專利名稱：一種橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的音頻功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于功率放大器技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的 高效音頻功率放大器電路。
背景技術(shù)：
隨著多媒體技術(shù)的發(fā)展，音頻功率放大器在音視頻類電子產(chǎn)品中的應(yīng)用越來越廣 泛，在面向消費(fèi)者的多媒體設(shè)備中，大多采用電池供電以提高便攜性。功率放大器具有較大 的功率損耗，因此提高功率放大器的效率，對(duì)于提高這類便攜式設(shè)備的電池使用時(shí)間極為 關(guān)鍵。雖然工作于開關(guān)模式的D類放大器可以提供無與倫比的高效率，但是與之相伴的EMI 問題始終是限制其應(yīng)用的一個(gè)障礙。雖然正負(fù)電源電壓可變的設(shè)計(jì)已經(jīng)被發(fā)明公開，但是 正負(fù)電源電壓對(duì)工藝要求較高，需要三阱工藝支持。本發(fā)明設(shè)計(jì)的增益變換電路配合片上 產(chǎn)生的可變電源電壓可以有效的提高放大器的效率，而且與標(biāo)準(zhǔn)η阱CMOS工藝兼容，片外 只需一個(gè)小的濾波電感和濾波電容，是低成本高性能的解決方案。而且由于開關(guān)工作不在 信號(hào)路，所以沒有嚴(yán)重的EMI問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的高效音頻功率放大
ο本發(fā)明提出的音頻功率放大器，由信號(hào)電平檢測(cè)電路、電源電壓變換電路和橋式 輸出驅(qū)動(dòng)電路組成，如圖1所示。其中，Ull為信號(hào)電平檢測(cè)電路，U22為電源電壓變換電 路，U33為橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路。該音頻放大器用于驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器等阻性負(fù)載。由于音頻功率 放大器工作在固定增益，通過檢測(cè)輸入信號(hào)可以判斷輸出信號(hào)的幅度。信號(hào)電平檢測(cè)電路 Ull檢測(cè)輸入信號(hào)幅度，當(dāng)輸入差分信號(hào)VIND的幅度超過既定的閾值信號(hào)VTH時(shí)，輸出信號(hào) 進(jìn)入壓縮模式。橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路U33輸出的兩路信號(hào)的一路被鉗位于一直流電壓，另一 路信號(hào)則以原來兩倍的幅度變化。這樣兩路信號(hào)的差值仍然與原信號(hào)幅度一致，輸出負(fù)載 RL得到的信號(hào)是兩側(cè)信號(hào)差值，負(fù)載上信號(hào)的幅度與壓縮前相比沒有變化，信號(hào)沒有失真。 信號(hào)電平檢測(cè)電路Ull同時(shí)為電源電壓變換電路U22提供參考電壓VREF。當(dāng)輸入差分信 號(hào)VIND幅度低于既定閾值VTH時(shí)，VREF等于VREF_Bottom，當(dāng)輸入信號(hào)VIND幅度超過既定 閾值VTH時(shí)，信號(hào)被壓縮，此時(shí)VREF跟隨以兩倍幅度變化的輸出信號(hào)并保持一較小的裕量。 電源電壓變換電路U22產(chǎn)生的可變電源電壓HVDD，作為橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路U33的電源。本發(fā)明中，信號(hào)電平檢測(cè)電路如圖2所示。圖中Ul為預(yù)放大電器，該電路為全差 分放大電路，閉環(huán)放大倍數(shù)為4倍。輸出的兩路差分信號(hào)是vn2和vp2。電阻R1 R4組成 電阻串聯(lián)分壓網(wǎng)絡(luò)，這四個(gè)電阻的阻值都是25ΚΩ。電阻Rf R4的串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的兩端接在預(yù) 放大器Ul的輸出vn2和vp2，經(jīng)電阻分壓可以得到2倍的差分信號(hào)vnl與vpl。其中電阻 Rl與R2的連接點(diǎn)為vnl，電阻R3與R4的連接點(diǎn)為vpl，電阻R2與R3的連接點(diǎn)vcm是輸 出差分信號(hào)的共模電壓，該電壓作為預(yù)放大器Ul的共模反饋信號(hào)，同時(shí)送入數(shù)據(jù)選擇器U2和U3，數(shù)據(jù)選擇器U2和U3用來選擇送入圖1中橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路的電壓vn和vp。圖2 中，U4和U5是遲滯比較器，U4用來比較vn2和參考電壓vref，U5用于比較vp2和參考電 壓vrefO。參考電壓vref等于輸出共模電壓減去信號(hào)轉(zhuǎn)換閾值電壓VTH，當(dāng)vn2(vp2)低于 vrefO時(shí)，遲滯比較器U4(U5)輸出sl(s2)為高電平，表明信號(hào)幅度較大，需要進(jìn)行增益變 化。遲滯比較器U4的輸出si和遲滯比較器U5的輸出s2作為數(shù)據(jù)選擇器U2和U3的控制 信號(hào)。當(dāng)si為高電平時(shí)，數(shù)據(jù)選擇器U2和U3的輸出vn和vp分別等于vn2和vcm ；當(dāng)s2 為高電平時(shí)，數(shù)據(jù)選擇器U2和U3的輸出vn和vp分別等于vcm和vp2，；當(dāng)sl，s2都為低電 平時(shí)，數(shù)據(jù)選擇器U2和U3的輸出vn和vp分別等于vnl和vpl。增益變換電路的另兩個(gè)模 塊是由參考電壓選擇電路U6和放大器U8以及電阻R5 R8組成的電源參考電壓產(chǎn)生電路， 以及輸出共模電壓選擇電路U7。參考電壓選擇電路TO，U7都由信號(hào)s 1，s2控制，參考電壓 選擇電路U6的三個(gè)輸入信號(hào)是vnl，vrefl，vn2。其中vrefl是一個(gè)1.4V直流參考電壓。 當(dāng)sl和s2都是低電平時(shí)，vsel等于vrefl，當(dāng)sl為高電平時(shí)，vsel等于vnl,當(dāng)s2為高 電平時(shí)，vsel等于vn2。vsel經(jīng)放大器U8和電阻R5 R8組成的放大單元得到參考電壓選 VREF，其中R5=R6，R7=R8，R8與R6的電阻比值為4。電阻R5 R8和U8組成的電路運(yùn)算功能 為VREF=vref4+(vref5-vsel)R8/R6。該電路將參考電壓選擇電路TO的輸出信號(hào)vsel變換 得到電源參考電壓VREF。U7是輸出共模電壓選擇電路，用于給圖1中的橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路 提供輸出共模參考電壓，vref2和vref3是直流參考電壓分別等于0. 2V和0. 7V。當(dāng)sl和 s2都為低電平時(shí)，VOCM等于vref3。當(dāng)sl或s2中有高電平時(shí)，VOCM等于vref2。該信號(hào) 電平檢測(cè)電路的輸出信號(hào)如圖5所示。本發(fā)明根據(jù)輸入音頻信號(hào)的幅度對(duì)橋式輸出的兩側(cè)信號(hào)進(jìn)行增益處理，當(dāng)輸入信 號(hào)幅度較小時(shí)，橋式輸出兩側(cè)的信號(hào)差分放大，輸出共模電壓維持在可變電源電壓的中點(diǎn)。 當(dāng)輸入信號(hào)幅度較大時(shí)，橋式輸出一側(cè)的信號(hào)進(jìn)行增益壓縮，這一側(cè)的輸出電壓固定在某 一接近GND的較低電位，橋式輸出另一側(cè)的信號(hào)進(jìn)行增益擴(kuò)展，這一側(cè)的輸出電壓按照原 來兩倍的幅度變化。結(jié)果兩路輸出的差分信號(hào)保持原來的信號(hào)幅度，保證了負(fù)載上的信號(hào) 沒有失真。由于正極性可變電源電壓可以提高最高輸出電壓至接近電源電壓，因此這種增 益擴(kuò)展方式可以提高輸出電壓的動(dòng)態(tài)范圍。由于可變電源電壓跟隨輸出信號(hào)的幅度變化， 在大信號(hào)輸出時(shí)，放大器功率管上的壓降始終等于設(shè)定的電壓裕量，該裕量在保證信號(hào)不 失真的前提下盡量設(shè)計(jì)的小，以提高放大器整體的效率。與AB類放大器相比，采用信號(hào)增 益處理結(jié)合自適應(yīng)電源電壓設(shè)計(jì)的線性功率放大器效率提高接近一倍。本發(fā)明可應(yīng)用于諸如手機(jī)，MP3，筆記本電腦等電池供電的便攜式設(shè)備中。


圖1是帶信號(hào)增益處理電路的電源電壓可變音頻功率放大器。圖2是信號(hào)電平檢測(cè)電路。圖3是音頻放大器的單端電壓傳遞函數(shù)。圖4是經(jīng)過信號(hào)增益變換后圖1所示音頻功率放大器的輸出von，νορ以及可變 電源電壓HVDD的波形示意圖。圖5是圖1中中間信號(hào)vn，vp, vocm的波形示意圖。圖6是設(shè)計(jì)的音頻功率放大器效率與傳統(tǒng)AB類放大器歸一化的效率曲線。
圖7是設(shè)計(jì)的音頻功率放大器的THD仿真曲線。
具體實(shí)施例方式以下根據(jù)附圖及設(shè)計(jì)實(shí)例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。本發(fā)明設(shè)計(jì)的是一種用于單相橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的高效音頻功率放 大器的信號(hào)增益變換電路。該電路的典型應(yīng)用結(jié)構(gòu)如圖1所示。音頻放大器主要由以下幾 部分組成⑴信號(hào)電平檢測(cè)電路，該部分電路檢測(cè)輸入信號(hào)VIND的幅度，當(dāng)輸入信號(hào)VIND 的幅度較小時(shí)，信號(hào)電平檢測(cè)電路產(chǎn)生固定的參考電壓VREF給電壓轉(zhuǎn)換電路。在本實(shí)例中 該固定參考電壓為1. 4V。同時(shí)信號(hào)檢測(cè)電路把輸入差分信號(hào)，共模信號(hào)vcm，以及橋式輸出 級(jí)的輸出共模電壓vocm傳輸給橋式結(jié)構(gòu)的輸出放大器。此時(shí)，兩個(gè)輸出放大器輸出反相變 化的信號(hào)。當(dāng)輸入信號(hào)幅度超過給定的閾值信號(hào)VTH時(shí)，信號(hào)電平檢測(cè)電路進(jìn)入增益壓縮 模式，信號(hào)電平檢測(cè)電路輸出的兩路信號(hào)vn，vp —路等于vcm，另一路以原來兩倍的幅度變 化，而提供給橋式輸出結(jié)構(gòu)的輸出共模電壓vocm也從0. 7下降到0. 2V。在信號(hào)幅度較大 的情況下，輸出的VREF信號(hào)跟隨輸出電壓中較高的一個(gè)并保持0. 2V的裕量。信號(hào)電平檢 測(cè)電路的輸出波形如圖2所示。輸出信號(hào)VON，VOP中一個(gè)固定在0. 2V另一個(gè)以兩倍的增 益變化，總的效果是差分信號(hào)幅度不變。橋式結(jié)構(gòu)的輸出波形如圖1所示。(2)電壓轉(zhuǎn)換 電路，電壓轉(zhuǎn)換電路為橋式輸出結(jié)構(gòu)提供等于VREF的可變電源電壓。該部分電路為降壓型 DC/DC變換電路。(3)橋式輸出結(jié)構(gòu)，橋式輸出結(jié)構(gòu)由兩個(gè)功率放大器組成，負(fù)載接在兩路 放大器的輸出，因?yàn)樨?fù)載沒有接地，所以這里不需要隔直電容。每個(gè)功率放大器以倒相輸入 方式連接，采用電阻反饋固定增益為2。這里的兩個(gè)放大器采用電壓轉(zhuǎn)換模塊輸出的HVDD 作為電源電壓。圖2是信號(hào)增益變換電路詳細(xì)的結(jié)構(gòu)圖。其工作原理如下首先輸入音頻信 號(hào)由全差分預(yù)放大器Ul放大，全差分放大器Ul的輸出連接4個(gè)20K的電阻R1 R4，經(jīng)電 阻分壓可以得到放大的信號(hào)vn2，vp2和增益減半的放大信號(hào)vnl，vpl,以及共模信號(hào) vcm, vcm，同時(shí)作為全差分運(yùn)算放大器的共模反饋檢測(cè)信號(hào)。信號(hào)電平檢測(cè)由兩個(gè)比較器 U4, U5完成，這里使用遲滯比較器。vn2，vp2信號(hào)分別與比較器U4，U5的反相端相連，比較 器的正相端連接固定的比較閾值電壓vrefO。當(dāng)vn2(vp2)的電壓低于vrefO時(shí)si (s2) 等于高電平.sl，s2信號(hào)控制兩個(gè)數(shù)據(jù)選擇器U2，U3，決定了輸出信號(hào)vn和vp。當(dāng)si為 高電平時(shí)，vn=vn2, vp=vcm,當(dāng)s2為高電平時(shí)，vn=vcm, vp=vp2,當(dāng)sl，s2均為低電平時(shí)， vn=vnl, Vp=Vpl0 sl，s2同時(shí)控制參考電壓選擇電路TO的輸出vsel。當(dāng)sl，s2均為低電 平時(shí)，vsel=vrefl,當(dāng) sl=l 時(shí)，vsel=vnl,當(dāng) s2=l 時(shí)，vsel=vn2。vsel 經(jīng)放大器 U8 和電阻 R5 R8得到電源電壓參考信號(hào)VREF。sl, s2控制的數(shù)據(jù)選擇器U7從vref2和vref3中選擇 一個(gè)作為為橋式輸出級(jí)的共模參考電壓V0CM。圖3是音頻放大器的單端電壓傳遞函數(shù)，當(dāng)輸入信號(hào)幅度低于vcm-vth時(shí)，輸出信 號(hào)被固定在輸出共模電壓上，當(dāng)輸入信號(hào)幅度在vcm-vth與vcm+vth之間時(shí)，輸出信號(hào)為1 倍放大，當(dāng)輸入信號(hào)幅度超過vcm+vth時(shí)，輸出信號(hào)以輸入信號(hào)的2倍放大。由于差分信號(hào) 幅度總是往相反方向變化，因此這種增益變換能夠保證差分輸出信號(hào)幅度與輸入信號(hào)幅度一致。圖4顯示了音頻放大器的輸出波形。圖(a)是信號(hào)幅度較大，經(jīng)過信號(hào)壓縮后的輸出波形，圖(b)是信號(hào)幅度較小未經(jīng)信號(hào)壓縮時(shí)的輸出波形。圖中νοη，νορ是輸出到負(fù)載的 信號(hào)，在von和νορ都接近共模電壓的情況下，von與νορ同時(shí)變化。當(dāng)輸出需要幅度較大 的信號(hào)時(shí)，von, νορ中接近GND的信號(hào)被壓縮，保持輸出為固定的0. 2V，另一個(gè)信號(hào)增益被 擴(kuò)展一倍，這樣總的差分效果與增益壓縮擴(kuò)展前是一致的，可以看出輸出差分信號(hào)νορ-νοη 的連續(xù)性。圖中HVDD為可變電源電壓，該電壓在輸出信號(hào)幅度小的時(shí)候保持在1. 4V在輸 入信號(hào)幅度大的情況下跟隨較高的輸出，并保持在信號(hào)輸出以上0. 2V以保證輸出信號(hào)不 失真。本方案往正方向擴(kuò)展增益的方法只需單極性的可變電源。圖5所示的波形為信號(hào)電平檢測(cè)電路的輸出波形，圖(a)是信號(hào)幅度較大，經(jīng)過 信號(hào)壓縮后的輸出波形，圖(b)是信號(hào)幅度較小未經(jīng)信號(hào)壓縮時(shí)的輸出波形。圖中VOCM 在信號(hào)幅度小的情況下保持為可變電源電壓的一半即0.7V。在信號(hào)較大的情況下變?yōu)?br> 0.2V。vn, vp信號(hào)在幅度較小時(shí)，為1倍的變化率，當(dāng)信號(hào)幅度較大時(shí)，一個(gè)固定在共模電平
1.65V，另一個(gè)以兩倍的速率變化。該波形經(jīng)圖1中所示的橋式結(jié)構(gòu)放大后可以得到圖4中 所示的輸出波形。如果不采用增益變換技術(shù)，輸出共模電平固定為0. 7V，這樣單端信號(hào)輸出 的幅度受到GND的限制最高為0. 7V，橋式差分信號(hào)的最大輸出幅度僅有1. 4V。采用本發(fā)明 的增益擴(kuò)展技術(shù)，橋式輸出信號(hào)幅度可以達(dá)到2. 7V而且沒有明顯失真。圖6是AB類放大器與本發(fā)明中的放大器的效率對(duì)比。下面分析 一下本設(shè)計(jì)中功率放大器的效率與AB類功率放大器的效率。對(duì)于AB類 放大器，假設(shè)輸出信號(hào)功率為P。ut，負(fù)載電阻為&，則輸出信號(hào)有效值為
，在一個(gè)周期τ內(nèi)的電源的平均功率為
其中Vdd是電源電壓。以正弦信號(hào)為例，若信號(hào)峰值為Vpeak,角頻率為fl ，則輸出到負(fù)載的功率 為；
電源提供的功率為；
AB類放大器的效率為；
可以看出AB類放大器在負(fù)載功率最大的情況下具有最高的效率，由于輸最大功率為，
AB類放大器的最高效率為
，實(shí)際中為了保證不失
真，輸出信號(hào)的幅度不可能達(dá)到電源電壓電壓擺幅，實(shí)際的最高效率還要低一些。
把本發(fā)明中電源電壓可變的放大器稱為I類放大器，下面分析I類放大器的效率。 仍然以正弦輸入信號(hào)為例。根據(jù)圖4所示的輸出波形計(jì)算I類放大器的效率。輸出功率與 前面AB類的計(jì)算一致，若信號(hào)峰值為Vpeak，負(fù)載電阻為&，則輸出功率為；
當(dāng)輸出幅度超過閾值幅度Vtll時(shí)，輸入功率為；
是輸出幅度等于Vt/1時(shí)信號(hào)的相位，這兩個(gè)值計(jì)算如下；
當(dāng)輸出幅度低于閾值幅度&時(shí)，電源以最小電壓Vddffl供電，輸入功率為
在本設(shè)計(jì)實(shí)例中，KiA=lV，最小的可變電源電壓V-=L 4V，電源電壓C3. 3V，為保證 失真小，輸出信號(hào)的幅度小于2. 7V。根據(jù)以上計(jì)算公式可以作出在有效的輸出范圍內(nèi)AB類 功放和I類功放的效率曲線，如圖6所示?？梢钥闯鯥類放大器在整個(gè)輸出范圍內(nèi)提高效 率的作用非常明顯。 圖7是仿真得到的音頻功率放大器輸出THD曲線。輸入信號(hào)為分別為1ΚΗζ、5ΚΗζ、 IOKHz正弦波，電源電壓3. 3V，負(fù)載電阻8Ω，從仿真曲線可以看出輸出THD在功率超過 60mW后略有惡化，這是由于進(jìn)入增益壓縮工作模式，中間放大信號(hào)經(jīng)壓縮后不是對(duì)稱形式， 對(duì)二次諧波的抑制作用減弱。另外電阻Rf R4的非理想匹配也可引起THD惡化?？梢钥闯?雖然經(jīng)信號(hào)壓縮THD略有惡化，但是本發(fā)明的增益變換技術(shù)對(duì)于THD總體的性能并沒有產(chǎn) 生太大的影響。隨著輸入功率進(jìn)一步增大，諧波功率所占的比重減小，THD逐漸降低，當(dāng)輸 出功率超過500mV時(shí)，由于信號(hào)幅度太大引起削波失真，THD急劇增加，應(yīng)該避免放大器工 作在該區(qū)域。
權(quán)利要求
一種橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的音頻功率放大器，其特征在于該音頻功率放大器由信號(hào)電平檢測(cè)電路、橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路和電源電壓變換電路組成；所述信號(hào)電平檢測(cè)電路檢測(cè)輸入信號(hào)幅度，當(dāng)輸入差分信號(hào)VIND的幅度超過既定的閾值信號(hào)VTH時(shí)，輸出信號(hào)進(jìn)入壓縮模式；橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路輸出的兩路信號(hào)中一路被鉗位在固定電壓，另一路信號(hào)以原來兩倍的幅度變化；信號(hào)電平檢測(cè)電路同時(shí)為電源電壓變換電路提供參考電壓VREF；當(dāng)輸入差分信號(hào)VIND幅度低于既定的閾值信號(hào)VTH時(shí)，VREF等于固定值VREF_Bottom，當(dāng)輸入信號(hào)VIND幅度超過既定閾值信號(hào)VTH時(shí)，信號(hào)被壓縮，此時(shí)VREF跟隨以兩倍幅度變化的輸出信號(hào)并保持一定的裕量；電源電壓變換電路產(chǎn)生的可變電源電壓HVDD作為橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路的電源。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的單相自適應(yīng)電源音頻功率放大器，其特征在于；所述的信號(hào) 電平檢測(cè)電路由預(yù)放大電器(U1)、第一數(shù)據(jù)選擇器(U2)、第二數(shù)據(jù)選擇器(U3)、第一遲滯 比較器(U4)、第二遲滯比較器(U5)、參考電壓選擇電路(U6)、輸出共模電壓選擇電路(U7)、 放大器(U8)和電阻Rl—R8組成；其中，預(yù)放大電器(Ul)為全差分放大電路，輸出的兩路差 分信號(hào)是vn2和vp2;電阻Rf R4組成電阻串聯(lián)分壓網(wǎng)絡(luò)，該串聯(lián)分壓網(wǎng)絡(luò)的兩端接在預(yù)放 大器(Ul)的輸出vn2和vp2，經(jīng)電阻分壓得到差分信號(hào)vnl與vpl ；其中電阻Rl與R2的連 接點(diǎn)為vnl，電阻R3與R4的連接點(diǎn)為vpl，電阻R2與R3的連接點(diǎn)vcm，是輸出差分信號(hào)的 共模電壓，該電壓作為預(yù)放大器(Ul)的共模反饋信號(hào)，同時(shí)送入第一數(shù)據(jù)選擇器(U2)和第 二數(shù)據(jù)選擇器(U3)，第一數(shù)據(jù)選擇器(U2)和第二數(shù)據(jù)選擇器(U3)用來選擇送入橋式輸出 驅(qū)動(dòng)電路的電壓vn和vp ；第一遲滯比較器(U4)用來比較vn2和參考電壓vref，第二遲滯 比較器(U5)用于比較vp2和參考電壓vrefO ；第一遲滯比較器(U4)的輸出si和第二遲滯 比較器(U5)的輸出s2作為第一數(shù)據(jù)選擇器(U2)和第二數(shù)據(jù)選擇器(U3)的控制信號(hào)；由 參考電壓選擇電路(U6)和放大器(U8)以及電阻R5 R8組成電源參考電壓產(chǎn)生電路；參考 電壓選擇電路(U6)和輸出共模電壓選擇電路(U7)都由信號(hào)sl，s2控制，參考電壓選擇電 路(U6)的三個(gè)輸入信號(hào)是vnljrefl和vn2，輸出信號(hào)為vsel ；vsel經(jīng)放大器(U8)和電阻 R5^R8組成的放大單元得到參考電壓VREF。
全文摘要
本發(fā)明屬于功率放大器技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種橋式輸出電源電壓自適應(yīng)可變的音頻功率放大器。該放大器由信號(hào)電平檢測(cè)電路、橋式輸出驅(qū)動(dòng)電路和電源電壓變換電路組成。本發(fā)明使用增益壓縮和擴(kuò)展技術(shù)，在輸入信號(hào)幅度較小時(shí)，橋式輸出兩側(cè)信號(hào)差分放大；在輸入信號(hào)幅度較大并且幅度超過設(shè)定閾值時(shí)，橋式結(jié)構(gòu)一側(cè)的輸出信號(hào)鉗位于固定電位，另一側(cè)輸出信號(hào)以兩倍增益放大。這種增益控制方法可保證信號(hào)極小失真，與自適應(yīng)電源電壓技術(shù)相結(jié)合可顯著提高音頻功率放大器的效率，并可擴(kuò)展輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍。該電路可以應(yīng)用于諸如手機(jī)，MP3，筆記本電腦等電池供電的便攜式設(shè)備中。
文檔編號(hào)H03F3/20GK101931369SQ20101024217
公開日2010年12月29日 申請(qǐng)日期2010年8月2日 優(yōu)先權(quán)日2010年8月2日
發(fā)明者馮勇, 彭振飛, 楊?yuàn)檴? 洪志良, 虞佳樂 申請(qǐng)人:復(fù)旦大學(xué)