專利名稱：用于多位σ-δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器中的抖動的方法及設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，且更特定來說涉及一種具有多位(M位，M > 1) 可變分辨率量化器的Σ -AADC，所述可變分辨率量化器具有用于移除所述Σ -AADC的數(shù)字輸出中的不合意空閑音調(diào)的自動動態(tài)抖動。
背景技術(shù)：
當(dāng)今，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)廣泛用于消費(fèi)型、醫(yī)療、工業(yè)等電子應(yīng)用中。通常，ADC 包含用于接收模擬輸入信號且輸出與所述模擬輸入信號成比例的數(shù)字值的電路。此數(shù)字值通常呈并行字或串行數(shù)字位串流的形式。存在例如電壓/頻率轉(zhuǎn)換、電荷重分布、△調(diào)制以及其它等許多類型的模/數(shù)轉(zhuǎn)換方案。通常，這些轉(zhuǎn)換方案中的每一者具有其優(yōu)點(diǎn)及缺點(diǎn)ο已經(jīng)歷增加的使用的一種類型的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)是Σ -AADC( Σ -Δ與 Δ- Σ在本文中將可互換使用)。Σ -Δ調(diào)制器通常將模擬輸入轉(zhuǎn)換成“一”與“零”的數(shù)字串行串，其具有在與所述模擬輸入成比例的時間上的平均振幅。與較早的△調(diào)制技術(shù)相比，Σ -Δ調(diào)制通常實現(xiàn)高準(zhǔn)確度及寬動態(tài)范圍。Σ -Δ調(diào)制通常稱為經(jīng)過取樣轉(zhuǎn)換器架構(gòu)且通常免除δ調(diào)制的較早不合意二階效應(yīng)中的一些效應(yīng)。每一Σ -Δ調(diào)制器環(huán)路包含將模擬傳入信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出代碼的一個或一個以上量化器。對于Σ -Δ ADC，這些量化器為通常是1位ADC的低分辨率ADC(或比較器)。 在此情況下，Σ -Δ調(diào)制器稱為1位調(diào)制器。如果量化器的輸出具有高于1個位的分辨率， 那么Σ - Δ調(diào)制器稱為多位調(diào)制器且Σ -AADC稱為多位Σ - Δ ADC。在多位Σ -AADC中，輸出分辨率允許2個以上數(shù)字輸出電平。如果可能輸出電平的數(shù)目(nlev)為2的冪(舉例來說，nlev = 2~M)，那么可將輸出編碼成M位字且調(diào)制器為多位M位調(diào)制器。然而，輸出電平的數(shù)目(nlev)未必是2的冪(尤其是對于低數(shù)目的電平)，且在此情況下，調(diào)制器還可稱為多位或多電平。舉例來說，3電平調(diào)制器是非常普遍的。如果nlev為2的冪，那么可針對多電平調(diào)制器計算等效數(shù)目的位且其由以下公式給出 M = log2 (nlev)，其中M為等效位的數(shù)目。如果nlev并非2的冪，那么編碼輸出所需的位的最小數(shù)目為M = Floor (log2 (nlev))。在多電平(或多位)Σ -AADC中，量化器通常為快閃ADC，其由與置于(nlev-濁)/ (nleV-l)*Vref處的等距比較閾值平行的nlev-Ι比較器構(gòu)成，其中k為介于1與(nlev-1) 之間的整數(shù)，假定用溫度計譯碼對nlev個位上的輸出進(jìn)行了譯碼。在所述情況下，相異輸出電平的數(shù)目為nlev，可將其譯碼成Floor (log2 (nlev))個位的最小值。舉例來說，3電平調(diào)制器量化器可以是由具有+Vref72及-VrefA的閾值的兩(2)個比較器構(gòu)成的快閃ADC 且可將3電平輸出字編碼成R)0r(l0g2C3)) =2個位。閾值的布局還確保均勻量化，其最小化在整個輸入范圍上的量化誤差平均值。在典型的快閃ADC實施方案中，每一比較器具有其自身的用于確定其相關(guān)聯(lián)電壓閾值的切換式電容器輸入級及快閃比較器的輸出處的用于產(chǎn)生到Σ -Δ調(diào)制器環(huán)路數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)的數(shù)字字的溫度計/ 二進(jìn)制編碼器及數(shù)字信號輸出抽取濾波器。如果提供某一周期或直流(DC)輸入，那么在連續(xù)模式中工作的所有Σ-Δ調(diào)制器在其輸出處產(chǎn)生空閑音調(diào)。這些空閑音調(diào)是由于量化過程所致且在Σ -Δ調(diào)制器架構(gòu)的設(shè)計中是固有的。這些空閑音調(diào)是不想要的且在輸出處產(chǎn)生不合意行為，如音頻裝置中的不合意高音調(diào)。尤其是在提供特定直流(DC)輸入的情況下，這些音調(diào)會限制裝置的無寄生動態(tài)范圍 (SFDR)且因此限制裝置的信號對噪聲和失真比(SINAD)(其通常為量化步驟的有理分?jǐn)?shù))。

發(fā)明內(nèi)容
因此，所需要的是一種用以移除這些空閑音調(diào)的方式。通過在Σ -Δ調(diào)制器環(huán)路內(nèi)部添加偽隨機(jī)信號對空閑音調(diào)進(jìn)行“破壞”及“置亂”，可接著在環(huán)路本身中對所得信號進(jìn)行濾波以移除所述空閑音調(diào)，因此不需要在數(shù)字輸出處添加濾波便恢復(fù)所要信號并消除空閑音調(diào)。用于添加抖動信號的最佳位置之一是在調(diào)制器量化器的輸入處。此位置處的任何誤差通過調(diào)制器環(huán)路的非常大的增益再劃分且接著在無額外濾波電路的任何需要的情況下經(jīng)濾波及噪聲整形，就像量化噪聲一樣。如果此信號是隨機(jī)或偽隨機(jī)的(與輸入不相關(guān))，那么其將針對給定輸入信號使位串流序列變化且由于其隨機(jī)性質(zhì)而破壞所述序列的周期性。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，在具有nlevfclev > 2)分辨率量化器(在所述情況下， 可在M個位上編碼nlev個電平，其中M = Floor (log2 (nlev))，因此M > 1)的多位(或多電平)Σ -AADC中，當(dāng)用可變分辨率量化器(其中量化器的分辨率(輸出電平的數(shù)目)隨著隨機(jī)或偽隨機(jī)序列(稱為分辨率序列)變化))替換所述量化器時，其取決于此序列而產(chǎn)生新的量化誤差函數(shù)，此將引入使傳入的輸入信號抖動的額外量化誤差。添加的量化誤差是具有最大分辨率(nlev)的固定量化器的輸出與具有可變分辨率的量化器的輸出之間的差，在所述具有可變分辨率的量化器中分辨率N(n)是通過隨機(jī)或偽隨機(jī)序列N(n)(分辨率序列)在每一取樣η時選擇的且其中Ν(η)為介于2與nlev之間的整數(shù)。當(dāng)在量化器級處添加此類型的抖動時，誘發(fā)的額外量化誤差也將由Σ -Δ調(diào)制器的反饋環(huán)路進(jìn)行處理及噪聲整形且被濾去，借此消除對在其它類型的抖動方案的情況下通常必需的額外輸出濾波器的需要。如下文更全面地描述，使調(diào)制器量化器分辨率抖動也為自動動態(tài)的，因為對于大的量化器輸入絕對值來說量化誤差是不變的，無論分辨率是通過隨機(jī)序列還是通過偽隨機(jī)序列選擇的。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，Σ -△環(huán)路中的反饋DAC將始終反饋最大輸出值而無論選擇何種分辨率，且因此，所述可變分辨率量化器給出與固定nlev分辨率量化器相同的量化誤差，因為不存在針對最大輸出值的添加的量化誤差。隨所述可變分辨率量化器添加的信號的量對于大信號自動降低到無影響(誤差的引入)且借此不借助額外電路就提供非常好的穩(wěn)定性性能。而其它現(xiàn)有抖動技術(shù)必須對輸入信號進(jìn)行評估且調(diào)適添加的信號的量以避免當(dāng)存在大信號時使量化器輸入飽和。此可需要額外電路且導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定性。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，在Σ -AADC中的信號抖動的實施方案實施起來也為簡單的且不需要顯著的額外電路來提供高效的音調(diào)置亂。當(dāng)從多電平(Iilev)ADC開始時，其僅需要次要額外電路來使量化器(其通常為快閃ADC)的電平數(shù)目及相關(guān)聯(lián)閾值可調(diào)整，使得所述量化器可使其分辨率針對所進(jìn)行的每一取樣而變化。另外，實施隨機(jī)或偽隨機(jī)產(chǎn)生器以控制將使分辨率在每一取樣時變化的分辨率序列Ν(η)。所述分辨率序列可以是從2到nlev的任一值或者可以是從2到nlev的所有可能值中的選定值。所述分辨率序列是隨機(jī)或偽隨機(jī)的(例如，與輸入信號不相關(guān))，使得最大化抖動效應(yīng)。使用較大比例的小電平(例如，兩(2)個電平)也將使抖動更突出，但作為副效應(yīng)將增加輸出量化噪聲(且因此減小SNR)且還將給使ADC環(huán)路的穩(wěn)定性降級。在偽隨機(jī)序列的情況下的序列的長度確定為隨對使低頻信號抖動的需要而變長序列將對在較低頻率下出現(xiàn)的空閑音調(diào)進(jìn)行“置亂”且將使輸出頻譜的低頻部分進(jìn)一步“平滑”。已知大數(shù)目的相異電平將誘發(fā)較佳的隨機(jī)性從而導(dǎo)致較佳的抖動效應(yīng)，因此可自由地選擇序列的 “粒度”(在分辨率序列中所取的相異N值的數(shù)目)。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，當(dāng)使用快閃ADC量化器時，僅需要幾個額外開關(guān)來針對抖動序列的適當(dāng)量化分辨率改變量化器分辨率。快閃ADC量化器包括(nlev-Ι)個并聯(lián)比較器，每一比較器具有不同的比較閾值threshold (k)，其中k為介于1與(nlev-Ι)之間的整數(shù)。這些比較閾值可等于threshold(k) = (nlev-2k)/(nlev-l)*Vref，其導(dǎo)致均勻量化。比較器比較閾值可由切換式電容器級以不同的電容器比率界定，如下文更全面地描述。為改變快閃ADC的分辨率，假定N(n)個相異輸出電平(分辨率)，僅需要使用出自總共(nlev-Ι)個比較器中的N(n)-1者的群組。如果針對序列中的每一 N(η)均需要均勻量化(較少量化誤差)，那么選擇來使用的比較器需要使其閾值相應(yīng)地修改，使得其閾值等于 threshold(k，n) = (N(n)_2k)/(N(n)-1)*Vref，其中 k 為介于 1 與 N(n)-1 之間的整數(shù)。修改電容器比率改變快閃ADC量化器的每一作用比較器的閾值，使得其等于其在每一取樣時的新值。有可能通過借助適當(dāng)開關(guān)啟用或停用Cin或Cref布置中的一個或一個以上單元電容器來修改電容器比率，如下文更全面地描述?？蓪嵤╇娙萜鞑贾檬沟盟斜匦栝撝到M合是可用的。此外，針對較低功率實施方案，在給定取樣η時不需要的比較器(總共nlev-NOi) 個比較器)可在所述取樣期間停止(例如，置于低功率模式中)，因為其輸出不在反饋DAC 中使用且借此當(dāng)在Σ-Δ調(diào)制器中編碼位串流時不被考慮到。
根據(jù)本發(fā)明的具體實施方案，當(dāng)nlev = 5時，其中N(n)是在2、3與5之間選擇的(N(η)呈2~r+l的形式，其中r為整數(shù))，且當(dāng)量化均勻時，DAC輸出電平當(dāng)N(n) = 5 時，為 +Vref、+Vref/2、0、-Vref/2 及-Vref ；當(dāng) N(n) =3 時，為 +Vref、0、-Vref ；且當(dāng) N(η) =2時，為+Vref及-Vref。由于當(dāng)N(n) = 2、3或5時需要的輸出電平是與固定五電平 DAC的輸出電平相同的輸出電平，因此可根據(jù)以下專利的教示內(nèi)容實施(例如)Σ -AADC 的反饋環(huán)路中的DAC 菲利普·德瓦爾提出的共同擁有的第7，102，558號美國專利，其標(biāo)題為“用于切換式電容器Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的五電平反饋數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(Five-Level Feed-Back Digital—to—Analog Converter for a Switched Capacitor Sigma—Delta Analog-to-Digital Converter) ”且出于各種目的以引用的方式并入本文中。此參考文獻(xiàn)揭示一種實施方案，其針對所進(jìn)行的每一取樣及針對任一分辨率序列在每次均為固有地線性。因此，此實施方案確保固有線性且因此確保極其低的THD指數(shù)及較高的SINAD指數(shù)，同時保持抖動的優(yōu)點(diǎn)及低復(fù)雜性實施方案。本文中所揭示的抖動過程的優(yōu)點(diǎn)是抖動對大輸入信號大致不具有影響，此大大地有助于維持Σ -Δ調(diào)制器的穩(wěn)定性。本文中所揭示的抖動過程的另一優(yōu)點(diǎn)是僅借助用以改變快閃ADC實施方案的比較器的電容器切換式輸入中的電容器比率的幾個額外開關(guān)實施的簡單性及簡易性。本文中所揭示的抖動過程的另一優(yōu)點(diǎn)是其還減少總諧波失真(THD)，因為其對失真(其可視為特定類型的空閑音調(diào))的效應(yīng)等效于其對任何其它音調(diào)的效應(yīng)。即使諧波失真的根本原因可不同，其也以相同效率對諧波進(jìn)行“置亂”，就像諧波是來自量化過程的空閑音調(diào)一般。本文中所揭示的抖動過程的另一優(yōu)點(diǎn)是可容易地將其關(guān)斷。為了關(guān)斷抖動過程， 可針對所有取樣使分辨率序列N(η)等于nlev(N(n) = nlev) 0根據(jù)本發(fā)明的具體實例性實施例，一種用于通過使多位(M位，M>1，M = Floor (log2 (nlev))) Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的可變分辨率nlev (nlev > 2)量化器抖動來減少不想要的空閑音調(diào)的設(shè)備包括多位(M位，M> 1) Σ -Δ調(diào)制器，其包括多電平數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)；模擬電壓求和電路，其耦合到所述多電平DAC;模擬環(huán)路濾波器，其耦合到所述模擬電壓求和電路的輸出；可變分辨率量化器，其具有nleV(nleV>》個電平，耦合到所述模擬環(huán)路濾波器；編碼器，其耦合到所述可變分辨率量化器，其中所述編碼器將來自所述可變分辨率量化器的輸出轉(zhuǎn)換成其二進(jìn)制表示，且將所述二進(jìn)制表示施加到所述多電平DAC ；及隨機(jī)序列產(chǎn)生器，其耦合到所述可變分辨率量化器，其中所述隨機(jī)序列產(chǎn)生器以產(chǎn)生呈序列形式的多個隨機(jī)數(shù)N(n)，其中N(n)為介于2與nlev之間的隨機(jī)整數(shù)，借此通過所述多個隨機(jī)數(shù)N(n)中的相應(yīng)隨機(jī)數(shù)針對由所述Σ -Δ調(diào)制器進(jìn)行的每一模擬電壓取樣確定所述可變分辨率量化器的分辨率；電壓參考，其耦合到所述多電平DAC ；及數(shù)字濾波器，其耦合到所述編碼器且從其接收所述二進(jìn)制表示。根據(jù)本發(fā)明的另一具體實例性實施例，一種用于通過使多位(Μ位，M > 1，M = Floor (log2 (nlev))) Σ - Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的可變分辨率nlev (nlev > 2)量化器抖動來減少不想要的空閑音調(diào)的方法包括以下步驟借助隨機(jī)序列產(chǎn)生器產(chǎn)生呈隨機(jī)序列形式的隨機(jī)數(shù)N(n)，其中N(n)為介于2與nlev之間的隨機(jī)整數(shù)；借助所述隨機(jī)數(shù)N(n)控制可變分辨率量化器的電壓閾值及相異輸出電平的數(shù)目nlev (nlev >幻；基于所述隨機(jī)數(shù)N(n)將來自所述可變分辨率量化器的輸出編碼成其二進(jìn)制表示；借助所述二進(jìn)制表示控制來自多電平數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)的輸出電壓值；在模擬電壓求和電路中將來自所述多電平DAC 的所述電壓值加到輸入電壓樣本上；在模擬環(huán)路濾波器中對所述電壓值與所述輸入電壓樣本的和進(jìn)行濾波；及將所述電壓值與所述輸入電壓樣本的所述經(jīng)濾波和施加到所述可變分
辨率量化器。


結(jié)合附圖參考下文說明可更全面地理解本發(fā)明的揭示內(nèi)容，在附圖中圖1圖解說明具有固定量化器的多位或多電平(nlev個電平，nleV>2，M位，M = Floor(log2(nlev)),M> 1)單環(huán)路Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的示意性框圖；圖2圖解說明根據(jù)本發(fā)明的具體實例性實施例的具有可變分辨率量化器的單環(huán)路Σ -Δ多位(Μ位，M > 1)調(diào)制器的示意性框圖，所述可變分辨率量化器由使來自環(huán)路濾波器或調(diào)制器的信號抖動的隨機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器控制；圖3圖解說明根據(jù)圖2中所顯示的具體實例性實施例的偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器的更詳細(xì)示意性框圖；圖4圖解說明基于快閃模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的固定分辨率多電平量化器的更詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于產(chǎn)生與圖1中所顯示的Σ -ΔΜ 位(Μ > 1)調(diào)制器一起使用的固定參考閾值的專用切換式電容器塊；圖5圖解說明根據(jù)圖2中所顯示的具體實例性實施例的基于耦合到隨機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器的快閃模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的可變分辨率多電平量化器的更詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于由所述隨機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器選擇的與 Σ -AiHi (Μ > 1)調(diào)制器一起使用的各種參考閾值的切換式電容器塊；圖6圖解說明根據(jù)圖2及圖5中所顯示的具體實例性實施例的具有使用快閃模/ 數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的量化器的可變分辨率0、3或5個電平)Σ -Δ五電平調(diào)制器的更具體詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于產(chǎn)生每一比較器的所需閾值的切換式電容器塊；圖7圖解說明在階段Pl期間的與圖6中所顯示的可變分辨率0、3或5個電平)Σ -Δ五電平調(diào)制器的比較器1及4一起使用的切換式電容器塊切換配置的更詳細(xì)示意圖；圖8圖解說明圖7的切換配置在正進(jìn)行Vin與閾值3/4*Vref的比較時的階段P2 期間的示意圖；圖9圖解說明圖7的切換配置在正進(jìn)行Vin與閾值l/2*Vref的比較時的階段P2 期間的示意圖；圖10圖解說明產(chǎn)生任一閾值b/a*Vref的切換式電容器塊的更詳細(xì)示意圖，其中顯示其在階段Pl期間的與圖5中所顯示的可變分辨率量化器(快閃ADC實施方案)的比較器一起使用的切換配置；且圖11圖解說明產(chǎn)生任一閾值b/a*Vref的切換式電容器塊的更詳細(xì)示意圖，其中顯示其在階段P2期間的與圖5中所顯示的可變分辨率量化器(快閃ADC實施方案)的比較器一起使用的切換配置。
盡管本發(fā)明易于作出各種修改及替代形式，但在圖式中是顯示并在本文中詳細(xì)地描述其具體實例性實施例。然而，應(yīng)理解，本文對具體實例性實施例的描述并非打算將本發(fā)明限制于本文所揭示的特定形式，而是相反，本發(fā)明打算涵蓋所附權(quán)利要求書所界定的所有修改及等效形式。
具體實施例方式現(xiàn)在參考圖式，其示意性地圖解說明具體實例性實施例的細(xì)節(jié)。圖式中，相同的元件將由相同的編號表示，且相似的元件將由帶有不同小寫字母后綴的相同編號表示。參考圖1，其描繪具有固定量化器的多位或多電平(111撲個電平，111^>2，1位， M = Floor(log2(nlev)), M> 1)單環(huán)路Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的示意性框圖。由編號100大體表示的具有固定量化器的多電平(niev) Σ _ Δ ADC (還可稱為多位，因為電平的編碼需要1個以上位，M > 1)包括輸入電壓求和節(jié)點(diǎn)118、環(huán)路濾波器116、固定多位量化器120、多位數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC) 114及數(shù)字抽取濾波器108。數(shù)字濾波器108接收經(jīng)過取樣數(shù)字位串流112且抽取數(shù)字位串流112以便產(chǎn)生 (例如但不限于)表示輸入114處的所測量模擬輸入信號的P位數(shù)據(jù)字(在總線110上)。 此抽取過程還移除來自量化過程且由Σ -AADC 100在其整個模擬環(huán)路濾波器116中進(jìn)行噪聲整形的高頻噪聲中的大部分。從E(由量化器引入的量化噪聲)到輸出位串流的轉(zhuǎn)移函數(shù)為高通濾波器。來自固定多位量化器120的輸出位串流112具有在數(shù)目上是固定的nlev個相異電平且可編碼成M個位的最小值，其中M = Floor (log2 (niev))且M大于1?！唉ァ笔疽庑缘乇硎居晒潭ǘ辔涣炕?20引入的量化誤差。參考圖2，其描繪根據(jù)本發(fā)明的具體實例性實施例的具有可變分辨率量化器的單環(huán)路Σ -Δ多位(Μ位，M > 1)調(diào)制器的示意性框圖，所述可變分辨率量化器耦合到使從環(huán)路濾波器或調(diào)制器傳入的信號抖動的隨機(jī)序列產(chǎn)生器。由編號200大體表示的具有可變分辨率量化器的多電平(nlev) Σ -ΔADC包括輸入電壓求和節(jié)點(diǎn)118、環(huán)路濾波器116、可變分辨率多位量化器220、多位數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC) 114、具有分辨率序列Ν(η)的隨機(jī)序列產(chǎn)生器222及數(shù)字抽取濾波器108。圖2中顯示單個反饋環(huán)路，然而，根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容可使用具有多個可變分辨率量化器的多環(huán)路(級聯(lián)式、MASH等)且其涵蓋于本文中。輸出位串流212具有N (η)個相異電平且可編碼成M個位，其中M = Floor (log2 (nlev))且M > 1?？勺兎直媛识辔涣炕?20的電平的數(shù)目可針對每一取樣η改變，其中N(n)包括介于 2與nlev之間的整數(shù)。隨機(jī)序列產(chǎn)生器222產(chǎn)生隨機(jī)或偽隨機(jī)數(shù)序列N(η)。在由Σ - Δ ADC 200進(jìn)行的每一電壓取樣η時，從隨機(jī)序列產(chǎn)生器222輸出介于2與nlev之間的隨機(jī)整數(shù)。下文將由隨機(jī)序列產(chǎn)生器222產(chǎn)生的隨機(jī)數(shù)序列N(n)稱為“分辨率序列”。隨機(jī)序列產(chǎn)生器220可以是(例如但不限于)伽羅瓦線性反饋移位寄存器(LFSR)、數(shù)字比較器及加法器，如下文更全面地描述(參見圖幻。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，隨機(jī)序列產(chǎn)生器222通過控制可變分辨率多位量化器220的分辨率級來引入抖動。參考圖3，其描繪根據(jù)圖2中所顯示的具體實例性實施例的偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器的更詳細(xì)示意性框圖。偽隨機(jī)產(chǎn)生器222在以頻率fs計時的每一取樣η時產(chǎn)生介于一(1)與m之間的偽隨機(jī)整數(shù)ρ (η)，其中m是大于一(1)的整數(shù)值。偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器222可包括 R位伽羅瓦LFSR (線性反饋移位寄存器)422、m-l個并聯(lián)數(shù)字比較器似4及加法器426。此偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器222具有等概率分布且產(chǎn)生呈偽隨機(jī)序列形式的等概率整數(shù)ρ (η)，ρ (η) 介于1與m之間。如果(2~R-1)是m的倍數(shù)，那么偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器222為等概率的，因為在LFSR寄存器中每LFSR 422的全循環(huán)僅取一次從1到2~R_1的所有整數(shù)。此偽隨機(jī)整數(shù)序列P (η)可用于以ρ (η)與Ν(η)個數(shù)之間的一一對應(yīng)性表示分辨率序列Ν(η)。分辨率序列的平凡編碼將是在Ν(η) =2"ρ(η)時，在此情況下，ρ(η)整數(shù)以位的數(shù)目表示分辨率(舉例來說，P(n) = l,N(n) = 2，1位分辨率，2個相異輸出電平)。根據(jù)本發(fā)明的具體實施例， N(n)可由以下公式界定:N(n) =2~p(n)+l。舉例來說，當(dāng)p(n)為整數(shù)值1、2或3時，N(n) 分別采取值2、3或5。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，序列長度將確定抖動消去不合意空閑音調(diào)的能力。在長序列的情況下，甚至低頻空閑音調(diào)也將被置亂，且當(dāng)序列為短時，抖動僅影響高頻。參考圖4，其描繪基于快閃模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的固定分辨率多電平量化器的更詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于產(chǎn)生與圖1中所顯示的 Σ -八11位(Μ> 1)調(diào)制器一起使用的固定參考閾值的專用切換式電容器塊。固定多位量化器120包括多個電壓比較器4 (每一電壓比較器具有切換式電容器塊428)、比較器與參考電壓控制器430及nlev線對M位編碼器(例如，溫度計編碼器)。切換式電容器塊4 適于從環(huán)路濾波器116接收電壓樣本Vin且基于切換式電容器比率而產(chǎn)生固定閾值參考電壓值(例如，電壓電平)，如共同擁有且出于所有目的以引用的方式并入本文中的第7，102，558號美國專利中更全面地描述。電壓參考(未顯示)也耦合到切換式電容器塊428，其切換式電容器比率從此電壓參考Vref產(chǎn)生固定參考電壓值且將所述固定參考電壓值供應(yīng)到多個電壓比較器426中的每一相應(yīng)電壓比較器。電子電路領(lǐng)域的且受益于本發(fā)明的技術(shù)人員將容易理解如何實施此電容比切換布置以用于產(chǎn)生與切換式電容器輸入快閃ADC 100中的比較器一起使用的固定參考電壓值。多個比較器似6通過切換式電容器塊4 耦合到差分輸入Vin+及Vin-，所述差分輸入耦合到環(huán)路濾波器116且借此接收經(jīng)取樣電壓Vin。切換式電容器塊似8產(chǎn)生用于nlev-Ι個比較器426的nlev-l個不同固定閾值電壓，所述比較器并行操作以產(chǎn)生對Vin的溫度計編碼。優(yōu)選地，這些固定閾值電壓經(jīng)導(dǎo)出使 U threshold (k) = (nlev-2k)/(nlev-l)*Vref以實現(xiàn)對輸入電壓樣本Vin的均勻量化。 將來自多個比較器426的所有輸出施加到nlev線對M位編碼器432以針對每一電壓樣本 Vin (η)產(chǎn)生M位字，從而由其產(chǎn)生多位位串流輸出434?，F(xiàn)在參考圖5，其描繪根據(jù)圖2中所顯示的具體實例性實施例的基于耦合到隨機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器的快閃模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的可變分辨率多電平量化器的更詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于由所述隨機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器選擇的與Σ -八11位(Μ> 1)調(diào)制器一起使用的各種參考閾值的切換式電容器塊?？勺兎直媛识辔涣炕?20包括多個電壓比較器626(每一電壓比較器具有切換式電容器塊628)、 比較器與參考電壓控制器630、具有分辨率序列N(n)的隨機(jī)序列產(chǎn)生器222及N(n)線對M 位編碼器(例如，溫度計編碼器)。
切換式電容器塊628中的每一者適于從環(huán)路濾波器116接收電壓樣本Vin且基于由隨機(jī)序列產(chǎn)生器222產(chǎn)生的分辨率序列N(n)值所確定的切換式電容器比率而產(chǎn)生可調(diào)整閾值參考電壓值(例如，電壓電平)，如下文更全面地描述。電壓參考(未顯示)也耦合到切換式電容器塊628，其可選擇的切換式電容器比率從此電壓參考Vref產(chǎn)生可調(diào)整參考電壓值且將所述可調(diào)整參考電壓值與多個電壓比較器 626中的相應(yīng)電壓比較器一起使用。根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，當(dāng)特定電壓比較器6 需要不同的參考電壓值時，僅基于分辨率序列N(n)在不同的電容比中進(jìn)行切換以實現(xiàn)所要的參考電壓值即為很簡單的事情。電子電路領(lǐng)域的且受益于本發(fā)明的技術(shù)人員將容易理解如何實施與切換式電容器輸入快閃ADC 200中的比較器一起使用的此可變電容比切換布置。多個比較器6 通過切換式電容器塊6 耦合到差分輸入Vin+及Vin_，所述差分輸入耦合到環(huán)路濾波器116且借此接收經(jīng)取樣電壓Vin。nlev-1個切換式電容器塊6 產(chǎn)生用于nlev-1個比較器擬6的閾值電壓，所述比較器并行操作以產(chǎn)生對Vin的溫度計編碼。所述閾值電壓是針對在進(jìn)行快閃轉(zhuǎn)換時使用的 N(η)-1數(shù)目個比較器6 特別產(chǎn)生的。所使用的N(η)-1數(shù)目個比較器6 基于所進(jìn)行的每一輸入電壓Vin取樣的分辨率序列N(n)值。為了對輸入電壓樣本Vin的均勻量化，閾值電壓可確定如下threshold (k，n) = (N(n) _2k) / (N(n)-1) *Vref。將來自多個比較器626的選定輸出施加到N(n)線對M位編碼器632以針對每一電壓樣本Vin(n)產(chǎn)生M位字，從而由其產(chǎn)生多位位串流輸出634。僅使用來自比較器626 的N (η) -1個輸出針對每一輸入電壓取樣η產(chǎn)生所述M位字，且所述M位字借此僅具有N (η) 個相異值，例如，輸出電平。參考圖6，其描繪根據(jù)圖2及圖5中所顯示的具體實例性實施例的具有使用快閃模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)架構(gòu)的量化器的可變分辨率0、3或5個電平)Σ -Δ五電平調(diào)制器的更具體詳細(xì)示意性框圖，其中所述快閃ADC的每一比較器具有用于產(chǎn)生每一比較器的所需閾值的切換式電容器塊。對于此具體實例性實施例，輸出63 為-2、-UOU或2，使得五電平DAC(如出于所有目的以引用方式并入本文中的第7，102，558號美國專利中更全面描述)可用于任一分辨率序列N (η)。此外，用于2、3或5個電平的切換式電容器塊628的實施方案是簡單的，因為切換式電容器塊628中的僅兩者是不同的且僅具有從中選擇的兩個閾值。此實施方案確保針對所有N(η)個值的均勻量化，因為對于作用比較器來說閾值符合(N(n)-2k)/(N(n)-l)*Vref。隨機(jī)序列產(chǎn)生器222可在其2位輸出640處隨機(jī)地產(chǎn)生以下代碼對于2個輸出電平(N(n) = 2)，為OOb ；對于3個輸出電平(N(n) = 3)，為Olb ；且對于5個輸出電平(N(η) =5)，為 lib?？稍?個位(例如，二補(bǔ)數(shù))上編碼來自編碼器632的輸出634的五電平位串流 對于+2，為OlOb ；對于+1，為OOlb ；對于0，為OOOb ；對于-1，為Illb ；且對于-2，為IlObo比較器626a及626d的切換式電容器塊具有相同實施方案但具有反轉(zhuǎn)的 Vref+/"輸入，且對于比較器626b及626c來說是相同的。當(dāng)N(n) = 5時，使用所有比較器626，其中比較器626a的閾值為3/4*Vref，比較器626b的閾值為l/4*Vref，比較器626c的閾值為_l/4*Vref，且比較器626d的閾值為-3/4*Vref。
當(dāng)N(n) = 3時，僅使用比較器626a及6^d，其中比較器626a的閾值為 +l/2*Vref，比較器626b的閾值為0，比較器626c的閾值為0，且比較器626d的閾值為-l/2*Vref。當(dāng)N(n) = 2時，僅使用比較器擬6b，其中比較器626^1的閾值為+l/2*Vref，比較器626b的閾值為0，比較器626c的閾值為0，且比較器626d的閾值為-l/2*Vref。參考圖7，其描繪在階段Pl期間的與圖6中所顯示的可變分辨率0、3或5個電平)Σ -Δ五電平調(diào)制器的比較器1及4一起使用的切換式電容器塊切換配置的更詳細(xì)示意圖。對于切換式電容器Σ - AADC的更詳細(xì)示意圖及描述，參見共同擁有的第7，102，558 號美國專利；其出于各種目的以引用方式并入本文中。在輸入電壓取樣的階段Pl (初始化階段(或復(fù)位階段))期間，通過開關(guān)752到766將所有電容器770到780放電到共用模式電壓Vcm 768(例如，共用接地或電源)。參考圖8，其描繪圖7的切換配置在正進(jìn)行Vin與閾值3/4*Vref的比較時的階段 P2期間的示意圖。在比較階段P2期間，將某一電荷量轉(zhuǎn)移到輸出節(jié)點(diǎn)Out+/-。此輸出節(jié)點(diǎn)是快閃ADC的比較器中的一者的輸入且此比較器在階段P2結(jié)束時被鎖存。在階段P2結(jié)束時轉(zhuǎn)移的電荷量為4C* (Vin+-Vin-) +20B* (Vref—Vref+) +C*A* (Vref—Vref+)在階段P2期間，當(dāng)開關(guān)740到750接通(閉合)且開關(guān)752到766關(guān)斷(斷開) 時，A = 1且B= 1，且輸出節(jié)點(diǎn)Out+/-處的電壓等于(4C* (Vin+-Vin-) +3C* (Vref—Vref+)) /7C,可將其重寫為(4*Vin_3*(Vref)) /7。輸出節(jié)點(diǎn)電壓Vout在Vin > 3/4*Vref時為正且在Vin < 3/4*Vref時為負(fù)，因此閾值為3/4*Vref。參考圖9，其描繪圖7的切換配置在正進(jìn)行Vin與閾值l/2*Vref的比較時的階段 P2期間的示意圖。在階段P2期間，當(dāng)開關(guān)740、742、748、750、756及758接通(閉合)且開關(guān)744、746、752、754、760、762、764及766關(guān)斷(斷開)時，A = O且B= 1，且輸出節(jié)點(diǎn) Out+/-處的電壓等于(4C* (Vin+-Vin-) +2C* (Vref—Vref+)) /7C,可將其重寫為(4*Vin_2*(Vref)) /7。輸出節(jié)點(diǎn)電壓Vout在Vin > l/2*Vref時為正且在Vin < l/2*Vref時為負(fù)，因此閾值為l/2*Vref。類似地，在階段P2期間，當(dāng)開關(guān)740、744、746、750、7M及760接通(閉合)且開關(guān) 742、748、752、756、758、762、764 及 766 關(guān)斷(斷開)時，A=I 且 B = 0，且閾值變?yōu)?1/牡Vref。在階段P2期間，當(dāng)740、750、754、756、758及760接通(閉合)且開關(guān)742、744、 746、748、752、764及766關(guān)斷(斷開)時，A = 1且B = 0，且閾值變?yōu)閘/4*Vref。在階段 P2期間，當(dāng)740及750接通(閉合)且開關(guān)742到748及752到766關(guān)斷(斷開)時，A = 0且B = 0，可使用正負(fù)號檢測器來確定閾值，即，閾值為大致0伏。因此，根據(jù)本發(fā)明的教示內(nèi)容，通過在階段P2期間選擇性地關(guān)斷(斷開)或接通 (閉合)開關(guān)742到748，ADC 200的閾值可以是五(5)、三(；3)或兩( 個電平。因此， 如上文更全面地論述，五(5)電平ADC 200的閾值為+3/4*Vref、+l/4*Vref、-3/4*Vref
12及-l/4*Vref ；三(3)電平ADC 200的閾值為+l/2*Vref及_l/2*Vref ；且對于兩O)電平 ADC 200，可使用正負(fù)號檢測器，例如，約0伏的閾值。開關(guān)742到748在P2階段期間的關(guān)斷或接通可由具有適當(dāng)膠合邏輯(未顯示)的隨機(jī)序列產(chǎn)生器222控制。參考圖10，其描繪產(chǎn)生任一閾值b/a*Vref的切換式電容器塊的更詳細(xì)示意圖，其中顯示其在階段Pl期間的與圖5中所顯示的可變分辨率量化器(快閃ADC實施方案)的比較器一起使用的切換配置。每一切換式電容器塊628(圖幻，其可選擇的切換式電容器比率從電壓參考Vref產(chǎn)生可調(diào)整參考電壓值。切換式電容器塊6 包含以下各項的并聯(lián)布置C 值的“a”單元電容器(其中“a”為整數(shù))，其分別通過開關(guān)740及750連接到Vin+及Vin-； C值的“b”單元電容器(其中“b”為整數(shù))，其分別通過開關(guān)742及748連接到Vref-及 Vin+ ；以及C值的“C”單元電容器(其中“C”為整數(shù))，其分別通過開關(guān)744及746的布置連接到(Vref-或Vin+)及(Vref+或Vin-)。圖10圖解說明階段Pl (復(fù)位階段)中的切換式電容器塊628，其中所有電容器通過開關(guān)752到766連接到共用模式電壓Vcm 768，使得將其電荷復(fù)位到大致零伏，借此在階段Pl結(jié)束時V(0ut+，Out-) = 0。參考圖11，其描繪產(chǎn)生任一閾值b/a*Vref的切換式電容器塊的更詳細(xì)示意圖，其中顯示其在階段P2期間的與圖5中所顯示的可變分辨率量化器(快閃ADC實施方案)的比較器一起使用的切換配置。切換式電容器塊628(圖5)處于階段P2(比較階段)中，其中開關(guān)740、750、742及748接通而開關(guān)752、754、760及762關(guān)斷。在比較階段P2期間，將某一電荷量轉(zhuǎn)移到輸出節(jié)點(diǎn)Out+/-。此輸出節(jié)點(diǎn)耦合到快閃ADC(圖5)的比較器擬6中的相應(yīng)比較器的輸入且比較器擬6的輸出在階段P2結(jié)束時被鎖存。在階段P2結(jié)束時轉(zhuǎn)移的電荷量為a*C* (Vin+-Vin-) +b*C* (Vref—Vref+)且輸出節(jié)點(diǎn)Out+/-處的電壓等于 (a*C* (Vin+-Vin-) +b*C* (Vref—Vref+)) / ((a+b+c) *C)，可將其重寫為(a*Vin-b*(Vref)) / (a+b+c)。輸出節(jié)點(diǎn)電壓Vout在Vin > b/a*Vref時為正且在Vin < b/a*Vref時為負(fù)，因此閾值為b/a*Vref。借助此配置，可配置任一 b/a*Vref閾值，只要存在足夠電容器以獲得所要的閾值粒度即可。如果如圖10及圖11中所顯示的那樣對換Vref+與Vref-節(jié)點(diǎn)，那么也可獲得任一 _b/a閾值。可注意，含有c單元電容器的電容器784及786的布置不引起閾值計算，因為這些電容器在兩個階段上均是在相同的共用電壓VCM 6 下充電的，且因此不引起兩個階段Pl與P2之間的電荷轉(zhuǎn)移。為了均勻量化，針對固定量化器，比較器的閾值k采取以下形式threshold (k) = (nlev-2k)/(nlev-1)*Vref且threshold (k, η) = (N(n) _2k) / (N(n) _1) *Vref其中N(n)介于2與nlev之間，如先前在本文中所揭示。通過針對固定量化器指派a = Iilev-I且b =Abs (nleV-2k)，并針對可變量化器指派a (η)=則11)-1且13(11)= Abs (N(n)-2k)，切換式電容器塊6 可提供閾值所需的所有所要值且以用于固定及可變分辨率量化器兩者的一般方式給出均勻量化。應(yīng)注意，當(dāng)N(n)jk為負(fù)時，Vref+節(jié)點(diǎn)與 Vref-節(jié)點(diǎn)在示意圖中是反轉(zhuǎn)的。
由于a(n) = N(n)-1,因此通過開關(guān)740及750耦合到Vin+/-的電容器的數(shù)目針對經(jīng)均勻量化的可變分辨率而在每一取樣η時變化。此可通過將開關(guān)740及750分裂為連接到總數(shù)目“Α”個可用電容器中的一部分或僅一者的多個并聯(lián)開關(guān)而容易地實現(xiàn)。以此方式，如果最初總數(shù)目“Α”個電容器為可用的，那么在階段Ρ2期間的每一取樣時可將僅a(n) 個電容器連接到Vin+/-，而剩余者A-a(n)將連接到共用電壓VCM 768且將為圖10及圖11 中所顯示的c單元電容器的一部分。作為c單元電容器布置的一部分，其對閾值的建立將不具有任何影響(其電荷貢獻(xiàn)為0)。由于N(n)為介于2與nlev之間的整數(shù)，因此所需電容器的最大總數(shù)目A等于nlev-Ι。在此情況下，在階段P2期間出自A = nlev-1個可用電容器的a (η) = N(n)-1個電容器將連結(jié)到Vin+/-，且nlev-l-a (n) = nlev-N(n)個電容器將為在階段P2期間連接到共用電壓VCM 768的c單元電容器布置的一部分。由于b(n) = N(η)-2k,因此通過開關(guān)742及748耦合到Vref+/-的電容器的數(shù)目需要針對經(jīng)均勻量化的可變分辨率而在每一取樣η時變化。此可通過將開關(guān)742及748分裂為連接到總數(shù)目“B”個可用電容器中的一部分或僅一者的多個并聯(lián)開關(guān)而容易地實現(xiàn)。 以此方式，如果最初總共“B”個電容器為可用的，那么在階段Ρ2期間的每一取樣時可將僅 b(n)個電容器連接到Vref+/-，而剩余的B-b(n)個電容器將連接到共用電壓VCM 768且將為圖10及圖11中所顯示的c單元電容器的一部分。作為c單元電容器布置的一部分，其對閾值的建立將不具有任何影響(其電荷貢獻(xiàn)為0)。由于N(n)為介于2與nlev之間的整數(shù)且由于k為介于1與nlev-Ι之間的整數(shù)，因此所需電容器的最大總數(shù)目B等于nlev-2。 在此情況下，在階段P2期間出= nlev-2個可用電容器的b (n) = N(η) - 個電容器將耦合到Vref+/-，且nlev-2-b(n) = nlev-N(n)+2k-2個電容器將為c單元電容器布置的一部分且在階段P2期間連接到共用電壓VCM 768。如果b(n)為負(fù)，那么需要反轉(zhuǎn)Vref+/-且相同推理也將適用于b (n) = Abs (N (η)-2k)。為在任何N(n)數(shù)目個電平的情況下實現(xiàn)適當(dāng)勻量化，在Vin+/-及Vref+/-布置兩者中使用的電容器的最大數(shù)目為A = nlev-Ι且B = nlev-2,因此電容器的總數(shù)目為 2* (nlev-1)+2* (nlev-2) = 4*nlev_6。出自這些(4*nlev-6)個 C 值的單元電容器，在圖 10 及圖11中所顯示的開關(guān)780及790的布置中每一取樣η時的電容器的總數(shù)目等于a (η)= N(n)-1，在圖10及圖11中所顯示的開關(guān)782及788的布置中每一取樣η時的電容器的數(shù)目等于b(n) =Abs (N (η)-2k)。因此，其數(shù)目等于下式的單元電容器剩余者在每一取樣η時連接于開關(guān)784及786的布置中c (n) = A+B-a (η) _b (η) = 2*n 1 ev_3_ (N (η) -1) -Abs (N (η) -2k)將c(n)個單元電容器重新指派給a (η)或b (η)個配置可通過在階段Ρ2中接通開關(guān)744及746的布置中的選定開關(guān)并關(guān)斷開關(guān)756及758的選定布置來進(jìn)行。以此方式， 在每一取樣η時且針對每一比較器k，通過在每一取樣η時電容器的此可變分布實現(xiàn)的閾值為閾值(k，n) = (N(n)-2k)/(N(n)_l)*Vref只要單元電容器及以適當(dāng)方式分裂以獲得所要的閾值粒度的相關(guān)聯(lián)開關(guān)的總數(shù)目足夠即可。盡管已參考本發(fā)明的實例性實施例來描繪、描述及界定本發(fā)明的各實施例，但此類參考并不意味著限制本發(fā)明，且不應(yīng)推斷出存在此限制。所揭示的標(biāo)的物能夠在形式及功能上具有大量修改、替代及等效形式，所屬領(lǐng)域的且受益于本發(fā)明的技術(shù)人員將會聯(lián)想到此類修改、替代及等效形式。所描繪及所描述的本發(fā)明的各實施例僅作為實例，而并非是對本發(fā)明范圍的窮盡性說明。
權(quán)利要求
1.一種用于通過使多位(M位，M> 1,M = Floor (log2(nlev))) Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)的可變分辨率nlev(nlev>2)量化器抖動來減少不想要的空閑音調(diào)的設(shè)備，其包括多位(M位，M> 1) Σ -Δ調(diào)制器，其包括多電平數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)， 模擬電壓求和電路，其耦合到所述多電平DAC， 模擬環(huán)路濾波器，其耦合到所述模擬電壓求和電路的輸出， 可變分辨率量化器，其具有nlevfclev > 2)個電平且耦合到所述模擬環(huán)路濾波器， 編碼器，其耦合到所述可變分辨率量化器，其中所述編碼器將來自所述可變分辨率量化器的輸出轉(zhuǎn)換成其二進(jìn)制表示，且將所述二進(jìn)制表示施加到所述多電平DAC，及隨機(jī)序列產(chǎn)生器，其耦合到所述可變分辨率量化器，其中所述隨機(jī)序列產(chǎn)生器產(chǎn)生呈序列形式的多個隨機(jī)數(shù)N(n)，其中N(n)為介于2與nlev之間的隨機(jī)整數(shù)，借此通過所述多個隨機(jī)數(shù)N(η)中的相應(yīng)隨機(jī)數(shù)針對由所述Σ -Δ調(diào)制器進(jìn)行的每一模擬電壓取樣確定所述可變分辨率量化器的分辨率； 電壓參考，其耦合到所述多電平DAC ；及數(shù)字濾波器，其耦合到所述編碼器且從其接收所述二進(jìn)制表示。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述隨機(jī)數(shù)序列產(chǎn)生器包括 線性反饋移位寄存器(LFSR)，其具有R位輸出；多個數(shù)字比較器，所述多個數(shù)字比較器中的每一者具有不同的數(shù)字閾值、耦合到所述 LFSR的R位數(shù)字輸入及數(shù)字輸出；及數(shù)字加法器，其具有耦合到所述多個數(shù)字比較器的所述數(shù)字輸出的若干輸入及耦合到所述可變分辨率量化器的輸出。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的設(shè)備，其中所述LFSR為伽羅瓦LFSR。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述可變分辨率量化器為包括具有可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓的多個電壓比較器的快閃ADC，其中所述可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓是通過所述多個隨機(jī)數(shù)Ν(η)控制的。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的設(shè)備，其中所述可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓是通過切換式輸入電容器比率針對所述多個電壓比較器中的每一者確定的。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述多電平(DAC)的哪些電平與所述所進(jìn)行的模擬電壓取樣一起使用是通過所述多個隨機(jī)數(shù)Ν(η)確定的。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中每一模擬電壓取樣與所述隨機(jī)數(shù)序列Ν(η)中的相應(yīng)隨機(jī)數(shù)序列的產(chǎn)生在大致相同時間發(fā)生。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中每一模擬電壓取樣與所述隨機(jī)數(shù)序列Ν(η)中的相應(yīng)隨機(jī)數(shù)序列的產(chǎn)生以頻率fs間隔發(fā)生。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中來自所述可變分辨率快閃ADC的哪些輸出用于轉(zhuǎn)換成所述二進(jìn)制表示是基于所述多個隨機(jī)數(shù)N (η)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述多個隨機(jī)數(shù)為多個偽隨機(jī)數(shù)，且所述隨機(jī)序列產(chǎn)生器為偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述可變分辨率量化器包括多個量化器，且所述多個量化器中的至少一者為可變分辨率量化器。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述Σ-Δ調(diào)制器為多環(huán)路。
13.一種用于通過使多位(Μ位，M> LM = Floor (log2 (nlev))) Σ -Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)的可變分辨率nlev (nlev >2)量化器抖動來減少不想要的空閑音調(diào)的方法，所述方法包括以下步驟借助隨機(jī)序列產(chǎn)生器產(chǎn)生呈隨機(jī)序列形式的隨機(jī)數(shù)N(n)，其中N(n)為介于2與nlev 之間的隨機(jī)整數(shù)，借助所述隨機(jī)數(shù)N(n)控制可變分辨率量化器的電壓閾值及相異輸出電平的數(shù)目 nlev(nlev > 2)；基于所述隨機(jī)數(shù)N(n)將來自所述可變分辨率量化器的輸出編碼成其二進(jìn)制表示；借助所述二進(jìn)制表示控制來自多電平數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)的輸出電壓值；在模擬電壓求和電路中將來自所述多電平DAC的所述電壓值加到輸入電壓樣本上；在模擬環(huán)路濾波器中對所述電壓值與所述輸入電壓樣本的和進(jìn)行濾波；及將所述電壓值與所述輸入電壓樣本的所述經(jīng)濾波和施加到所述可變分辨率量化器。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述產(chǎn)生所述序列的隨機(jī)數(shù)N(n)的步驟包括以下步驟提供具有R位輸出的線性反饋移位寄存器(LFSR)；提供多個數(shù)字比較器，所述多個數(shù)字比較器中的每一者具有不同的數(shù)字閾值、耦合到所述LFSR的R位數(shù)字輸入及數(shù)字輸出；及提供數(shù)字加法器，所述數(shù)字加法器具有耦合到所述多個數(shù)字比較器的所述數(shù)字輸出的若干輸入及耦合到所述可變分辨率量化器的輸出，借此產(chǎn)生所述序列的隨機(jī)數(shù)N(n)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中所述LFSR為伽羅瓦LFSR。
16.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述控制可變分辨率量化器的電壓閾值及相異輸出電平的數(shù)目的步驟包括以下步驟控制包括具有可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓的多個電壓比較器的快閃ADC的電壓閾值及相異輸出電平的數(shù)目，其中通過所述多個隨機(jī)數(shù)N(n)控制所述可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的設(shè)備，其中通過切換式輸入電容器比率針對所述多個電壓比較器中的每一者確定所述可選擇性地產(chǎn)生的閾值電壓。
18.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述產(chǎn)生多個隨機(jī)數(shù)的步驟包括借助偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器產(chǎn)生呈偽隨機(jī)序列形式的偽隨機(jī)數(shù)N(n)的步驟，其中N(n)為介于2與nlev之間的偽隨機(jī)整數(shù)。
19.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中所述可變分辨率量化器包括多個量化器，且所述多個量化器中的至少一者為可變分辨率量化器。
20.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中Σ-Δ調(diào)制器為多環(huán)路。
全文摘要
本發(fā)明提供一種多位(M位，M＞1)或多電平(nlev個電平，nlev＞2，在M個位上編碼，其中M＝Floor(log2(nlev)))∑-Δ模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，其具有可變分辨率多位量化器，所述量化器使其分辨率(相異輸出電平的數(shù)目)及相關(guān)聯(lián)量化閾值隨著隨機(jī)或偽隨機(jī)序列N(n)針對每一電壓取樣而改變以提供用于移除所述∑-ΔADC的數(shù)字輸出中的不合意空閑音調(diào)的自動動態(tài)抖動?？捎呻S機(jī)或偽隨機(jī)序列產(chǎn)生器(例如，與數(shù)字比較器及加法器組合的伽羅瓦線性反饋移位寄存器)提供介于2與nlev之間的隨機(jī)整數(shù)N(n)。
文檔編號H03M3/00GK102165697SQ200980138566
公開日2011年8月24日 申請日期2009年10月22日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月23日
發(fā)明者亞歷山大·巴雷托, 文森特·奎奎姆普瓦, 菲利普·德瓦爾 申請人:密克羅奇普技術(shù)公司