四元件具有14.927nH的電感的電感器。
在使用移動終端時手和頭部必定接近天線。而且，因為它們的接 近的情況也根據狀況和使用者而不同，所以相對于因手和頭部的接近 而發(fā)生的天線的阻抗變動，匹配特性穩(wěn)定對于提供良好的通信品質非 常重要。于是，使被模型化的手8接近圖4所示的解析模型，調查其 特性劣化。
圖7是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、插入圖4的解析 模型的模型化的手的尺寸與其插入位置的立體圖。在圖7中，令被模 型化的手8為介電常數(shù)50、感應損失0.45的均勻的電介質塊。在圖8 中表示在以上的狀況下，通過與先前相同的電磁場模擬獲得的相對頻帶的劣化的程度。
圖8是表示本發(fā)明的實施方式1的實施例中的、在圖6中設計的 本發(fā)明的雙頻匹配電路的手接近時的匹配頻帶的變化率的特性表。在 圖8中，"頻帶變化率"的計算是通過以下的計算式求得的值。
{(有手的情況下的頻帶)-(無手的情況下的頻帶)}/ (無手的情 況下的頻帶)xioo
此處所說的頻帶，由反射駐波比為2以下的頻帶規(guī)定。根據圖8 可知，相對于手的接近，變動最少的電路結構是Case2。
但是，在上述現(xiàn)有技術的范疇內能夠形成由與本發(fā)明的雙頻匹配 電路的構成元件數(shù)為相同數(shù)目的4個元件構成的雙頻匹配電路。其具 有將圖11所示的單頻匹配電路連接為圖12所示的梯形電路狀的電路 結構，如圖9所示，作為獨立的電路能夠考慮2種。
圖9是使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的框圖。圖9 (a)是以 圖11 (a)所示的非專利文獻1記載的單頻匹配電路為基礎獲得的雙頻 匹配電路的框圖，圖9 (b)是以圖11 (b)所示的非專利文獻1記載 的單頻匹配電路為基礎獲得的雙頻匹配電路。經與獲得圖8的結果的
情況相同的計算手續(xù)，對于這些基于現(xiàn)有技術的雙頻匹配電路，也能 夠計算手接近時的匹配頻帶的頻帶變化率。圖10 (a)、 (b)中表示其 結果。
圖IO是表示使用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路的元件結構、元件 常數(shù)、和手接近時的匹配頻帶的頻帶變化率的特性表。圖10 (a)是表 示對于圖9 (a)所示的雙頻匹配電路計算所得的結果，無解。圖10 (b) 是對于圖9 (b)所示的雙頻匹配電路計算所得的特性表。而且，如圖 10 (a)所示，在本實施例中利用圖9 (a)所示的雙頻匹配電路不能夠 實現(xiàn)匹配。因此，作為利用現(xiàn)有技術構成的雙頻匹配電路，能夠實現(xiàn) 的電路結構限于圖9 (b)。
比較圖8和圖IO可知，本發(fā)明的雙頻匹配電路的Case2的元件結 構在2個頻率下(特別是在頻率fl下)均顯現(xiàn)高的穩(wěn)定性，作為移動 終端用途，在作為重要的必要條件的匹配特性的穩(wěn)定性的確保這點上， 與現(xiàn)有技術相比，顯現(xiàn)高的優(yōu)越性。
而且，當由于在本發(fā)明中使用的天線的結構或尺寸的變化，各頻
16率下的天線的阻抗發(fā)生變化時，圖6所示的元件常數(shù)的值也能夠變化。 但是，當提供天線動作的2個頻率(0.85GHz、 1.86GHz)時，在本發(fā) 明中能夠使用的天線的結構和尺寸實質上確定。因此，在本發(fā)明中能 夠被實用地使用的天線的結構和尺寸與圖4 (b)所示的天線的結構和 尺寸相比不會大幅變化。其結果是，2個頻率(0.85GHz、 1.86GHz) 下的天線的阻抗均獲得接近上述值的值。
即使使用在結構或尺寸上與圖4 (b)所示的天線不同的天線的情 況下，如果上述的2個頻率下的天線阻抗不產生大的差異，則通過計 算求取的元件常數(shù)也不會從圖6所示的值大幅變化。例如，由于天線 的尺寸變化，即使2個頻率下的天線阻抗一定程度上發(fā)生變化，通過 采用具有圖6所示的元件常數(shù)的雙頻匹配電路，也能夠充分地獲得本 發(fā)明的效果。
相反，在天線阻抗與上述的實施例中的值相等的情況下，即使元 件常數(shù)的各個數(shù)值與圖6所示的值不嚴格地一致，也能夠獲得本發(fā)明 的效果。即使元件常數(shù)的各個數(shù)值從圖6所示的值變化例如50%左右， 也能夠充分地獲得本發(fā)明的效果。
產業(yè)上的可利用性
本發(fā)明的雙頻匹配電路因為以4個這樣少量的構成元件數(shù)形成， 所以實現(xiàn)低損失性，并且相對于負載的阻抗變動具有高的穩(wěn)定性。因 此，作為放大器、混頻器用的雙頻匹配電路等是有用的。此外，也能 夠應用于以下的調諧電路，即，在以物理和化學的方式在基板上沉積 薄膜的薄膜沉積裝置的等離子體產生源中使用的調諧電路，和在微波 爐等的電波加熱中使用的磁控管用的調諧電路等。
權利要求
1.一種雙頻匹配電路，其包括從具有50Ω的阻抗的高頻電路接收具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號和具有1.86GHz的頻率的第二高頻信號的第一和第二輸入端子；與天線連接的第一和第二輸出端子；和連接在所述輸入端子與所述輸出端子之間的電路元件組，該雙頻匹配電路的特征在于所述電路元件組具有第一、第二、第三和第四元件，所述第一元件和所述第四元件在所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，并且所述第二元件和所述第三元件在所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，所述第一輸出端子與所述第一元件和所述第四元件之間的連接點連接，所述第二輸出端子與所述第二元件和所述第三元件之間的連接點連接，所述電路元件組由以下4組中的任一組構成第一組第一元件具有12.084nH的電感的電感器；第二元件具有5.452nH的電感的電感器；第三元件具有14.508nH的電感的電感器；第四元件具有1.934pF的電容的電容器，第二組第一元件具有1.023pF的電容的電容器；第二元件具有5.772nH的電感的電感器；第三元件具有0.904pF的電容的電容器；第四元件具有14.927nH的電感的電感器。
2.如權利要求l所述的雙頻匹配電路，其特征在于:所述天線的阻抗在0.85GHz的頻率下是27.2-27.7i (i是虛數(shù)單位)Q， 在1.86GHz的頻率下是45.3-14.8i (i是虛數(shù)單位)Q。
3.如權利要求2所述的雙頻匹配電路，其特征在于 所述天線是安裝在移動終端上的反F天線。
全文摘要
本發(fā)明提供雙頻匹配電路。令輸入端子(2)、元件(4a、4b、4c、4d)、和負載(5)的連接方式為適用于計算器、數(shù)字表等的數(shù)字顯示的“7段顯示器”狀。即，將7段顯示器的在橫方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段分配給輸入端子(2)，將負載(5)分配給剩下的一個在橫方向上延伸的段，剩余的縱方向的4段相當于元件(4a、4b、4c、4d)。采用該電路結構，元件總數(shù)減少為4，由此，能夠實現(xiàn)低損失性，此外，通過從構成電路中排除共振電路并縮小梯形電路的規(guī)模，相對于負載(5)的阻抗變動能夠進行高穩(wěn)定的阻抗匹配。
文檔編號H03H7/38GK101558561SQ200880001088
公開日2009年10月14日 申請日期2008年3月31日 優(yōu)先權日2007年4月9日
發(fā)明者寒川潮 申請人:松下電器產業(yè)株式會社