專利名稱：Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種模數(shù)轉(zhuǎn)換器，屬于集成電路技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
目前，隨著我國消費(fèi)類電子產(chǎn)業(yè)和多媒體產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，數(shù)字音頻技術(shù)發(fā)展十分迅猛 。作為其中不可缺少的一個(gè)環(huán)節(jié)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器需要朝更低電壓、更低功耗、更低成本和更高 性能的方向不斷前進(jìn)，其中低壓低功耗設(shè)計(jì)必然成為模數(shù)轉(zhuǎn)換器未來發(fā)展的主要方向之一。 然而，電源電壓的降低意味著輸入共模范圍的減小、動(dòng)態(tài)范圍的減小、噪聲失真性能的變差 等等，我們需要采用更先進(jìn)的低功耗設(shè)計(jì)思路和更精巧的電路設(shè)計(jì)來克服這些困難。
傳統(tǒng)的模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)框圖如圖l所示，模擬信號到數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換包括模擬信號的反混 疊濾波IO、采樣ll、幅度量化12以及數(shù)字后處理13四個(gè)單元。其中信號采樣的最小速率取決 于信號帶寬，而能夠容忍的量化誤差量決定了轉(zhuǎn)換的分辨率。在模擬信號的采樣ll和幅度量 化12中，運(yùn)算放大器都是至關(guān)重要的電路模塊，同時(shí)也是模數(shù)轉(zhuǎn)換器模擬部分主要的功耗模 塊。正因?yàn)槿绱?，低壓低功耗運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)往往成為模數(shù)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)者的研究焦點(diǎn)。
用C類反向器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的運(yùn)算放大器是一種新型低壓低功耗設(shè)計(jì)技術(shù)。C類反向器主體部 分是一個(gè)推挽式反向器，如附圖2所示，結(jié)構(gòu)相當(dāng)簡單，功耗極低，芯片占用面積小，其中 "C類"指該反向器處于飽和導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間小于50%。在實(shí)際應(yīng)用中C類反向器采用了動(dòng)態(tài) 偏置技術(shù)，即它的工作狀態(tài)是通過對輸入管柵電位的調(diào)制而不斷變化的。在模擬電路設(shè)計(jì)中 ，C類反向器可以在以下兩種狀態(tài)間進(jìn)行切換
1) 當(dāng)PM0S輸入管M1和NM0S輸入管M2均處于弱反型區(qū)時(shí)，反向器具有較高的增益和極低 的功耗，但是跨導(dǎo)和帶寬相對較小，該狀態(tài)我們稱之為高增益低功耗狀態(tài)；
2) 當(dāng)M1處于強(qiáng)反型區(qū)，M2處于截止區(qū)(或M2處于強(qiáng)反型區(qū)，Ml處于截止區(qū))時(shí)，工作 在強(qiáng)反型區(qū)的MOS輸入管跨導(dǎo)較大，這使得反向器具有較大的擺率和輸出電流，而且由于另 一個(gè)輸入管處于截止區(qū)，整個(gè)反向器由電源到地的導(dǎo)通電流極小，避免了無謂的靜態(tài)功耗， 該狀態(tài)我們稱之為高擺率大電流狀態(tài)。
在開關(guān)電容電路的設(shè)計(jì)中，若C類反向器采用合適的動(dòng)態(tài)偏置，在不同的時(shí)鐘相位將反 向器這兩種工作狀態(tài)結(jié)合起來，可以代替?zhèn)鹘y(tǒng)的運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)一些新型的極低功耗開關(guān)電 容電路。例如，Youngcheol Chae， Inhee Lee and Gunhee Han，"A 0. 7V 36uW 85dB-DRAudio "厶Modulator Using Class-C Inverter, " 2008 IEEE International Solid-State Circuits Conference:p. 490-491， 630。文中作者將C類反向器電路用于 Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的積分器中，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)極低功耗的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù) 轉(zhuǎn)換器。其中，為了提高穩(wěn)態(tài)增益，反向器采用了如圖3所示的共源共柵結(jié)構(gòu)，PM0S管M3和 麗0S管M4的偏置電位分別是地電位GND和電源電位VoD 。
但是，當(dāng)推挽式C類反向器(包括簡單型和共源共柵型C類反向器)中輸入管工作在弱反 型區(qū)時(shí)，其跨導(dǎo)受工藝偏差影響很大(尤其是M0S管尺寸較大的時(shí)候)，導(dǎo)致C類反向器的增 益、帶寬和靜態(tài)功耗等穩(wěn)態(tài)特性在不同的工藝角下存在嚴(yán)重偏差。當(dāng)C類反向器切換至高擺 率大電流狀態(tài)時(shí)，C類反向器的擺率和建立時(shí)間等動(dòng)態(tài)特性同樣受到影響。工藝偏差對C類反 向器的不利影響將直接導(dǎo)致積分器工作頻率、建立時(shí)間、積分精度和功耗等指標(biāo)的惡化，進(jìn) 而嚴(yán)重影響到模數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波的精確性，造成整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器性能下降甚至功能喪失。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是，提供一種采用新型C類反向器的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器， 以克服現(xiàn)有技術(shù)推挽式C類反向器的跨導(dǎo)受工藝偏差影響很大(尤其是M0S管尺寸較大的時(shí)候 )，導(dǎo)致的積分器工作頻率、建立時(shí)間、積分精度和功耗等指標(biāo)的惡化，進(jìn)而嚴(yán)重影響到模 數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波的精確性，造成整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器性能下降甚至功能喪失的不足。
本發(fā)明要解決的第二個(gè)技術(shù)問題是，提供一種三階單環(huán)結(jié)構(gòu)的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器
本發(fā)明的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器采取以下技術(shù)方案，它包括本發(fā)明的模擬調(diào)制器以及 現(xiàn)有技術(shù)的反混疊濾波器、采樣保持器、數(shù)字抽取濾波器。模擬輸入信號依次通過反混疊濾 波器、采樣保持器、模擬調(diào)制器以及數(shù)字抽取濾波器，最終轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號，完成整個(gè) 模數(shù)轉(zhuǎn)換過程。本發(fā)明的模擬調(diào)制器采用新型C類反向器代替了傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器或現(xiàn)有技 術(shù)的C類反向器。相比于傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器，新型C類反向器極大地降低電路功耗，而相比于 現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器，新型C類反向器克服了工藝偏差對于自身的影響，保證了模數(shù)轉(zhuǎn)換器 的魯棒性和實(shí)用性。
現(xiàn)有技術(shù)的反混疊濾波器，用于模擬輸入信號的反混疊濾波。在Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換 器中，由于采樣頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于奈奎斯特頻率，反混疊濾波器的傳輸帶比通帶寬得多，因此大 大降低了反混疊濾波器的復(fù)雜度，反混疊濾波器一般采用一階RC低通濾波器即可。
現(xiàn)有技術(shù)的采樣保持器，采樣頻率較高，用于模擬輸入信號的過采樣。對于采用開關(guān)電 容實(shí)現(xiàn)的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，模擬調(diào)制器的輸入部分通常包括了信號采樣過程，即采樣保持器"寄生"在模擬調(diào)制器中，并不獨(dú)立存在。
現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)字抽取濾波器，用于在數(shù)字域?qū)⒄{(diào)制器輸出的高速(速率為采樣頻率)低 精度的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為奈奎斯特頻率的高精度數(shù)字信號。它包括數(shù)字低通濾波器與抽取模塊 。數(shù)字低通濾波器將輸入信號帶寬以外的噪聲濾去，再由抽取模塊將采樣頻率降到奈奎斯特 頻率。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器，用于模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中的噪聲整形。它包括環(huán)路濾波器、前饋ADC (模數(shù)轉(zhuǎn)換器)、反饋DAC (數(shù)模轉(zhuǎn)換器)、加法器等部分，其中前饋ADC和反饋DAC合稱為 量化器。模擬信號經(jīng)采樣保持器過采樣后依次通過環(huán)路濾波器和前饋ADC，經(jīng)過量化輸出數(shù) 字信號。該數(shù)字信號依次通過反饋DAC和加法器，最終反饋到環(huán)路濾波器的輸入端，整個(gè)模 擬調(diào)制器形成一個(gè)反饋環(huán)路。環(huán)路濾波器和量化器構(gòu)成的反饋?zhàn)罱K使得量化輸出的局部平均 值跟蹤輸入信號的局部平均值，實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換。其中環(huán)路濾波器是模擬調(diào)制器乃至整個(gè)模數(shù) 轉(zhuǎn)換器主要的功能模塊和功耗模塊。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器中現(xiàn)有技術(shù)的前饋ADC，采用簡單的比較器，用于實(shí)現(xiàn)一位量化。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器中現(xiàn)有技術(shù)的反饋DAC，用于將調(diào)制器輸出數(shù)字信號高線性度地轉(zhuǎn) 換為模擬信號，并反饋到調(diào)制器的輸入端。對于一位量化器，反饋DAC可用連接比較器輸出 和加法器節(jié)點(diǎn)的導(dǎo)線代替。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器中現(xiàn)有技術(shù)的加法器，用于計(jì)算輸入信號與量化輸出之間的誤差( 主要為量化噪聲)，并將其反饋到環(huán)路濾波器。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器中的環(huán)路濾波器，用于積累輸入信號與量化輸出之間的誤差，并促 使環(huán)路中的前饋ADC重新量化以減小或消除該誤差。本發(fā)明的環(huán)路濾波器是由一個(gè)或多個(gè)基 于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器通過現(xiàn)有技術(shù)的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián)方式組 合而成，它與粗量化器結(jié)合使用能夠?qū)崿F(xiàn)一階或高階噪聲整形和精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。其中偽差 分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器包含兩個(gè)新型C類反向器，兩個(gè)新型C類反向器分別位于積分器正向和 負(fù)向支路，且差分對稱，構(gòu)成偽差分結(jié)構(gòu)，它們?nèi)〈爽F(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電容積分器中運(yùn)算放 大器或C類反向器的位置。C類反向器供電電壓略低于反向器中兩輸入管的閾值電壓之和，在 開關(guān)電容積分器中，C類反向器根據(jù)不同工作相位輸入端偏置電壓的不同能夠?qū)崿F(xiàn)高增益低 功耗和高擺率大電流兩種不同的工作狀態(tài)，簡述如下
當(dāng)開關(guān)電容積分器處于采樣相位或積分相位中的保持(settling)相位時(shí)，反向器輸入端 結(jié)點(diǎn)電位接近于共模電平，反向器輸入管均處于弱反型區(qū)，即可實(shí)現(xiàn)C類反向器高增益低功 耗的穩(wěn)定狀態(tài)。
6當(dāng)開關(guān)電容積分器進(jìn)入積分相位中的建立相位時(shí)，反向器輸入端結(jié)點(diǎn)電位發(fā)生突變，根 據(jù)輸入信號的極性，反向器中的一個(gè)輸入管進(jìn)入強(qiáng)反型區(qū)，另一個(gè)輸入管截止，C類反向器 進(jìn)入高擺率大電流狀態(tài)。
新型c類反向器的不同之處在于它在現(xiàn)有技術(shù)的c類反向器基礎(chǔ)上，增加了微功耗的
PMOS體電位調(diào)制器和NMOS體電位調(diào)制器。其中現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器用于實(shí)現(xiàn)運(yùn)算放大功能 ，而PMOS體電位調(diào)制器和NMOS體電位調(diào)制器分別用于實(shí)現(xiàn)反向器PMOS輸入管和NMOS輸入管的 體電位調(diào)制，以減弱工藝偏差對于新型C類反向器的不利影響。新型C類反向器的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài) 特性將直接影響到開關(guān)電容積分器工作頻率、建立時(shí)間、積分精度和功耗等關(guān)鍵指標(biāo)。本發(fā) 明通過新型C類反向器中體電位調(diào)制器的體電位調(diào)制作用，使得偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器 各指標(biāo)在不同工藝角下較為穩(wěn)定，進(jìn)而在不明顯增加功耗的情況極大地提高環(huán)路濾波器乃至 整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性和魯棒性。
根據(jù)模擬調(diào)制器中積分器的組成方式，我們可以將Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器(或模擬調(diào) 制器)劃分為高階單環(huán)結(jié)構(gòu)和級聯(lián)結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明提出的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于其中模擬調(diào)制器是三 階單環(huán)結(jié)構(gòu)的，它包含了三個(gè)基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器。三個(gè)積分 器單環(huán)串聯(lián)構(gòu)成模擬調(diào)制器中環(huán)路濾波器的三級結(jié)構(gòu)，且均用新型C類反向器代替了傳統(tǒng)的 運(yùn)算放大器或現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器。積分器與粗量化器結(jié)合使用能夠?qū)崿F(xiàn)三階噪聲整形和 精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。由于積分器是Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的主要功耗模塊，所以采用基于新 型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器能在保證魯棒性和實(shí)用性的前提下極大地降低了 系統(tǒng)功耗。
此外，本發(fā)明的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用了現(xiàn)有技術(shù)的前饋結(jié)構(gòu)，即 其中的模擬調(diào)制器除了包含數(shù)字輸出經(jīng)反饋DAC到調(diào)制器輸入的反饋路徑以外，新增了三條 前饋路徑和一個(gè)加法器。三條前饋路徑分別從模擬信號輸入端和前二級基于新型C類反向器 的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器輸出端出發(fā)，最終通過加法器在粗量化器的輸入端合在一起。 前饋結(jié)構(gòu)使得積分器只需要處理量化噪聲，并不處理模擬輸入信號，從而能夠降低模擬調(diào)制 器對積分器中新型C類反向器非理想性的敏感度。因此這種結(jié)構(gòu)能夠不增加電路功耗的情況 下實(shí)現(xiàn)高線性度的模擬調(diào)制器和Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)和積極效果在本發(fā)明所述的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，環(huán)路濾波器均 是由基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器通過現(xiàn)有技術(shù)的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián) 方式實(shí)現(xiàn)。通過新型C類反向器中體電位調(diào)制器在反向器輸入管體端的體電位調(diào)制作用，使得整個(gè)反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬、靜態(tài)功耗等)和動(dòng)態(tài)特性(擺率、建立時(shí)間、動(dòng)態(tài) 功耗等)在不同工藝角情況下較為一致，從而避免了工藝偏差對模數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波精確性 的不利影響，在不明顯增加功耗的情況極大地提高電路的穩(wěn)定性和魯棒性。


圖l為傳統(tǒng)的模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)框圖； 圖2為簡單型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖； 圖3為共源共柵型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖； 圖4為新型C類反向器的電路結(jié)構(gòu)圖； 圖5為本發(fā)明的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)框圖； 圖6為偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器的電路結(jié)構(gòu)圖7為三階單環(huán)模擬調(diào)制器的結(jié)構(gòu)框圖8為三階單環(huán)模擬調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路圖，其中符號"代表PMOS開關(guān)，" 代表麗OS開關(guān)，""代表CMOS開關(guān)，""代表自舉麗OS開關(guān)； 圖9為三階單環(huán)模擬調(diào)制器中時(shí)鐘相位時(shí)序圖。
具體實(shí)施例方式
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例一、本發(fā)明的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)框圖如附圖5所示，它包含現(xiàn)有技術(shù) 的反混疊濾波器50、采樣保持器51、數(shù)字抽取濾波器53和本發(fā)明創(chuàng)新的模擬調(diào)制器52。其中 采樣保持器51用于模擬輸入信號的過采樣，減小信號帶寬內(nèi)的量化噪聲，而模擬調(diào)制器52用 于模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中的噪聲整形。過采樣和噪聲整形是Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器兩項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù) 。模擬調(diào)制器52采用申請?zhí)枮?009103013271 (專利名稱采用體電位調(diào)制器的C類反向器) 的新型C類反向器(以下同)代替了傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器或現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器，新型C類反 向器是在現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器40基礎(chǔ)上，增加了微功耗的PM0S體電位調(diào)制器41和NM0S體電 位調(diào)制器42 (見申請?zhí)枮?009103013271中的PMOS體電位調(diào)制器和NMOS體電位調(diào)制器，以下 同)。相比于傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器，新型C類反向器極大地降低電路功耗，而相比于現(xiàn)有技術(shù) 的C類反向器，新型C類反向器克服了工藝偏差對于自身的影響，保證了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的魯棒性 和實(shí)用性。
現(xiàn)有技術(shù)的反混疊濾波器50，用于模擬輸入信號的反混疊濾波。由于采樣頻率fs—般是 信號帶頻率fB的64倍以上，反混疊濾波器的傳輸帶比通帶寬得多，采用一階RC低通濾波器足 以滿足寬松的反混疊要求?，F(xiàn)有技術(shù)的采樣保持器51，采樣頻率fs較高，用于模擬輸入信號的過采樣。在 Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，通常不需要專門的采樣保持器，調(diào)制器的輸入部分包括了信號 采樣過程。
現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)字抽取濾波器53，它包括數(shù)字低通濾波器57與抽取模塊58。數(shù)字低通濾波 器57將輸入信號帶寬fB以外的噪聲濾去，再由抽取模塊58將采樣頻率fs降到奈奎斯特頻率 2fB，最終輸出奈奎斯特頻率的高精度數(shù)字信號。
本發(fā)明的模擬調(diào)制器52，用于模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中的噪聲整形。它包括環(huán)路濾波器55、前饋 ADC56a、反饋DAC56b、加法器54等部分，其中前饋ADC56a和反饋DAC56b合稱為粗量化器56。 模擬信號經(jīng)采樣保持器過采樣后依次通過環(huán)路濾波器55和前饋ADC56a，經(jīng)過粗量化輸出高速 低精度的數(shù)字信號。該數(shù)字信號由反饋回路中的DAC56b重新轉(zhuǎn)換為模擬信號，然后通過加法 器54計(jì)算出DAC56b輸出的模擬信號與輸入信號之間的差值(主要為量化誤差E(j)，并將其反 饋到環(huán)路濾波器55中積累。為消除這些誤差，前饋ADC56a重新對環(huán)路濾波器55中的誤差信號 進(jìn)行量化并將其反饋到調(diào)制器輸入。以一位量化為例，當(dāng)環(huán)路濾波器55輸出為正時(shí)，粗量化 器56反饋的參考信號使環(huán)路濾波器的輸入信號減小。同樣，當(dāng)環(huán)路濾波器55輸出為負(fù)時(shí)，粗 量化器56反饋的參考信號使輸入信號增大。環(huán)路濾波器55和粗量化器56構(gòu)成的反饋?zhàn)罱K使得 量化輸出的局部平均值跟蹤輸入信號的局部平均值，實(shí)現(xiàn)精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。
本發(fā)明的環(huán)路濾波器55是基于新型C類反向器的模擬調(diào)制器乃至整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器主要的 功能模塊和功耗模塊。它包含一個(gè)或多個(gè)偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器，積分器通過現(xiàn)有技術(shù) 的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián)方式形成不同傳遞函數(shù)H(z)，用以實(shí)現(xiàn)環(huán)路濾波。環(huán)路濾波器55與粗 量化器56結(jié)合使用能夠?qū)崿F(xiàn)一階或更高階噪聲整形和精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。根據(jù)環(huán)路濾波器55中 積分器的組成方式，可以將Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器(或模擬調(diào)制器)劃分為高階單環(huán)結(jié)構(gòu) 和級聯(lián)結(jié)構(gòu)。關(guān)于高階單環(huán)結(jié)構(gòu)模數(shù)轉(zhuǎn)換器將在實(shí)施例二中進(jìn)行詳細(xì)說明，其中環(huán)路濾波器 的結(jié)構(gòu)框圖可參考圖7中的環(huán)路濾波器55，具體電路可參考圖8中的環(huán)路濾波器電路85。
以上所述的基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器的電路結(jié)構(gòu)圖見附圖6，它 包括兩個(gè)新型C類反向器60、現(xiàn)有技術(shù)的兩個(gè)共模反饋電路61、電容(采樣電容^、補(bǔ)償電 容^^和積分電容^)以及開關(guān)。其中兩個(gè)新型C類反向器60分別位于積分器正向和負(fù)向支 路，兩個(gè)反向器差分對稱，構(gòu)成偽差分結(jié)構(gòu)，它們?nèi)〈爽F(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電容積分器中運(yùn)算 放大器或C類反向器的位置。而兩個(gè)共模反饋電路61分別在積分器正向和負(fù)向支路形成共模 反饋。新型C類反向器供電電壓略低于反向器中兩輸入管的閾值電壓之和，在積分 中，新 型C類反向器根據(jù)不同工作相位輸入端偏置電壓的不同能夠?qū)崿F(xiàn)高增益低功耗和高擺率大電流兩種不同的工作狀態(tài)，簡述如下
開關(guān)電容積分器在實(shí)際工作中分為采樣相位和積分相位，采用pl和p2兩相不交疊時(shí)鐘進(jìn) 行控制。
pl相位是積分器的采樣相位，輸入信號7W被采樣到電容^上，新型C類反向器60的失 調(diào)電壓被采樣到補(bǔ)償電容^^上，同時(shí)積分電容^在上一相位儲(chǔ)存的電荷被傳遞到下 一級電路中。此時(shí)反向器輸入端結(jié)點(diǎn)電位僅為反向器的失調(diào)電壓，接近于共模電平，該兩輸 入管M1和M2均工作在弱反型區(qū)，所以新型C類反向器60—直處于高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)， 在滿足積分器在采樣相位需求的同時(shí)，大大降低了系統(tǒng)功耗。
p2相位是積分器的積分相位，積分相位包括建立(slewing)相位和保持(settling)相位
。在p2相位的初始時(shí)刻，積分器進(jìn)入建立相位，采樣電容^的下極板電位突變?yōu)檩斎牍材?電平^^ ，由于電容兩端的電位差是不會(huì)突變的，因此采樣電容^的上極板和反向器輸入 結(jié)點(diǎn)電位均發(fā)生突變，其中反向器輸入結(jié)點(diǎn)電位被拉至—/Ar+FOTy。根據(jù)輸入信號的極性， 反向器中的一個(gè)輸入管由先前的弱反型區(qū)進(jìn)入強(qiáng)反型區(qū)，產(chǎn)生相當(dāng)大的瞬態(tài)電流，而另外一 個(gè)會(huì)立即關(guān)斷，新型C類反向器60進(jìn)入高擺率大電流狀態(tài)，這恰恰滿足了積分器在建立相位 對反向器電流輸出能力較高的要求。與傳統(tǒng)積分器一樣，反向器較大的輸出電流導(dǎo)致采樣電 容^的電荷迅速向積分電容^傳輸。由于積分電容^的負(fù)反饋?zhàn)饔?，反向器的輸入端結(jié) 點(diǎn)電位被逐漸恢復(fù)至，而補(bǔ)償電容^^在pl采樣相位后始終維持的電位差，因此 補(bǔ)償電容的下極板被補(bǔ)償為"虛地"，利用這種自動(dòng)清零(Autozeroing)技術(shù)提高了積分 器的建立精度，最終新型C類反向器60重新進(jìn)入高增益低功耗的穩(wěn)定狀態(tài)，積分器實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定 建立，此時(shí)積分器進(jìn)入p2相位中的保持相位。由于反向器在建立相位反向器有一個(gè)輸入管處 于截止區(qū)，而在保持相位兩輸入管均工作在弱反型區(qū)，整個(gè)積分器以最低靜態(tài)功耗的代價(jià)獲 得了較大擺率的能力。
對于新型C類反向器而言，現(xiàn)有技術(shù)的C類反向器40用于實(shí)現(xiàn)運(yùn)算放大功能，而微功耗的 PM0S體電位調(diào)制器41和NM0S體電位調(diào)制器42分別用于實(shí)現(xiàn)反向器PM0S輸入管M1和NM0S輸入管 M2的體電位調(diào)制，以減弱工藝偏差對于新型C類反向器的穩(wěn)態(tài)特性(增益、帶寬和靜態(tài)功耗 等)和動(dòng)態(tài)特性(擺率、建立時(shí)間和動(dòng)態(tài)功耗等)不利影響。
對于偽差分結(jié)構(gòu)的開關(guān)電容積分器而言，積分器工作頻率、建立時(shí)間、積分精度和功耗 等關(guān)鍵指標(biāo)均與新型C類反向器有直接關(guān)系。本發(fā)明通過新型C類反向器中體電位調(diào)制器41和 42的體電位調(diào)制作用，在不明顯增加功耗的情況下使得偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器各指標(biāo)在 不同工藝角下較為穩(wěn)定。
10對于整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器而言，模擬調(diào)制器52是設(shè)計(jì)重點(diǎn)和難點(diǎn)，且環(huán)路濾波器55是模擬調(diào) 制器52中主要的功能模塊和功耗模塊，而開關(guān)電容積分器性能優(yōu)劣直接影響到調(diào)制器中環(huán)路 濾波的有效性和精確性。因此，新型C類反向器的引入極大地提高環(huán)路濾波器55乃至整個(gè)模 數(shù)轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)定性和魯棒性。
在實(shí)際運(yùn)用中，為了實(shí)現(xiàn)高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換，Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器(或模擬調(diào)制器 52) —般采用高階單環(huán)結(jié)構(gòu)或級聯(lián)結(jié)構(gòu)。
實(shí)施例二、本發(fā)明提出的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于其中的模 擬調(diào)制器是三階單環(huán)結(jié)構(gòu)的。附圖7是三階單環(huán)模擬調(diào)制器的結(jié)構(gòu)框圖，它包括三個(gè)偽差分 結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器70、 71和72以及現(xiàn)有技術(shù)的二個(gè)加法器54、 73和粗量化器56。其中三個(gè) 積分器70、 71和72依次在單個(gè)環(huán)路上串聯(lián)，構(gòu)成環(huán)路濾波器55，而粗量化器56包括前饋 ADC56a和反饋DAC56b，它與環(huán)路濾波器55結(jié)合使用能夠?qū)崿F(xiàn)三階噪聲整形和精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換 。cl、 c2和c3為調(diào)制器的縮放因子，用于實(shí)現(xiàn)信號的縮放，使得在調(diào)制器輸入范圍內(nèi)，積分 器的輸出擺幅不超過其線性輸出范圍。在三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，環(huán)路濾 波器55 (即積分器70、 71和72)是主要的功耗模塊，所以采用基于新型C類反向器的偽差分 結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器能在保證魯棒性和實(shí)用性的前提下極大地降低了系統(tǒng)功耗。
本發(fā)明的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用了現(xiàn)有技術(shù)的前饋結(jié)構(gòu)，即模擬調(diào) 制器中新增了三條前饋路徑和一個(gè)加法器73。三條前饋路徑分別從模擬信號輸入端和前二級 偽差分結(jié)構(gòu)的開關(guān)電容積分器70、 71輸出端出發(fā)，最終通過加法器73在粗量化器56的輸入端 合在一起。其中al、 a2、 a3和a4是調(diào)制器前饋支路上的系數(shù)，用于實(shí)現(xiàn)噪聲整形的優(yōu)化。經(jīng) 計(jì)算，當(dāng)前饋支路上的系數(shù)滿足&1=1， a2cl=3， a3clc2=3， a4clc2c3=l的條件下，輸出Y與 輸入X有如下關(guān)系式
,)、
上式中EQ為量化器引入的量化噪聲。從上式可以看出，前饋結(jié)構(gòu)的模擬調(diào)制器從輸入X 到輸出Y的信號傳輸函數(shù)STF(z) = 1，即積分器只需要處理量化噪聲，并不處理模擬輸入信 號，從而能夠降低調(diào)制器對積分器中新型C類反向器非理想性的敏感度。因此這種結(jié)構(gòu)能夠 在不增加電路功耗的情況下實(shí)現(xiàn)高線性度的模擬調(diào)制器和Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
需要說明的是，高階單環(huán)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器對新型C類反向器增益的要求并不是很 高。通過系統(tǒng)級仿真可知，在過采樣率為128時(shí)，反向器增益在30dB左右即可保證由于增益 不足所引起的動(dòng)態(tài)范圍損失小于ldB。而通過電路級仿真可知，在SMIC (中芯國際)0. 13um 工藝下，電源電壓為1.2V， M1和M3寬長比為180^"V0. 35^w， M2和M4的寬長比為60戶/0. 35戶，M5和M6寬長比分別取M1和M2的1/8，反向器的負(fù)載電容均取5pF時(shí)，新型C 類反向器的增益達(dá)到48dB左右。因此，新型C類反向器的增益完全滿足需求，能夠在高階單 環(huán)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器中直接替換傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器以達(dá)到降低功耗的目的。
三階單環(huán)模擬調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路圖如附圖8所示，它是采用全差分開關(guān)電容電路實(shí)現(xiàn)的， 包括三個(gè)偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器電路80、 81和82、比較器電路83 (實(shí)現(xiàn)一位量化)、反 饋DAC電路84以及加法器等部分，其中開關(guān)包括PMOS開關(guān)"、麗OS開關(guān)"乂—"、 CMOS開關(guān)和自舉麗OS開關(guān)"等類型，電容包括采樣電容^ 、補(bǔ)償電容
積分電容^、共模反饋電容e^"和前饋電容e^積分器電路80、 81和82依次單環(huán)串 聯(lián)構(gòu)成環(huán)路濾波器電路85。附圖8中的子路徑和子電路與附圖7是一一對應(yīng)的，整個(gè)電路包括
兩條反饋路徑，從比較器電路83的正負(fù)輸出端D和Db出發(fā)，經(jīng)過反饋DAC電路84分別輸出 FB+和FB-到信號輸入端IN+和IN-；
六條前饋路徑，其中兩條前饋路徑分別從模擬信號輸入端IN+和IN-出發(fā)，通過前饋電容
到比較器電路83的輸入端；兩條前饋路徑分別從第一級積分器電路80的輸出端OUTl+和 OUTl-出發(fā)，通過前饋電容^^到比較器電路83的輸入端；另外兩條分別從第二級積分器電 路81的輸出端0UT2+和0UT2-出發(fā)，通過前饋電容e^到比較器電路83的輸入端。
兩個(gè)加法器電路，兩條反饋路徑分別和信號輸入端IN+和IN-合在一起，通過第一級積分 器電路80中的采樣電容e"實(shí)現(xiàn)加法器54，而六條前饋路徑分別在粗量化器的正負(fù)輸入端( 即第三級積分器電路82的正負(fù)輸出端0UT3+和0UT3-)合在一起，通過前饋電容 Cji、 CM、 C^和Cw實(shí)現(xiàn)加法器73。
三個(gè)偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器電路80、 81和82，三個(gè)積分器中的運(yùn)算放大器均用兩個(gè) 差分對稱的新型C類反向器來代替。通常情況下，積分器中的運(yùn)算放大器是模擬調(diào)制器中最 主要的功耗部分。因此，在本發(fā)明中采用基于新型反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器能夠 在保證模數(shù)轉(zhuǎn)換器性能的情況下大幅度降低了系統(tǒng)功耗，并且提高了電路的穩(wěn)定性和魯棒性
一個(gè)比較器電路83，為簡單起見，級聯(lián)調(diào)制器中采用比較器電路83來實(shí)現(xiàn)一位量化，比 較器電路83可視為結(jié)構(gòu)最簡單的量化器56。
兩個(gè)反饋DAC電路84，采用開關(guān)網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，例如，當(dāng)調(diào)制器輸出為高電平時(shí)，反饋信號 FB=VREF+;相反，如果調(diào)制器輸出低電平，反饋信號FB4REF-。對于l. 2V電源電壓， 一般選 擇VREF+4V， VREF-=0.2V。因此，連接VREF+的開關(guān)采用PMOS開關(guān)，連接VREF-的開關(guān)采用NMOS開關(guān)，實(shí)現(xiàn)反饋參考電壓的可靠導(dǎo)通。
調(diào)制器輸入端之間的電容和^^將封裝管腳和鍵合線引入到某個(gè)差分輸入端的干擾 耦合到另外一個(gè)輸入端上，使這種干擾信號成為調(diào)制器的共模輸入，然后利用全差分電路將 其抑制掉。
三階單環(huán)模擬調(diào)制器中時(shí)鐘相位時(shí)序圖如附圖9所示，pl為采樣相位，p2為積分相位， pla和p2a下降沿稍超前于pl和p2，用于抑制與輸入信號相關(guān)的溝道電荷注入。比較器的控制 時(shí)鐘plab滯后于pl而超前于p2，避免信號延遲對于比較精度的影響。
對于第一級積分器電路80，在pl相位，輸入信號IN和反饋信號FB分別通過自舉NMOS開關(guān) 和CMOS開關(guān)采樣到采樣電容^n上；在p2相位，輸入信號IN與反饋信號FB1的電壓差對應(yīng)的 電荷通過CMOS開關(guān)從^M專輸?shù)絕1。其中調(diào)制器縮放因子cl由采樣電容與積分電容的比例
對于第二、三級積分器電路81、 82，由于分別受到二階和三階噪聲整形的作用，對于信 號采樣線性度的要求降低，所以信號0UT1和0UT2通過CM0S開關(guān)分別采樣到^^和&3 。類似 地，調(diào)制器縮放因子c2、 c3分別由^s^C^、 C^/Q決定。
調(diào)制器系數(shù)al、 a2、 a3和a4由前饋電容^1、、和之間的比例決定，通過 選擇合適的電容值可以實(shí)現(xiàn)信號的合理縮放和噪聲整形的最佳優(yōu)化。
1權(quán)利要求
1.一種Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，它包括反混疊濾波器(50)，用于模擬輸入信號的反混疊濾波；采樣保持器(51)，用于模擬輸入信號的過采樣；數(shù)字抽取濾波器(53)，用于在數(shù)字域?qū)⒄{(diào)制器輸出的高速低精度的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為奈奎斯特頻率的高精度數(shù)字信號；其特征在于它還包括模擬調(diào)制器(52)，用于模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中的噪聲整形；模擬調(diào)制器(52)包含基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于模擬調(diào)制器(52)中包括現(xiàn)有技術(shù)的前饋ADC (56a)，采用簡單的比較器，用于實(shí)現(xiàn)一位量化； 現(xiàn)有技術(shù)的反饋DAC (56b)，用于將調(diào)制器輸出數(shù)字信號高線性度地轉(zhuǎn)換為模擬信號，并反饋到調(diào)制器的輸入端；現(xiàn)有技術(shù)的加法器(54)，用于計(jì)算輸入信號與量化輸出之間的誤差，并將其反饋到環(huán)路濾波器(55);環(huán)路濾波器(55)，用于積累輸入信號與量化輸出之間的誤差，并促使環(huán)路中的前饋 ADC (56a)重新量化以減小或消除該誤差；環(huán)路濾波器(55)是由一個(gè)或多個(gè)基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器通 過現(xiàn)有技術(shù)的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián)方式組合而成，它與粗量化器(56)結(jié)合使用實(shí)現(xiàn)一階或 高階噪聲整形和精確的模數(shù)轉(zhuǎn)換。
3. 一種三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于模擬調(diào) 制器(52)采用三階單環(huán)結(jié)構(gòu)，它包含三個(gè)基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分 器(70、 71、 72)，三個(gè)積分器單環(huán)串聯(lián)構(gòu)成環(huán)路濾波器(55)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的三階單環(huán)結(jié)構(gòu)Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其特征在于它采用現(xiàn)有技術(shù)的前饋結(jié)構(gòu)，即模擬調(diào)制器除了包含數(shù)字輸出經(jīng)反饋DAC到調(diào)制 器輸入的反饋路徑以外，還增加三條前饋路徑和一個(gè)加法器(73);三條前饋路徑分別從模 擬信號輸入端和前二級的基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)積分器(70、 71)輸出端出發(fā)， 最終通過加法器(73)在粗量化器(56)的輸入端合在一起。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種采用新型C類反向器的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器。本發(fā)明所述的Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括基于新型C類反向器的Sigma-Delta調(diào)制器(52)以及現(xiàn)有技術(shù)的反混疊濾波器(50)、采樣保持器(51)和數(shù)字抽取濾波器(53)。在Sigma-Delta調(diào)制器(52)中，環(huán)路濾波器(55)由基于新型C類反向器的偽差分結(jié)構(gòu)開關(guān)電容積分器通過現(xiàn)有技術(shù)的單環(huán)串聯(lián)或多路級聯(lián)方式實(shí)現(xiàn)，通過新型C類反向器中體電位調(diào)制器在反向器輸入管體端的體電位調(diào)制作用，克服了工藝偏差對模數(shù)轉(zhuǎn)換器環(huán)路濾波精確性的不利影響，在不明顯增加功耗的情況極大地提高電路的穩(wěn)定性和魯棒性。
文檔編號H03M3/02GK101640539SQ20091030156
公開日2010年2月3日 申請日期2009年6月19日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月19日
發(fā)明者昊 張, 豪 羅, 蔡坤明, 雁 韓, 韓曉霞, 黃小偉 申請人:浙江大學(xué)