專利名稱：聲波濾波器裝置以及雙工器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種諸如用于便攜式電話機的RF波段的雙工器的聲波(彈 性波)濾波器裝置，更詳細地，涉及一種具有平衡一不平衡轉換功能，并 且在雙工器中，作為通頻帶相對較高一側的濾波器使用的聲波濾波器裝 置、以及具有該聲波濾波器裝置的雙工器。
背景技術：
以往，在便攜式電話機中，為了減少部件的個數(shù)，力求使用具有多種 功能的部件。作為具有這種多種功能的部件的一個例子，提出具備發(fā)送側 頻帶濾波器以及接收側頻帶濾波器的雙工器的種種方案。例如在以下專利文獻1中，公布了由圖11的示意性平面圖所示的雙工 器。雙工器1001具有壓電基板1002。通過在壓電基板1002上形成圖11 示意性地表示的電極結構，由此形成發(fā)送側頻帶濾波器1004以及接收側 頻帶濾波器1005。這里將接收側頻帶濾波器1005的通頻帶設為比發(fā)送側 頻帶濾波器1004的通頻帶高。通過聲表面波諧振子1006、 1007，將接收側頻帶濾波器1005連接到 連接于天線的公共端子1003。接收側頻帶濾波器1005是3IDT型的縱向 耦合諧振子型聲表面波濾波器。接收側頻帶濾波器1005具有沿著表面波 傳播方向順序配置的第1 第3IDT1005a 1005c。第2IDT1005b的一端連 接到第1平衡端子1008，另一端連接到第2平衡端子1009。 g卩，接收側 頻帶濾波器1005是浮動平衡型的具有平衡一不平衡轉換功能的縱向耦合 諧振子型聲表面波濾波器。另一方面，發(fā)送側頻帶濾波器1004具有第1 第3IDT1004a 1004c。 通過聲表面波諧振子1010，將中央的第2IDT1004b連接到公共端子1003 上。然后，第l、第3IDT1004a、 1004c的各一端公共連接，并且連接到發(fā) 送端子1011。另外，上述公共端子1003、第1、第2的平衡端子1008、1009以及發(fā)送端子1011以外的多個端子，例如端子1013是連接到接地電 位的端子。在雙工器1001的發(fā)送側頻帶濾波器1004中，希望接收側頻帶濾波器 1005的通頻帶下的阻抗高，最好該阻抗為無限大。另一方面，在接收側頻 帶濾波器1005的發(fā)送側頻帶濾波器1004的通頻帶中，同樣希望阻抗高， 最好該阻抗為無限大。因此，在雙工器1001中，在接收側頻帶濾波器1005與公共端子1003 之間，連接了 1端口型聲表面波諧振子1006、 1007。通過在接收側頻帶濾 波器1005之間連接1端口型聲表面波諧振子1006、 1007，可以提高發(fā)送 側頻帶濾波器1004的通頻帶的接收側頻帶濾波器的阻抗。另外，在本明細書中，將提高上述發(fā)送側頻帶濾波器或接收側頻帶濾 波器等的帶通濾波器的對手方帶通濾波器的通頻帶下的阻抗的處理，適當 地表達為'相位調(diào)整'。專利文獻l:特開平10 — 341135號公報如專利文獻1所記載的那樣，存在的問題是在接收側頻帶濾波器 1005，即縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器和連接于天線上的公共端子 1003之間，串聯(lián)連接聲表面波諧振子1006、 1007的結構中，由聲表面波 諧振子1006、 1007的插入而導致接收側頻帶濾波器1005的插入損耗增大。接收側頻帶濾波器1005中，所進行的上述的相位調(diào)整方法，即作為 將發(fā)送側頻帶濾波器的通頻帶下的阻抗進行提高的其他方法，可以舉出減 少第l、第3IDT1005a、 1005c的電極指的對數(shù)的方法。也就是，將連接于 天線端子的IDT的IDT1005a、 1005c的電極指的對數(shù)減少的方法。圖12(a)，是用于說明減少上述IDT1005a、 1005c的電極指的對數(shù)時 的相位調(diào)整的結果的各阻抗史密斯圓圖。圖12 (a)，表示相位調(diào)整前的結 果，圖12 (b)表示分別減少五對IDT1005a、 IDT1005c的電極指對數(shù)時 的阻抗史密斯圓圖。另外，圖12 (a)、 (b)所示的特性，是作為接收側頻帶濾波器1005， 在形成EGSM接收用濾波器時的特性的例子。在圖12 (a)以及(b)中，分別附加了標志A。這個標志A表示作為 ECSM的發(fā)送頻帶的中心頻率897.5MHz的位置。與圖12 (a)相比，可見圖12 (b)所示的特性中，897.5MHz的阻抗向高阻抗側移位。但是，在將IDT1005a、 1005c的電極指的對數(shù)減少的方法中，接收側 頻帶濾波器1005的發(fā)送側頻帶濾波器1004的通頻帶的電阻值變大。因此， 在構成雙工器1001時，就會產(chǎn)生發(fā)送側頻帶濾波器1004的插入損耗惡化 的問題。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于鑒于上述的以往技術的現(xiàn)狀，提供一種聲波濾波器裝置以及具有該聲波濾波器裝置作為第2帶通濾波器的雙工器，該雙工器具備作為通頻帶相對位于低頻側的第1帶通濾波器、和通頻帶相對位于高頻側的第2帶通濾波器，該聲波濾波器裝置具有平衡一不平衡轉換功能，在構成雙工器時不會導致第1帶通濾波器的插入損耗增大，卻可以提 高第1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗。根據(jù)本發(fā)明，提供聲波濾波器裝置，其作為具備第1帶通濾波器和第2帶通濾波器且第1、第2帶通濾波器的各一端連接到公共端子的聲波濾 波器裝置的上述第2帶通濾波器來使用、具有平衡一不平衡轉換功能，上 述第1帶通濾波器的通頻帶處于相對低頻側、上述第2帶通濾波器的通頻 帶處于相對高頻側，上述聲波濾波器裝置具備壓電基板；和形成于上述 壓電基板上的第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，上述第1、第2 縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，具有沿聲波傳播方向順序配置的第l 第3IDT，第l、第2'縱向耦合諧振子型聲波濾波器的第IIDT的一端被彼 此連接、且第3IDT的一端被彼此連接，從而第1、第2縱向耦合諧振子 型聲波濾波器部被級聯(lián)連接，上述第1縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的 第2IDT連接到上述公共端子，上述第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部 的上述第2IDT的一端連接到第1平衡端子，上述第2縱向耦合諧振子型 聲波濾波器部的上述第2IDT的另一端連接到第2平衡端子，上述第1、 第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，在聲波傳播方向，隔開間距鄰接的 一對IDT中，在面向間距的部分設置窄間距電極指部，窄間距電極指部的 電極指的周期，比窄間距電極指部以外的IDT部分的電極指的周期小，上 述第1縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間距電極指部的電極指個數(shù)，比上述第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間 距電極指部的電極指個數(shù)多。本發(fā)明的聲波濾波器裝置，最理想的是具備多個根據(jù)本發(fā)明構成聲 波濾波器裝置，并將該多個聲波濾波器裝置并聯(lián)連接。這時，由于多個聲波濾波器裝置并聯(lián)連接，可以進一步減小第2帶通濾波器的插入損耗。本發(fā)明的聲波濾波器裝置，作為聲波可以采用聲表面波，此時，根據(jù) 本發(fā)明，可提供不會導致第1帶通濾波器的插入損耗增大，卻可以提高第 1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗的聲表面波濾波器裝置。而且，在本發(fā)明中，作為聲波可以采用聲邊界波(boundary acoustic wave),此時，根據(jù)本發(fā)明，可提供不會導致第1帶通濾波器的插入損耗 增大，卻可以提高第1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗的聲邊界波濾波器裝 置。本發(fā)明的雙工器，是具備通頻帶相對低的第1帶通濾波器、和通頻帶 相對高的第2帶通濾波器，并將第l、第2帶通濾波器的各一端連接到公 共端子，第2帶通濾波器由根據(jù)本發(fā)明構成的聲波濾波器裝置來構成。因 此，不會導致增大第l、第2帶通濾波器的插入損耗，卻可提高第2帶通 濾波器中第1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗，從而可以提供具備良好的濾 波器特性的雙工器。本發(fā)明的聲波濾波器裝置，是將上述第l、第2縱向耦合諧振子型聲 波濾波器部進行級聯(lián)連接，并將第1縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第 2IDT連接到作為不平衡端子的公共端子上，將第2縱向耦合諧振子型聲 波濾波器部的第2IDT的一端連接到第1平衡端子上，將另一端連接到第 2平衡端子上，即所謂浮動平衡型聲波濾波器部，由于第l縱向耦合諧振 子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間距電極指部的電極指個數(shù)，比第2縱 向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間距電極指部的電極指個數(shù) 要多，也就是與所謂具有帶中性點類的平衡一不平衡功能的縱向耦合諧振 子型聲波濾波器的情況相比，可以使連接于公共端子的IDT的電極指的個 數(shù)要多。因此，可以提高第2帶通濾波器上的第1帶通濾波器的通頻帶的 電阻值，并由此在第2帶通濾波器中，不會招致插入損耗的增大，卻可以 提高第1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗。由此，根據(jù)本發(fā)明，既不招致插入損耗的增大，又可以提高第2帶通 濾波器在第1帶通濾波器通頻帶下的阻抗，也就是可以進行前述的相位調(diào)整。而且，由于可以省略圖11所示的聲表面波諧振子1006、 1007等，所 以可以使設計更簡化。


圖1是表示本發(fā)明一實施方式的雙工器的示意性平面圖。 圖2是用于說明在圖1所示的實施方式中形成于IDT上的窄間距電極指部的示意性平面圖。.圖3是表示實施方式以及比較例的雙工器中的接收側頻帶濾波器的傳 輸特性圖。圖4是表示實施方式以及比較例的雙工器中的發(fā)送側頻帶濾波器的傳 輸特性圖。圖5是在計算中除去了發(fā)送側頻帶濾波器的阻抗史密斯匹配造成的損 耗的實施方式以及比較例的各發(fā)送側頻帶濾波器的傳輸特性圖。圖6是表示作為比較例而準備的聲表面波濾波器裝置的示意性平面圖。圖7 (a)、 (b)是表示實施方式以及比較例的雙工器的接收側頻帶濾 波器的阻抗史密斯圓圖的圖。圖8是表示圖1所示的實施方式的變形例的雙工器的示意性平面圖。 圖9是表示圖1所示的實施方式的又一變形例的雙工器的示意性平面圖。圖IO是表示聲邊界波裝置的一例的示意性正面剖面圖。圖11是表示以往的雙工器的一例的示意性平面圖。圖12是表示以往的雙工器中的接收側頻帶濾波器的阻抗史密斯圓圖 的圖，圖(b)是表示與圖(a)所示的結果相比，將連接于公共端子上的 IDT的電極指的對數(shù)減少5對時的阻抗史密斯圓圖的圖。圖中l(wèi)一雙工器，2 —壓電基板，3 —公共端子，4一發(fā)送側頻帶濾波 器，5 —接收側頻帶濾波器，6 —發(fā)送端子，7、 8 —第1、第2平衡端子，9 一第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部，9a 9c—第1 第3IDT，9a,、，9d、 9e—反射器，10 —第2縱向耦合諧 振子型聲表面波濾波器部，10a 10c —第1 第3IDT， 10d、 10e —反射器， 11 一第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部，lla llc一第1 第3IDT， lld、 lle—反射器，12 —第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部，12a 12c —第1 第3IDT， 12d、 12e —反射器，S1 S3 —串聯(lián)臂諧振子，Pl、 P2 一并聯(lián)臂諧振子，IOI—雙工器，201 —聲邊界波濾波器裝置，202 —壓電 基板，203 —電介質(zhì)，204—電極構造具體實施方式
.以下，通過一邊參照附圖一邊對本發(fā)明的具體實施方式
進行說明，來 闡明本發(fā)明。圖1是本發(fā)明的實施方式1的雙工器的示意性平面圖。雙工器1具有壓電基板2。壓電基板2在本實施方式中由42。Y切X傳播的LiTa03形成。壓電基板2也可以由其它切角的LiTa03或者LiNb03等的其它壓電單結晶，或者壓電陶瓷來形成。在上述壓電基板2上，通過形成圖示的電極構造而構成雙工器1。作為形成電極構造的電極材料，在本實施方式中使用Al，但是也可以使用Cu或Au，也可以由合金來形成電極。進而，也可以由多個金屬膜層疊而形成電極。本實施方式的雙工器1是EGSM用的雙工器。EGSM的發(fā)送頻帶為 880 915MHz，接收頻帶為925 960MHz。雙工器i具有作為不平衡端子的公共端子3。在公共端子3上連接了 作為第1帶通濾波器的發(fā)送側頻帶濾波器4、和作為第2帶通濾波器的接 收側頻帶濾波器5。發(fā)送側頻帶濾波器4具有發(fā)送端子6，輸入向發(fā)送端子6發(fā)送的信號 ， 并向連接于天線的公共端子3傳送信號。發(fā)送側頻帶濾波器4是具有多個 串聯(lián)臂諧振子S1 S3、和多個并聯(lián)臂諧振子P1、 P2的梯型濾波器。這里， 串聯(lián)臂諧振子S1 S3以及并聯(lián)臂諧振子P1、 P2，分別用1端口型聲表面 波諧振子來形成。即，發(fā)送側頻帶濾波器4是梯型聲表面波濾波器裝置。另一方面，接收側頻帶濾波器5具有第1、第2平衡 子7、 8。是具9有作為不平衡端子的公共端子3、和第l、第2平衡端子7、 8的具有平衡 一不平衡轉換功能的帶通濾波器。公共端子3的阻抗為50Q ，第1、第2 平衡端子7、 8的阻抗為100Q。在本實施方式中，在公共端子3上連接下 述兩個電路，S卩，級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器 部9、 IO的電路，和級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波 器部ll、 i2的電路。第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9、 11均沿著聲表面波傳播 方向具有第1 第3的三個IDT9a 9c、 11a llc。在設有IDT9a 9c的區(qū) 域的表面波傳播方向兩側，配置反射器9d、 9e。同樣，第l縱向耦合諧振 子型聲表面波濾波器部11，具有反射器lld、 lle。第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9、 11的第2IDT9b、 lib的 一端公共連接，并連接到公共端子3上。第2IDT9b、 llb的其它各端連接 到接地電位上。另一方面，第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部10、12也是第1 第3IDT10a 10c、 12a 12c沿著表面波傳播方向順序配置的3IDT型縱向 耦合諧振子型聲表面波濾波器。第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部 10、 12也具有配置在表面波傳播方向兩端的反射器10d、 10e、 12d、 12e。第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9的第1、第3IDT9a、 9c的 各一端連接在接地電位上。IDT9a的另一端連接在第2縱向耦合諧振子型 聲表面波濾波器部10的第1IDT10a的一端，而IDT10a的另一端連接在接 地電位上。同樣地，第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部的第3IDT9c 的一端連接在接地電位上，另一端連接在第2縱向耦合諧振子型聲表面波 濾波器部10的第3IDT10c的一端，而IDT10c的另一端連接在地電位上。在第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部11、 12中，也同樣 地，將第lIDTlla、 12a彼此連接，第3IDTllc、 12c彼此連接，而沒有連 接IDTlla、 llc、 12a、 12c的其它的IDT側的端部連接到地電位上。而且，將第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部10、 12的中央的 第2IDT10b、 12b的一端彼此公共連接，并連接到第1平衡端子7上，將 另一端彼此公共連接，并連接到第2平衡端子8上。因此，級聯(lián)連接第1、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9、10的電路，以及級聯(lián)連接第1、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部 11、 12的構成，全部都是具有平衡一不平衡轉換功能的浮動平衡型聲表面 波濾波器。另外，在圖1中為了簡化圖示而省略了，第l、第2縱向耦合諧振子 型聲表面波濾波器部9 12，全部具有窄間距電極指部。所謂窄間距電極 指部，就是在兩個IDT的表面波傳播方向上隔開間隙對峙的部分中，面向 該間隙的至少一部分的電極指構成，并與剩余的電極指部相比，電極指間 距窄的電極指部分。作為例子，在圖2中，將第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9 的第1 第3IDT8a 9c的窄間距電極指部進行放大來說明。在第1IDT9a 和第2IDT9b隔開間隙G而對峙的部分中，設置窄間距電極指部9a,以及 窄間距電極指部9b,。窄間距電極指部9ap與窄間距電極指部9a,以外的 IDT9a的電極指部分的電極指間距相比，由電極指間距更窄的多個電極指 構成。同樣地，在IDT9b和IDT9c隔開間隙G而對峙的部分中，IDT9b 也有窄間距電極指部％2， IDT9c也有窄間距電極指部9d。因此，中央的 第2IDT9b，在表面波傳播方向兩側，具有窄間距電極指部9b,、 9b2，且與 剩余的電極指部相比，窄間距電極指部9b,、 9b2的電極指間距被設為更窄。在剩余的縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部10 12中，同樣設置 窄間距電極指部。以往，縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器，由于在IDT 之間相鄰的部分設置窄間距電極指部，提高了 IDT間的聲表面波傳播路徑 的連續(xù)性，在由此而具有平衡一不平衡轉換功能的聲表面波濾波器中，可 以減輕插入損耗。在本實施方式中，也是通過設置上述窄間距電極指部來 謀求減輕插入損耗。另外，本實施方式的特征是，上述第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾 波器部9、 11的第2IDT9b、 11b的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)比第2 縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部10、 12的第2IDT10b、 12b的窄間距 電極指部的電極指個數(shù)更多。由此，不會招致作為通頻帶相對較高的第2 帶通濾波器的接收側頻帶濾波器5中的插入損耗增大，又可以提高發(fā)送側 頻帶濾波器4的通頻帶下的阻抗?；诰唧w的實驗例說明這一點。第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部9的設計設為由IDT的電極指的間距而定的波長入I。IDT9a 9c的交叉寬=18.6入IIDT9a、 9c的電極指的個數(shù)30個。但是，30個之中的3個為窄間距 電極指部。IDT9b的電極指的個數(shù)=38個。但是，單側窄間距電極指部的電極指 的個數(shù)為7個。所以，窄間距電極指部以外的電極指的個數(shù)為38 — 7 — 7=24個。反射器9d、 96的電極指的個數(shù)=65個。 金屬化系數(shù)(乂夕， < 七一 〉3 > ^ -》才)=0.73 電極膜厚度=0.095入I第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部11與第1縱向耦合諧振子型 聲表面波濾波器部9同樣地設計。第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部10的設計 設為由IDT的電極指的間距而定的波長入I。 IDT10a 10c的交叉寬=18.6入IIDT10a、 10c的電極指的個數(shù)30個。但是，30個之中的3個為窄間 距電極指部。IDT10b的電極指的個數(shù)-38個。但是，設置在兩側的各窄間距電極指 部的電極指的個數(shù)為各4個。所以，剩余的窄間距電極指部的電極指的個 數(shù)為38—4一4=30個。各反射器的電極指的個數(shù)=65個。金屬化系數(shù)=0.73電極膜厚度=0.095入I第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部12與第2縱向耦合諧振子 型聲表面波濾波器部10同樣地設計。如上所述，連接于公共端子3的第2IDT9b、 llb的窄間距電極指部的 電極指的個數(shù)為各7個，與第2 縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部 的第2IDT10b、 12b中的一個窄間距電極指部的電極指個數(shù)的4個相比要 多。圖3表示本實施方式的雙工器1的接收側頻帶濾波器部5的傳輸特性。另外，在圖3中，將傳輸特性放大后的特性也一并表示。而且，圖4表示發(fā)送側頻帶濾波器部4的傳輸特性。在圖4中，也將發(fā)送側頻帶濾波器4的傳輸特性放大的后特性一并表示。為了進行比較，準備了具有圖6所示的電極構造的比較例的雙工器 1101，并同樣地測定了傳輸特性。比較例的雙工器1101的規(guī)格如下所示。 在比較例雙工器1101中，壓電基板1102以及壓電基板上的電極材料與上 述實施方式同樣。而且，比較例的雙工器1101的發(fā)送側頻帶濾波器4，與 實施方式的發(fā)送側頻帶濾波器4相同。所不同的點在于在接收側頻帶濾 波器1105中，級聯(lián)連接了級聯(lián)連接第1、第2縱向耦合諧振子型聲表面波 濾波器部1109、 1110的電路，和級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲 表面波濾波器部llll、 1112的構造。這里，第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1109、 1111全部都是 3IDT型縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器。公共連接中央IDT1109b、 llllb的各一端，并且連接作為不平衡端子的公共端子3。而且，與上述 實施方式的情況同樣，連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器 部1109、 1110，并同樣地連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波 器部1111、 1112。不過，這里，將第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1110的中央 的第2IDT1110b的一端連接到接地電位，另一端連接到第1平衡端子7。 而且，將第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1112的中央的第 2IDT1112b的一端連接到接地電位，另一端連接到第2平衡端子8。因此， 這樣形成的IDT1110b、 1112b，就具有平衡一不平衡轉換功能，并且對于 IDT1110b的傳輸特性，第2IDT1112b的傳輸特性的相位進行了反轉。所以，比較例的雙工器1101的接收側頻帶濾波器1105，是帶中性點 類的具有平衡一不平衡轉換功能的縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器。比較例的雙工器1101以如下規(guī)格進行設計。第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1109的設計設為由IDT的電極指的間距而定的波長入I。IDT1109a 1109c電極指的交叉寬=33.9入IIDT1109a、 1109c的電極指的個數(shù)32個。但是，32個之中的3個為窄間距電極指部。IDT1109b的電極指的個數(shù)-28個。但是，在兩側設置具有3個電極指 的窄間距電極指部。剩余的電極指的個數(shù)為28 — 3 — 3=22個。 各反射器的電極指的個數(shù)=65個。 金屬化系數(shù)=0.73 電極膜厚度=0.095入I第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1111與聲表面波濾波器部 1109同樣地設計。第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1110的設計 設為由IDT的電極指的間距而定的波長入I。 IDTlU0a U10c的電極指的交叉寬=33.9入IIDT1110a、 1110c的電極指的個數(shù)=32個。但是，30個之中的3個為窄間距電極指部的電極指的個數(shù)。IDT1110b的電極指的個數(shù)44個。但是，設置在兩側的窄間距電極指 部的電極指的個數(shù)為7個。所以，剩余的電極指部的電極指的個數(shù)為44 —7 — 7=30個。各反射器的電極指的個數(shù)=65個。金屬化系數(shù)=0.73電極膜厚度=0.095入I第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部1112,除了前述的 IDT1110b、 1112b的方向不同以外，與第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾 波器部1110相同地設計。如上所述，作為比較例而準備的雙工器1101中的接收側頻帶濾波器 1105，是帶中性點類的具有平衡一不平衡轉換功能的縱向耦合諧振子型聲 表面波濾波器，而且，連接于公共端子3的第2IDT1109b、 llllb的窄間 距電極指部的電極指的個數(shù)，比連接于平衡端子7、 8的第2縱向耦合諧 振子型聲表面波濾波器部的第2IDT1110b、 1112b的窄間距電極指部的電 極指個數(shù)要少。從圖3可明確看出，接收側頻帶濾波器，無論在實施例還是比較例中， 通頻帶內(nèi)的插入損耗或發(fā)送側頻帶的衰減量幾乎是同等的。與此相對應， 從圖4可以明確看出，發(fā)送側頻帶濾波器的傳輸特性，與比較例的情況相 比，由上述實施方式，提高了通頻帶高頻帶側的陡峭性，其結果，使插入 損耗變小。為了更明確地表示這一點，將通過計算除去發(fā)送側頻帶濾波器的阻抗史密斯匹配的損耗部分的特性表示在圖5中。圖5的實線表示實施方式的結果，虛線表示比較例的結果。EGSM的發(fā)送頻帶為880 915MHz，由圖5明確看出，在這個發(fā)送頻 帶中插入損耗最大的是在915MHz時的插入損耗。另外，根據(jù)圖5的實線 所示的實施方式的結果，與比較例相比，通頻帶內(nèi)的插入損耗約得到0.2dB 的改善。如上所述，根據(jù)實施方式，可以認為通過以下的理由，在接收側頻帶 濾波器中，既提高了發(fā)送側頻帶濾波器的通頻帶下的阻抗而使發(fā)送側頻帶 濾波器得到充分的衰減量，又使發(fā)送側頻帶濾波器的插入損耗得到改善。也就是，本實施方式的特征，如上所述，接收側頻帶濾波器5是浮動 類具有平衡一不平衡轉換功能的聲表面波濾波器，連接于不平衡端子的公 共端子3的IDT9b、 lib的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)，比連接于第 1、第2平衡端子7、 8的IDT10b、 12b中的窄間距電極指部的電極指的個 數(shù)要大。 一般，窄間距電極指部的電極指的個數(shù)變多后，則阻抗降低，其 個數(shù)變少后，則阻抗升高。而且，當浮動類濾波器，將不平衡端子側的濾 波器，與平衡端子側的濾波器幾乎同樣設計時，不平衡端子和平衡端子的 阻抗之比約為1比1。因而，當不平衡端子的阻抗與平衡端子的阻抗之比 大于1比1時，具體地，當如上述實施方式那樣，接近于1比2時，則將 連接于不平衡端子上的IDT9b、 lib的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)增 加，并將連接于平衡端子7、 8上的IDT10b、 12b的窄間距電極指部的電 極指的個數(shù)減少，從而可實現(xiàn)阻抗的匹配。與此相對應，帶中性點類濾波器，將不平衡端子側的濾波器，與平衡 端子側的濾波器幾乎同一設計時，不平衡端子的阻抗和平衡端子的阻抗之 比約為1比4。因此，當不平衡端子的阻抗與平衡端子的阻抗之比，接近于比較例的1比2時，則將連接于不平衡端子上的IDT1109b、 llllb的窄 間距電極指部的電極指的個數(shù)減少，并將連接于平衡端子7、 8上的 IDT1110b、 1112b的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)增加，從而可實現(xiàn)阻 抗的匹配。因此，當要得到不平衡端子的阻抗與平衡端子的阻抗之比為1比1以 上、l比4以下的特性時，包含窄間距電極指部的電極指的個數(shù)，連接于 作為不平衡端子的公共端子3上的IDT的電極指的個數(shù)，與帶中性點類濾 波器相比，浮動類濾波器的情況要多。所以，浮動濾波器，與帶中性點類 濾波器相比，對發(fā)送側頻帶濾波器的影響更小，因此，根據(jù)上述實施方式， 發(fā)送側頻帶濾波器的插入損耗，與上述比較例相比得到改善。圖7 (a)、以及(b)，分別是上述實施方式以及比較例中，表示除去 發(fā)送側頻帶濾波器的情況下公共端子3上之阻抗的阻抗史密斯圓圖。在圖 7 (a)、 (b)中，標志B表示880MHz時的阻抗，標志C表示915MHZ時 的阻抗。即，由標志B、標志C來表示發(fā)送側頻帶濾波器的通頻帶的下端 和上端的接收側頻帶濾波器的阻抗。當在接收側頻帶濾波器單體探討阻抗時，發(fā)送側頻帶濾波器的傳送頻 帶的接收側濾波器的阻抗，從史密斯圓圖的更外側的電阻成分大的一側， 其對發(fā)送側頻帶濾波器的影響可以設為更小。從圖7 (a)、 (b)可以明確 看出，與帶中性點類比較，在圖7 (a)所示的浮動類實施方式的接收側頻 帶濾波器的情況下，發(fā)送側通頻帶下的阻抗向史密斯圓圖的外側移位，而 發(fā)送側頻帶濾波器的通頻帶下的阻抗的電阻成分變大，且對發(fā)送側頻帶濾 波器的影響變小。 .另外，在上述實施方式中，發(fā)送側頻帶濾波器4是梯形電路構成的聲 表面波濾波器，接收側頻帶濾波器5是并聯(lián)連接兩個電路的構成，即分別 是級聯(lián)連接上述第1、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器9、 10的電 路，和級聯(lián)連接上述第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器11、 12 的電路，但是在本發(fā)明的雙工器中，作為上述發(fā)送側頻帶濾波器以及接收 側頻帶濾波器使用的第l、第2帶通濾波器的電路構成，可以進行適當?shù)?變形。也就是，對于發(fā)送側頻帶濾波器4，并不限定梯形電 構成，只要是縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器即可。也就是，作為第1帶通濾波器的 發(fā)送側頻帶濾波器4，并不限定圖示的電路構成。而且，上述實施方式，在接收側頻帶濾波器5中，并聯(lián)連接下述兩個構成級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器9、 10的構 成、和級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器1K 12的構 造，但是，也可以如圖8所示雙工器101那樣，只采用級聯(lián)連接第l、第 2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器9、 10的構成。而且，如圖9所示的變形例那樣，也可以在級聯(lián)連接第l、第2縱向 耦合諧振子型聲表面波濾波器9、 IO的電路、和級聯(lián)連接第l、第2縱向 耦合諧振子型聲表面波濾波器11、 12的電路上，再并聯(lián)連接一組級聯(lián)連 接第1、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部111、 112的電路。這樣， 在本發(fā)明中，級聯(lián)連接第l、第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部的 電路，也可以配備2條以上適當?shù)臄?shù)量，將它們的各一端公共連接并與公 共端子3進行連接。也就是，并聯(lián)連接的電路數(shù)量沒有特定的限制。而且，上述實施方式，表示了雙工器l，但是本發(fā)明的第2帶通濾波 器，并不限于雙工器，也可以將本發(fā)明適用于具備通頻帶不同的第1、 第2帶通濾波器，并公共連接第l、第2帶通濾波器的一端，且第2帶通 濾波器具有平衡一不平衡轉換功能的各種各樣用途的第2帶通濾波器。而且，在上述的實施方式以及變形例中，對聲表面波濾波器裝置進行 了說明，本發(fā)明也可以取代聲表面波，作為利用聲邊界波的聲邊界波濾波 器裝置。也就是，在圖10中由省略的正面剖面圖所示的聲邊界波裝置201 ， 在由壓電體構成的壓電基板202上層積電介質(zhì)203。在壓電基板202和電 介質(zhì)203的界面上設置包含IDT的電極構造204。依照本發(fā)明，作為這個 電極構造204，通過形成前述的各實施方式的電極構造，可以提供聲邊界 波濾波器裝置。
權利要求
1.一種聲波濾波器裝置，其作為具備第1帶通濾波器和第2帶通濾波器且第1、第2帶通濾波器的各一端連接到公共端子的聲波濾波器裝置的上述第2帶通濾波器來使用、具有平衡-不平衡轉換功能，上述第1帶通濾波器的通頻帶處于相對低頻側、上述第2帶通濾波器的通頻帶處于相對高頻側，上述聲波濾波器裝置具備壓電基板；和形成于上述壓電基板上的第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，上述第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，具有沿聲波傳播方向順序配置的第1～第3IDT，第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器的第1IDT的一端被彼此連接、且第3IDT的一端被彼此連接，從而第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部被級聯(lián)連接，上述第1縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT連接到上述公共端子，上述第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的上述第2IDT的一端連接到第1平衡端子，上述第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的上述第2IDT的另一端連接到第2平衡端子，上述第1、第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部，在聲波傳播方向，隔開間距鄰接的一對IDT中，在面向間距的部分設置窄間距電極指部，窄間距電極指部的電極指的周期，比窄間距電極指部以外的IDT部分的電極指的周期小，上述第1縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間距電極指部的電極指個數(shù)，比上述第2縱向耦合諧振子型聲波濾波器部的第2IDT的窄間距電極指部的電極指個數(shù)多。
2. —種聲波濾波器裝置，具備多個如權利要求1所述的聲波濾波器 裝置，該多個聲波濾波器裝置被并聯(lián)連接。
3. 如權利要求1或2所述的聲波濾波器裝置，其特征是作為上述 聲波采用聲表面波，構成聲表面波濾波器裝置。
4. 如權利要求1或2所述的聲波濾波器裝置，其特征是作為上述 聲波采用聲邊界波，構成聲邊界波濾波器裝置。
5. —種雙工器，具備通頻帶相對低的第1帶通濾波器、和通頻帶相 對高的第2帶通濾波器，上述第l、第2帶通濾波器的各一端被連接到公共端子，上述第2帶通濾波器由權利要求1 4中任一項所述的聲波濾波器裝置來構成。
全文摘要
提供一種用于濾波器裝置的第2帶通濾波器，將通頻帶相對高的第2帶通濾波器中第1帶通濾波器的通頻帶下的阻抗提高，不但可以充分加大衰減量，而且可以改善第1帶通濾波器的通頻帶的插入損耗。該第2帶通濾波器，將第2縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部(10)的第2IDT(10b)的一端連接到第1平衡端子(7)，另一端連接到第2平衡端子(8)，第1、第2的縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部(9、10)具有窄間距電極指部，第1縱向耦合諧振子型聲表面波濾波器部(9)的第2IDT(9b)的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)，比第2縱耦合諧振子型聲表面波濾波器部(10)的第2IDT(10b)的窄間距電極指部的電極指的個數(shù)要多。
文檔編號H03H9/64GK101622786SQ200880006120
公開日2010年1月6日 申請日期2008年1月21日 優(yōu)先權日2007年3月1日
發(fā)明者高峰裕一 申請人:株式會社村田制作所