專利名稱：雙頻段可重構混頻器集成電路芯片的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種可重構混頻器集成電路芯片，特別是可同時應用于高級國際移 z^jiEflf (Advanced International Mobile Communications, IMT-Advanced)禾口 寬帶 (Ultra-Wide Band, UffB)通信兩種系統(tǒng)的一種雙頻段可重構混頻器集成電路芯片。
背景技術：
移動通信的發(fā)展中出現(xiàn)了多種多樣的通信標準，比如第三代(3G)蜂窩移動通信系 統(tǒng)、藍牙(Bluetooth)和無線局域網(wǎng)(Wireless Local Area Networks,WLAN)等無線通信系 統(tǒng)都在各自應用領域發(fā)揮著至關重要的作用。目前，移動通信發(fā)展的一個重要趨勢是單個 通信終端可以兼容多種通信標準(Agnelli F.，Albasini G.，Bietti I.，Gnudi A.，et al, Wireless multi-standar(!terminals system analysis and design of a reconfigurable RF front-end,Circuits and Systems Magazine,IEEE Volume 6,Issue 1,First Quarter 2006Page(s) :38_59，參考文獻1)，并且也已經(jīng)有相關的無線通信系統(tǒng)集成的典型案例 (Changjae Kim, Young-Kyun Jang， Hyung-Joun Yoo, Design of CMOSfront-end for multi-standardreceiver(WCDMA and 802. 11a)，ComputationalElectromagnetics and Its Applications,2004. Proceedings. ICCEA 2004. 2004 3rd International Conference on 1-4 Nov. 2004 Page (s) :340_343，參考文獻 2)。兼容多個通信標準如 GSM(Global System for Mobi IeCommuni cat ions)、UMTS (Universal Mobile Telecommunications System)、藍牙(Bluetooth)或無線局域網(wǎng)(WLAN)等的通信終端，既可以用作移動通信終 端，又可收發(fā)其他無線通信信號。兼容多種通信標準的通信系統(tǒng)具有多頻多通道與可重構 特性(Kiichi Niitsu, Reconfigurable RF System forSoftware-Defined Radio, Keio Univ. Kuroda Laboratory,參考文獻3)。從而，多頻可重構器件的設計成為移動通信技術發(fā) 展中一個極為關鍵的問題。超寬帶(Ultra-Wide Band)自2002年2月14日FCC(美國聯(lián)邦通信委員會)批 準民用以來，已經(jīng)得到了快速地發(fā)展，具有廣闊的市場應用前景。IMT-Advanced系統(tǒng)是繼第 三代移動通信系統(tǒng)IMT-2000之后的新一代移動通信系統(tǒng)。在這兩種通信系統(tǒng)中，接收機都 使用了混頻器(Mixer)模塊。實現(xiàn)一款高性能的雙頻段可重構的接收芯片，對于這兩種通 信模式集成的系統(tǒng)，將可以顯著降低多芯片組裝成本，從而拓寬產(chǎn)品的應用范圍。目前移動終端收發(fā)器中應用最為廣泛研究也最為深入的是基于Gilbert單元的 雙平衡混頻器，該電路結構來自于Barrie Gilbert提出的高精度乘法器。經(jīng)過良好設計的 Gilbert混頻器具有較好的隔離度和噪聲抑制性能，因此該結構的混頻器有很多改進的版 本，用于特別優(yōu)化其中的某項性能?，F(xiàn)有的優(yōu)化版本中主要分為如下3種拓撲結構1.有源負載以及電流注入結構。該結構可以有效的提升變頻增益與線性度。 #ffit#M Salmeh, Roghoyeh "Analysis Of The Effects Of The Load OnThe Gain, Linearity And Noise Figure Of A Gilbert Cell Double BalancedMixer"Circuits and Systems,2006. MWSCAS' 06. 49th IEEE InternationalMidwest Symposium on Volume 1,6-9Aug. 2006Page (s) 366-369 (參考文獻 4)。2.折疊式結構。該結構減少晶體管堆疊，減小工作電壓。詳情請參照KihwaChoi ； Dong Hun Shin ；Yue, C. P. "A 1. 2-V,5. 8-mff,Ultra-Wideband FoldedMixer in 0. 13-μ m CMOS，，Radio Frequency Integrated Circuits (RFIC) Symposium,2007 IEEE 3-5 June 2007Page(s) :489_492 (參考文獻 5)。3.源極負反饋結構。該結構犧牲增益而增加線性度。詳情請參照BrandolinLM.； Rossi, P. ；Sanzogni, D. ；Svelto, F. "A+78dBm IIP2 CMOSdirect downconversion mixer for fully integrated UMTSreceivers"Solid-State Circuits,IEEE Journal of Volume 41，Issue3，March 2006Page (s) :552_559 (參考文獻 6)。有源負載技術采用工作于線性區(qū)的晶體管來代替無源電阻；電流注入技術將大部 分跨導級電流用額外電流源分擔，而不再經(jīng)過開關管。這兩種技術均可以在維持跨導級gm 值不變的前提下，增加負載阻值，從而提高轉換增益。但是有源負載與電流注入技術均會引 入新的噪聲增加整體的噪聲系數(shù)，并且還會一定程度上造成混頻器線性度惡化。折疊式結構可以有效的減少晶體管堆疊，使低電壓工作成為可能。另外折疊結構 也使開關級和負載部分不受跨導級電流影響，改善了開關管的工作性能，并且可以最大范 圍內(nèi)提高阻抗從而提高增益。但是折疊式結構消耗電流幾乎是傳統(tǒng)結構的兩倍，功耗增加。負反饋技術通過在跨導級源極加入電阻或者電感負反饋使減小gm與頻率的相關 性，增加線性度。但是這種技術減小了射頻輸入級的跨導，混頻器增益降低。而多頻段下工作的混頻器其設計難度更大，如何使混頻器能夠在多個不同頻段上 可重構工作并且達到性能最優(yōu)化，將是一個巨大的挑戰(zhàn)?，F(xiàn)有的解決辦法中，主要為設計寬 帶的混頻器來覆蓋所有的工作頻段(參考文獻5)。但是實際電路設計中，寬帶混頻器是以 犧牲其他性能為代價，比如線性度、噪聲系數(shù)，來達到足夠的工作帶寬從而覆蓋多個工作頻 段的。并且在不同工作頻段之間寬帶混頻器性能指標相差較大，對可重構系統(tǒng)的其他器件 設計帶來了巨大的困難。為了解決這一問題，人們提出了帶寬擴展與增益平坦技術。詳情請參考Delong Fu ；Lu Huang ；Hongliang Du ；Haiquan Yuan "A 0. 18 μ m CMOS highlinearity flat conversion gain down-conversion mixer for UffB receiver，，Sol id-State and Integrated—Circuit Technology,2008. ICSICT 2008. 9thInternational Conference on 20-23 Oct. 2008Page(s) : 1492-1495 (參考文獻7)。該技術一定程度內(nèi)使增益在工作帶寬 內(nèi)更為平坦，但是變頻增益被進一步降低。另外因為額外增加了 2個電感元件，引入了額外 的噪聲，噪聲系數(shù)惡化。并且電路復雜度增加，芯片面積變大，成本增加。通過以上對現(xiàn)有技術的分析，我們發(fā)現(xiàn)，如何針對IMT-A和UWB的多模式系統(tǒng)，設 計一款可重構混頻器，使線性度，增益噪聲系數(shù)等指標在兩個頻段內(nèi)同時達到最優(yōu)，將會成 為一個重要的開發(fā)課題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出一種新的“雙?？芍貥嫽祛l器”結構，實現(xiàn)在3. 4-3. 6GHz和 4. 2-4. 8GHz兩個帶寬不同的頻段內(nèi)切換。本發(fā)明在折疊式混頻器的基礎上，加入開關選頻 調(diào)諧網(wǎng)絡，通過調(diào)節(jié)外加的控制電壓，使電路工作在兩頻段同時達到性能最優(yōu)化。利用與其他完全覆蓋該兩個頻段的寬帶混頻器相比較(參考文獻5，7)，綜合考慮線性度，可變增益 平坦度，復雜度以及芯片面積和功耗等因素，本設計有較大改善。為論證本發(fā)明的設計思想，本發(fā)明采用SMIC公司0. 13微米的混合信號 CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor)工藝，設計了可工作于 IMT-A 與 UWB 兩個不同頻段的可重構混頻器電路芯片。電路設計結果驗證了本發(fā)明的可行性。我們采用 SMIC 0. 13微米的混合信號CMOS工藝，設計了可工作于IMT-A與UWB兩個不同頻段的可重 構混頻器電路芯片。與目前報道的其他混頻器結構相比(參考文獻4，5，6，7)，我們加入開 關選頻調(diào)諧網(wǎng)絡，通過調(diào)節(jié)外加的控制電壓，使電路在兩種工作模式問切換。同時調(diào)節(jié)其他 相關參數(shù)，使電路在兩頻段同時達到性能最優(yōu)化。綜合考慮線性度，可變增益平坦度，復雜 度以及芯片面積和功耗等因素，本設計有較大改進。在負載電感上并入了可調(diào)電容網(wǎng)絡，通過控制電壓調(diào)節(jié)其諧振頻率，切換工作頻 段以及在該模式內(nèi)進行微調(diào)。在負載電阻上并入可調(diào)電阻網(wǎng)絡，通過控制電壓調(diào)節(jié)負載電阻，從而根據(jù)需要平 衡可變增益與噪聲系數(shù)，同時也可優(yōu)化增益平坦度。以下解釋本發(fā)明的技術原理。根據(jù)其在接收機中的位置，混頻器最主要的性能指標為線性度，同時需要一定的 變頻增益與較好的噪聲系數(shù)減少前級低噪聲放大器的設計壓力?？芍貥嫻ぷ饔趦蓚€不同頻 段時，對其頻帶內(nèi)和頻帶間的增益平坦度也有相應的要求。另外，為了實現(xiàn)高集成度，低成本，低功耗等要求，我們采用CMOS工藝，但是由于 CMOS工藝較差的RF特性，如較高的寄生電容，較低的跨導，較低的電源電壓等，這也為設計 帶來了其他方面的挑戰(zhàn)。本發(fā)明的電路拓撲圖如

圖1所示。Vbl為選頻電壓Vbl為高時，工作在UWB (4. 2-4. 8GHz)頻段；Vbl為低時，工作在 IMT-A(3. 2-3. 4GHz)頻段。Vbl控制混頻器在兩個工作頻段之間切換。Vb2為微調(diào)電壓，初 始設置為0. 8V。增加Vb2可以降低工作頻帶；減小Vb2可以提高工作頻率，主要用于工作頻 帶內(nèi)的微調(diào)，糾正工藝或者環(huán)境所帶來的偏差。NMOS管和NM2為電流源，NM3和NM4構成混頻器跨導級，射頻信號柵源交叉耦 合輸入。PMOS管PM3、PM4, PM5和PM6構成混頻器開關級。電感L1和L2與電容C1. C2，可變電容VQ、VC2、VC3和VC4以及作為開關管的PM1和 PM2—起構成選頻網(wǎng)絡?？勺冸娙菖c電感始終接入電路，可變電容網(wǎng)絡實際電容值根據(jù)外 接控制電壓Vb2變化，實現(xiàn)頻帶內(nèi)微調(diào)。電容C1及C2通過控制電壓Vbl控制相應開關管，在 IMT-A頻段時接入電路，而UWB頻段時則斷開。電感與并聯(lián)的電容一起構成諧振網(wǎng)絡。通過 調(diào)節(jié)并聯(lián)在電桿上的電容值調(diào)節(jié)諧振點，從而調(diào)節(jié)電路的工作點。電阻R1和R4始終接入網(wǎng)絡，R2以及R3通過開關管NM5和NM6和控制電壓Vbl選擇 性接入。在UWB頻段時接入電路通過并聯(lián)電阻使總的負載電阻下降，犧牲變頻增益而優(yōu)化 線性度和增益平坦度。案例分析為了證明本發(fā)明電路的可行性，我們采用SMIC 0. 13umCM0S工藝，利 用仿真工具Cadence-SpectreRF進行仿真。電路工作電壓為1. 2V，核心電路功耗小于9mW，整個芯片功耗小于15mW
電路的仿真在兩頻段內(nèi)變頻增益如圖2所示；電路的仿真在兩頻段內(nèi)噪聲系數(shù)如 圖3所示；電路的仿真在IMT-A頻段內(nèi)IdB壓縮點與3階交調(diào)點分別如圖4，圖5所示；電 路仿真在UWB頻段內(nèi)IdB壓縮點與3階交調(diào)點如圖6，圖7所示。在IMT-A (3. 4-3. 6GHz)頻段內(nèi)，IdB壓縮點為-3. 9dB，3階交調(diào)點為5. 13dB。變頻 增益為6. 86-6. 88(dB)，帶內(nèi)波動小于0. 05dB，噪聲系數(shù)小于15dB。在UffB (4. 2-4. 8GHz)頻段內(nèi)，IdB壓縮點為-4. 78dB, 3階交調(diào)點為3. 79dB。變頻 增益為6. 53-6. 97(dB)，帶內(nèi)波動小于0. 5dB，噪聲系數(shù)小于13dB。設計的版圖如圖8所示。 同其它已經(jīng)發(fā)表的結果相比，本發(fā)明的性能列表如下。表1與已發(fā)表混頻器的性能比較
權利要求
1.一種雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，采用折疊式雙平衡吉爾伯特 結構，加入電容電阻可調(diào)網(wǎng)絡，通過外加數(shù)字信號控制混頻器在兩個工作頻段之間的切換。
2.按照權利要求項1所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，該可重 構混頻器集成電路包括以下四個部分A 部分主要包括 N 型-MOS (Metal-Oxide-Semiconductor)晶體管 NM1, NM2 ；B部分主要包括電阻&，&，電容C3，C4,匪OS晶體管NM3, NM4 ；C部分主要包括電阻R7，R8，P型-MOS晶體管PM3，PM4, PM5, PM6 ；D 部分包括電感 L1, L2,電阻 R1, R2, R3, R4, P-型 MOS 晶體管 PM1, PM2, NM5, NM6,電容 C1, C2，可變電容 VC1, VC2, VC3, vc4。
3.按照權利要求項2所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，A部分包 括N-型MOS晶體管NMnNM2 ；用于構成電路的電流源，為電路工作提供直流工作電流。
4.按照權利要求項2所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，，B部分 包括電阻R5, R6,電容C3，C4, N-型MOS管NM3, NM4 ；用于構成混頻器的跨導輸入級，NM3和NM4 將小信號的射頻輸入的差分電壓信號轉變?yōu)椴罘蛛娏餍盘枴?br> 5.按照權利要求項2所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，C部分主 要包括電阻R7，R8, P型-MOS管PM3, PM4, PM5, PM6 ；用于構成混頻器電路的開關級，實現(xiàn)頻率 變換。
6.按照權利要求項2所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，D部分包 括電阻 R1, R2, R3, R4, P 型-MOS 管 PM1, PM2,匪5，NM6,電容 C1, C2，可變電容 VC1, VC2, VC3, VC4 ； 構成混頻器的負載級；控制電壓Vbl控制MOS管PM1, PM2以及NM5, NM6,的開啟和閉合，選擇 工作頻段；Vb2在調(diào)節(jié)可變電容兩端電壓，改變并聯(lián)電容值，實現(xiàn)工作頻段內(nèi)微調(diào)。
7.按照權利要求4所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，N-型MOS 管NM3,NM4工作在飽和區(qū)，提供三極管漏電流和柵源電壓的平方率關系；射頻信號在柵端和 源端之間的電容交叉耦合輸入可以進行輸入匹配，同時倍增等效的輸入電壓幅值，提升變 頻增益；電阻R5, R6與電容C3，C4在此為MOS管提供偏置電壓。
8.按照權利要求5所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，P-型MOS 管PM3, PM4, PM5, PM6被偏置在剛剛導通的位置；本振信號加入到MOS管柵端，控制四個MOS 管交替開關，實現(xiàn)混頻功能。
9.按照權利要求6所述的雙頻段可重構混頻器集成電路芯片，其特征在于，電感L1,L2, 電容C1, C2，可變電容VC1, VC2, VC3, VC4 一起組成并聯(lián)諧振網(wǎng)絡，通過控制電壓Vb1, Vb2改變 并聯(lián)的電容值調(diào)節(jié)諧振點，進而在不同工作頻率之中切換；電阻R1, R2, R3, R4組成可變電阻 網(wǎng)絡，通過控制電壓Vbl控制&和R3的接入和斷開，優(yōu)化兩個不同工作頻段上變頻增益和帶 內(nèi)平坦度。
全文摘要
本發(fā)明設計了一種新型可重構混頻器集成電路芯片，特別是應用于高級國際移動通信(Advanced International Mobile Communications，IMT-Advanced)和超寬帶(Ultra-Wide Band，UWB)通信兩種系統(tǒng)的一種雙頻段可重構混頻器集成電路芯片。本發(fā)明采用可調(diào)電容與電阻網(wǎng)絡結構來實現(xiàn)兩頻段間的可重構，與目前報道的其他混頻器結構相比，所述電路加入開關選頻調(diào)諧網(wǎng)絡，通過調(diào)節(jié)外加的控制電壓，使電路在兩種工作模式間切換。同時，通過調(diào)節(jié)所述電路中的元件參數(shù)，使電路在兩頻段同時達到性能最優(yōu)化。綜合考慮線性度，可變增益平坦度，復雜度以及芯片面積和功耗等因素，本設計和其他發(fā)表的技術相比有較大改進。我們采用SMIC公司0.13微米的混合信號CMOS工藝，驗證了本發(fā)明的可行性。
文檔編號H03D7/00GK102130654SQ20101002273
公開日2011年7月20日 申請日期2010年1月12日 優(yōu)先權日2010年1月12日
發(fā)明者唐旭升, 姜楠, 李滔, 黃風義 申請人:東南大學, 愛斯泰克(上海)高頻通訊技術有限公司