專利名稱：音頻放大器的偏移消除的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體涉及音頻信號(hào)的放大，且尤其涉及用于音頻放大器的偏移消除。本發(fā)明尤其在具有音頻信號(hào)再生功能的集成電路裝備裝置例如移動(dòng)電話、便攜式 MP3或MP4等中具有應(yīng)用。在這樣的應(yīng)用中，音頻放大器被設(shè)計(jì)用來驅(qū)動(dòng)所述裝置的揚(yáng)聲器或耳機(jī)插孔。
背景技術(shù)：
當(dāng)音頻放大器上電時(shí)，會(huì)產(chǎn)生不必要的噪聲，該噪聲被本領(lǐng)域技術(shù)人員稱為“爆裂”，這種爆裂對(duì)設(shè)備的用戶來說被認(rèn)為是聽得見的缺陷。該噪聲聽起來令人不愉快，尤其是當(dāng)通過或耳機(jī)或聽筒來聽的時(shí)候。圖1顯示了在沒有輸入信號(hào)輸入至所述放大器時(shí)，上電時(shí)的所述音頻放大器的輸出電壓Vout(t)隨時(shí)間的變化。該爆裂由被稱為毛刺的電壓峰值1的產(chǎn)生以及與所述放大器的偏移電壓對(duì)應(yīng)的非零電壓等級(jí)2的存在而引起。此偏移電壓由兩個(gè)靜態(tài)電流間的不平衡而產(chǎn)生，所述靜態(tài)電流分別在形成所述放大器輸入級(jí)差分對(duì)的兩個(gè)支路內(nèi)產(chǎn)生。在實(shí)踐中，通常會(huì)觀察到士 IOmV左右的偏移電壓。在輸出端對(duì)應(yīng)于ImV的瞬時(shí)變化的爆裂都能被用戶聽到。偏移電壓也會(huì)導(dǎo)致靜態(tài)功耗，所述靜態(tài)功耗對(duì)應(yīng)于所述偏移電壓與負(fù)載阻抗的乘積。在此處所設(shè)想的應(yīng)用中，裝置通常是電池供電的，且減少所述靜態(tài)功耗是令人期望的?，F(xiàn)有技術(shù)用于為用戶減少音頻信號(hào)再生中的不必要的噪聲的技術(shù)是存在的，所述噪聲由所述音頻放大器的偏移電壓引起。原則上，這里考慮的技術(shù)包括觀察在沒有輸入信號(hào)的情況下所述放大器的輸出電壓，以及控制所述放大器內(nèi)部的偏移消除裝置。這樣的技術(shù)出現(xiàn)在電氣與電子工程師協(xié)會(huì)固體電路期刊的1994年5月第5期第 29 卷、名為"An Automatic offset compensation scheme with Ping-Pong control for CMOS operational amplifier"( 一種帶乒乓控制的用于CMOS運(yùn)算放大器的自動(dòng)偏移補(bǔ)償方案)的文章中。然而，由于在其提供的偏移消除中缺乏線性，該文章中的解決方案不適用于所設(shè)想的音頻應(yīng)用。

發(fā)明內(nèi)容
因此，需要消除或者至少削弱音頻放大器偏移電壓的解決方案。為此，提出一種音頻放大器電路，所述音頻放大器電路包括-放大器，所述放大器具有輸入端、輸出端及數(shù)字控制輸入端，所述輸入端用于接收輸入信號(hào)，所述數(shù)字控制輸入端用于接收η比特的控制值；-比較器，所述比較器具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端，所述第一輸入端連接到所述放大器的輸出端以接收來自所述放大器的輸出信號(hào)的鏡像，所述第二輸入端接收基準(zhǔn)電位；-溫度計(jì)計(jì)數(shù)器，所述溫度計(jì)計(jì)數(shù)器具有選擇輸入端及輸出端，所述選擇輸入端連接到所述比較器的輸出端，所述溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的輸出端傳送被提供給所述放大器的控制輸入端的η比特?cái)?shù)字值(COR)。優(yōu)選地，所述放大器包括差分輸入級(jí)，所述差分輸入級(jí)具有第一及第二差分支路， 各支路均被偏置電流通過，所述第一支路的電流被η個(gè)基本電流源修改，分別根據(jù)在所述控制輸入端接收到的數(shù)字控制值的比特中的一個(gè)比特的二進(jìn)制值，所述各基本電流源或者傳送對(duì)所有基本電流源都相等的電流，或者不傳送電流。這允許獲得對(duì)所述音頻放大器的單調(diào)且線性的偏移校正，所述單調(diào)或線性的意義是指偏移電壓隨著時(shí)鐘信號(hào)的節(jié)拍以固定斜率減少，所述時(shí)鐘信號(hào)定義了溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的計(jì)時(shí)。當(dāng)所述放大器為提供優(yōu)良放大效率的AB類放大器時(shí)，所述比較器的基準(zhǔn)電位為地電位。所述放大器可以包括電流源，其中對(duì)于零輸入信號(hào)及與所述差分級(jí)的第一支路的不變的偏置電流對(duì)應(yīng)的控制值，所述電流源作用于所述差分級(jí)的第二支路以使所述差分級(jí)的第一及第二支路的各電流不平衡。優(yōu)選地，作用于所述差分級(jí)的第二支路以使所述差分級(jí)的第一及第二支路的各電流不平衡的所述電流源被配置成傳送基本等于(nX Io)/2的電流，其中Io是由各所述基本電流源所傳送的基本電流的值，所述基本電流源允許修改所述差分級(jí)的所述第一支路的所述電流。采用這種方式，所述放大器偏移的符號(hào)可以被強(qiáng)制為仍然相同的(正或負(fù))的符號(hào)，從而簡(jiǎn)化了其校正。即，知道了偏置電流需要在哪個(gè)方向上重新平衡，因?yàn)檫@仍然是相同的。此外，也知道了在溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的一個(gè)計(jì)數(shù)周期內(nèi)校正偏移是可能的。為了消除所述比較器內(nèi)的任何偏移的影響，所述比較器為自動(dòng)調(diào)零比較器。優(yōu)選地，所述比較器包括第一級(jí)、隨后的第二級(jí)及模擬鎖存器，所述第一級(jí)為具有自動(dòng)調(diào)零的差分級(jí)，所述第二級(jí)不具有自動(dòng)調(diào)零。所述第二級(jí)通過提供額外增益有助于提高靈敏度。如果有任何偏移，所述偏移會(huì)除以所述比較器輸出信號(hào)的第一級(jí)的增益，這就是為什么并不必要去修正該偏移。所述比較器的結(jié)構(gòu)也因此更加簡(jiǎn)單。在適用于音頻信號(hào)放大的實(shí)施方式中，所述計(jì)數(shù)器頻率約等于32ΚΗζ，且η等于 94。本發(fā)明也涉及一種使用放大器的音頻放大方法，所述放大器具有輸入端、輸出端及數(shù)字控制輸入端，所述輸入端用于接收輸入信號(hào)，所述數(shù)字控制輸入端用于接收η比特的控制值，所述方法包括步驟-將來自所述放大器的輸出信號(hào)的鏡像與基準(zhǔn)電位進(jìn)行比較；及-產(chǎn)生η比特?cái)?shù)字值，所述η比特?cái)?shù)字值被提供給所述放大器的所述控制輸入端， 且溫度計(jì)計(jì)數(shù)器具有連接至比較器輸出端的選擇輸入端。所述放大器的差分輸入級(jí)第一支路的電流被η個(gè)基本電流源修改，所述放大器具有所述第一支路及第二差分支路，所述各支路均被偏置電流通過，分別根據(jù)在所述控制輸入端接收到的數(shù)字控制值的比特中的一個(gè)比特的二進(jìn)制值，所述各基本電流源或者傳遞對(duì)所有基本電流源相等的電流，或者不傳遞電流。本發(fā)明還涉及一種裝置，所述裝置包括音頻信號(hào)源以及如上所述的用于放大音頻信號(hào)的放大電路。


通過閱讀如下描述，本發(fā)明的其他特征及優(yōu)點(diǎn)將顯而易見。此描述僅是說明性的且要根據(jù)附圖來閱讀，其中-圖1示出已經(jīng)討論的當(dāng)放大器上電時(shí)沒有毛刺或偏移校正的音頻放大器的輸出電壓隨時(shí)間變化的曲線；-圖2為示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的偏移消除原理的框圖；-圖3表示具有8比特輸出的溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的轉(zhuǎn)換圖；-圖4為具有其內(nèi)部偏移校正裝置的音頻放大器的一實(shí)施方式的詳圖；-圖5a_圖5c為示出所述音頻放大器偏移電壓的變化范圍及其在這些范圍內(nèi)的變化的圖；-圖6為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的具有偏移校正的音頻放大器在上電時(shí)的輸出電壓隨時(shí)間的曲線偏移；-圖7示出本發(fā)明實(shí)施方式中使用的自動(dòng)零點(diǎn)比較器的原理圖；-圖8a至圖8i示出時(shí)鐘信號(hào)、控制信號(hào)以及所述放大電路電壓的時(shí)序圖。-圖9為實(shí)現(xiàn)所述放大電路的方法的步驟圖；-圖11為包含所述放大電路的裝置的簡(jiǎn)化圖。
具體實(shí)施例方式圖2示意性地表示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式所使用的原理的、包含偏移消除的音頻放大電路的示例。所述音頻放大電路包括輸入端11，該輸入端11用于接收待放大的音頻輸入信號(hào) Vin0所述電路還包括輸出端12，該輸出端12用于傳送與放大的Vin信號(hào)對(duì)應(yīng)的音頻輸出信號(hào)Vout。輸入信號(hào)通常為由兩個(gè)分量V+和V-的差值所定義的差分電壓。信號(hào)Vout為適合驅(qū)動(dòng)聲音再生裝置例如揚(yáng)聲器或耳機(jī)的電壓。通常，輸出端12 驅(qū)動(dòng)使用所述音頻放大電路的裝置的揚(yáng)聲器，或該裝置能夠連接耳機(jī)，耳塞或外部揚(yáng)聲器的插孔。在本描述中，除非特別指示，否則所有提到的電壓都是相對(duì)于基準(zhǔn)電位Vss。Vss 可以是地電位。還應(yīng)理解，除非另作說明，否則本文所描述的現(xiàn)象發(fā)生在輸入信號(hào)Vin被施加到輸入端11之前。即V+ = V-。放大電路包括放大器10，該放大器10通常為AB類放大器。這是差分放大器，例如運(yùn)算放大器。這樣的放大器包括帶有晶體管的差分對(duì)的輸入級(jí)。這里，所述晶體管為MOS 晶體管。所述裝置例如是使用CMOS(互補(bǔ)M0S)技術(shù)實(shí)現(xiàn)的。下文將參照?qǐng)D4給出放大器 10的所述輸入級(jí)的示例的細(xì)節(jié)。
典型地，所述放大器10的工作點(diǎn)在可用電壓范圍的中間，即，例如對(duì)于被提供的電壓在正的供電電壓Vdd和所述電位Vss之間的音頻放大器來說，其工作點(diǎn)在等于 (Vdd-Vss)/2的電壓上。這就獲得了對(duì)所述輸入信號(hào)Vin放大的最大動(dòng)態(tài)范圍。例如，所述放大器具有差分結(jié)構(gòu)的輸入級(jí)，會(huì)放大所述輸入信號(hào)Vin的V+和V-分量之差。所述放大器10的工作點(diǎn)通過在組成其輸入級(jí)的差分對(duì)的兩個(gè)支路的每一支路施加靜態(tài)電流而獲得，且這兩電流原則上需要具有相同的值，使得差分對(duì)平衡且放大器沒有偏移。放大器10的偏移電壓由以上提到的兩靜態(tài)電流或偏置電流間的不平衡所引起。 這樣的不平衡對(duì)于在硅上制造的放大器來說是固有的。它來自組件即MOS晶體管的特性的變化，MOS晶體管是在硅上制造的放大器的基本元件。放大器10包括內(nèi)部偏移校正裝置，該內(nèi)部偏移校正裝置用于校正差分對(duì)的偏置電流間的不平衡。這些裝置由偏移消除裝置通過輸入端13從所述放大器的外部來進(jìn)行控制，這里該偏移消除裝置包括比較器20及溫度計(jì)碼發(fā)生器30。比較器20包括兩個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端。第一輸入端(在圖2中由“ + ”符號(hào)表示)連接到放大電路的輸出端12，以接收輸出信號(hào)Vout的鏡像，即電壓Vout (t)。第二輸入端(在圖2中由“-”號(hào)表示)接收基準(zhǔn)電壓。當(dāng)放大器10為AB類放大器時(shí)，該基準(zhǔn)電壓為零電壓，AB類放大器的輸出電壓在共模情況下，理論上即沒有偏移的情況下，等于零。 在這種情況下，“_”輸入端例如被連接到所述電路的地。即，在這種情況下，放大器10的偏移是通過將其輸出電壓Vout (t)與零進(jìn)行比較而確定的。該比較的精確度由多個(gè)參數(shù)影響，所述參數(shù)包括所述比較器20內(nèi)可能存在的偏移。這就是為什么為增加此精度優(yōu)選地使用自動(dòng)調(diào)零比較器，也稱自動(dòng)零點(diǎn)比較器。下文將參照?qǐng)D7描述這樣的比較器的原理及優(yōu)選的實(shí)施方式。仍參照?qǐng)D2，比較器20的輸出端傳送信號(hào)C0MP，該信號(hào)COMP驅(qū)動(dòng)所述發(fā)生器30 的有效輸入端或選擇輸入端IN。例如，發(fā)生器可以包括模-η計(jì)數(shù)器，其中η為大于1的整數(shù)。此計(jì)數(shù)器具有η比特的數(shù)字輸出端。該計(jì)數(shù)器產(chǎn)生并且輸出校正信號(hào)C0R，該COR對(duì)應(yīng)于η比特的溫度計(jì)碼。例如該計(jì)數(shù)器可以是約翰遜計(jì)數(shù)器或者是這樣的計(jì)數(shù)器的衍生。該計(jì)數(shù)器由時(shí)鐘輸入端接收到的時(shí)鐘信號(hào)Φ2來計(jì)時(shí)，這將在下面更詳細(xì)地討論。計(jì)數(shù)器30的工作可以由其轉(zhuǎn)換圖來概括，圖3中表示了轉(zhuǎn)換圖的η = 8的示例。 這樣的圖顯示了所述計(jì)數(shù)器1個(gè)完整計(jì)數(shù)周期的所有輸出值。如此示例中所見，溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的特性為從所有比特均為0的初始值開始，在每一次轉(zhuǎn)換時(shí)，1個(gè)比特從0變化到1，其他比特的值不變。在所示的示例中，從最高有效位 (MSB)開始且以最低有效位(LSB)結(jié)束，所述η個(gè)比特相繼變化到1。反過來也是可能的， 即以LSB開始且以MSB結(jié)束。所述計(jì)數(shù)器以這樣的方式設(shè)計(jì)當(dāng)電路上電時(shí)，計(jì)數(shù)器被復(fù)位為0。在此狀態(tài)中，輸出值COR的所有比特為邏輯值0。本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道如何設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)這些轉(zhuǎn)換的計(jì)數(shù)器?；氐綀D2，來自溫度計(jì)碼發(fā)生器30的輸出信號(hào)COR被提供給放大器10的偏移校正輸入端13。它構(gòu)成了偏移消除信號(hào)，該偏移消除信號(hào)為η比特的數(shù)字信號(hào)。在本發(fā)明的上下文中，當(dāng)所述比較器的輸出信號(hào)處于表明所述放大器10的輸出電壓Vout(t)不為0的邏輯狀態(tài)時(shí)，所述計(jì)數(shù)器的轉(zhuǎn)換由上述時(shí)鐘信號(hào)的節(jié)奏來控制。例如，這直接涉及計(jì)數(shù)器通過其輸入IN的啟動(dòng)狀態(tài)，例如高邏輯狀態(tài)。
整個(gè)系統(tǒng)是被校準(zhǔn)的，使得所述計(jì)數(shù)器30的η個(gè)輸出值其中之一必須滿足此條件 (Vout (t) = 0)，如將要說明的。圖4詳細(xì)描述了放大器10的示例實(shí)施方式。放大器包括輸入級(jí)41、輸出級(jí)42及電流源網(wǎng)絡(luò)43。輸入級(jí)41包括MOS晶體管的差分對(duì)。例如，具有兩個(gè)相同的PMOS晶體管，分別為 MPl和MP2，被布置成差分對(duì)。晶體管MPl接收輸入信號(hào)Vin的正分量V+，且晶體管MP2接收輸入信號(hào)Vin的負(fù)分量V-。MPl及MP2的源極通過電流源一起連接至高供電端，所述高供電端被接至電位Vdd。在這里考慮的示例中，正供電電壓Vdd約等于2V。電流源傳送偏置電流IP。例如，所述電流源通過PMOS晶體管實(shí)現(xiàn)，所述晶體管的襯底電極接至電壓Vdd， 且控制柵極接收恒定的偏置電壓，所述偏置電壓的幅度決定電流Ip的值。晶體管MPl的漏極通過NMOS晶體管連接到接至地電位Vss的端子。類似地，所述晶體管MP2的漏極通過另一 NMOS晶體管連接到接地端，該另一 NMOS晶體管與前一 NMOS晶體管相同。這兩個(gè)晶體管Mm和MN2，因此分別都被“靜態(tài)平衡電流”穿過。靜態(tài)平衡電流被理解為表示沒有待放大的信號(hào)Vin，即當(dāng)Vin (t) =0，即V+= V-時(shí)產(chǎn)生的電流。晶體管麗1及麗2為輸出級(jí)42的一部分。對(duì)應(yīng)于差分對(duì)的分別包含晶體管MPl和MP2以及晶體管麗1和麗2的兩支路間的完全平衡的這種理想情況，在實(shí)際中是從來不能完全實(shí)現(xiàn)。這是由于在硅上制造晶體管時(shí)的非理想性。不平衡導(dǎo)致放大器輸出端的偏移電壓，即當(dāng)電壓Vin(t)為0時(shí)輸出電壓 Vout (t)不等于0。放大器10的輸出級(jí)42具有“折疊共源共柵”結(jié)構(gòu)。更具體地，該輸出級(jí)包括PMOS 晶體管對(duì)，該P(yáng)MOS晶體管對(duì)的源極連接至高供電端Vdd，且該晶體管對(duì)被布置成具有電流鏡它們的控制柵極連接在一起，并且其中一個(gè)晶體管的控制柵極與其漏極相連。所述放大器10的輸出信號(hào)Vout取自另一晶體管的漏極。這兩個(gè)PMOS晶體管的漏極分別通過兩個(gè)共源共柵的NMOS管連接到接地端Vss。每一個(gè)共源共柵級(jí)的NMOS晶體管的控制柵極接收相同的偏置電壓，即，用于包含麗1和麗2的下級(jí)(靠近Vss)的電壓Vnl，和用于上級(jí)(靠近Vdd及PMOS晶體管的那一級(jí))的電壓Vn2。在所述42級(jí)的兩個(gè)共源共柵級(jí)之間的一對(duì)中間點(diǎn)，被連接到差分輸入級(jí)41的一對(duì)輸出節(jié)點(diǎn)，即分別連接至晶體管MPl和MP2的漏極。 所述輸出級(jí)42的這種結(jié)構(gòu)使得從所述輸入級(jí)41的差分對(duì)再復(fù)制輸出電流時(shí)能夠獲得高精確度，即使用于低供電電壓Vdd。從而對(duì)于所述輸出信號(hào)Vout的值獲得了高精確度。此外， 所述級(jí)42的該結(jié)構(gòu)限制了在穩(wěn)定模式下的功耗，并且?guī)缀醪皇茉囟茸兓挠绊憽Ｒ纛l放大器還包括受控電流源的矩陣43，更確切地說，矩陣43包括η個(gè)受控源，分別為SCl到SCn。此矩陣的控制輸入端對(duì)應(yīng)于所述音頻放大器的偏移校正輸入端13。該輸入端接收所述由計(jì)數(shù)器30產(chǎn)生的η比特?cái)?shù)字值C0R，圖4中也示出了該計(jì)數(shù)器30。解碼邏輯(未表示出)確保電流源SCl到SCn的每一個(gè)都被計(jì)數(shù)器30所傳送的偏移校正信號(hào)COR的一比特所控制。例如，源SCl被最高有效位所控制，且源SCn被最低有效位所控制，排在MSB和LSB.之間的中間比特也是一樣。因此，當(dāng)偏移校正信號(hào)的第i個(gè)比特為1時(shí)，源SC<i>傳送電流，而當(dāng)該比特為0時(shí)，源SC<i>關(guān)斷(不傳送電流)。各源SC1，SC2，...，SCn所傳送的電流值分別表示為II，12，...，h。為了獲得線性偏移校正，所有這些電流都等于相同的值Io。g卩，Il = 12 = . . . = In = Ιο。這是通過將所述矩陣43以“匹配”晶體管矩陣的形式實(shí)現(xiàn)而得到的。這樣的晶體管在同一硅集成步驟期間實(shí)現(xiàn)且連接以成電流鏡。η個(gè)晶體管SCl到SCn的每一個(gè)的源極都連接至晶體管麗2的源極，且因此連接至地Vss。η個(gè)晶體管的漏極都連接至晶體管麗2的漏極。即，源SCl到SCn都與晶體管麗2 并聯(lián)，使得其電流分別為Il到^都對(duì)差分級(jí)41的輸出節(jié)點(diǎn)放電，所述輸出節(jié)點(diǎn)對(duì)應(yīng)于晶體管麗2的漏極。每一次當(dāng)又一源被打開時(shí)，此節(jié)點(diǎn)被增補(bǔ)電流Io放電。該放電使得能夠校正此差分對(duì)的各支路上流動(dòng)的電流之間的不平衡。所述電流Io的值遠(yuǎn)小于Ιρ/2，例如，小100倍。 事實(shí)上，考慮到元件特性的變化，選擇Io以能夠校正理論值Ιρ/2與其實(shí)際觀察值之間的差異，并且所述校正最多在η個(gè)校正步驟中完成，在每一步驟期間，在η個(gè)源SCl到SCn的又一電流源被打開。在待校正偏移士 15mV的偏移的示例中，選擇Io = IOOnA及η = 94。這些用于Io 及η的值允許覆蓋_15mV到+15mV之間的整個(gè)偏移電壓范圍。為了確保偏移校正是單調(diào)的，在所述差分輸入級(jí)41的另一個(gè)輸出節(jié)點(diǎn)即晶體管麗1的漏極和接地端Vss.之間，優(yōu)選地增加電流源44。此電流源被設(shè)計(jì)用于傳送約等于 nXio/2的電流。這些值在輸出端產(chǎn)生+15mV的偏移電壓。采用這種方式，確定具有O到 +30mV之間的正電壓用于所述差分輸入級(jí)41的兩個(gè)支路之間的不平衡，所述不平衡原則上會(huì)產(chǎn)生士 15mV的偏移。該間隔在圖恥中用虛的水平線表示。因此，當(dāng)在音頻放大電路上電時(shí)出現(xiàn)所述偏移電壓時(shí)，其總是處于O至30mV之間的正值，并且每次當(dāng)SCl到SCn中的電流源被打開時(shí)，該偏移電壓會(huì)依次下降。這就導(dǎo)致了電壓Vout (t)的階梯變化，Vout (t)為漸減的且單調(diào)的，如圖5c所示。更具體地，Vout (t) 是從當(dāng)所述電路上電時(shí)、O到30mV之間的初始值以階梯方式漸減為O。各階梯的高度對(duì)應(yīng)于電流io的貢獻(xiàn)，在每次源SCl到SCn中的電流源被打開時(shí)，添加電流io以便對(duì)晶體管麗1 的漏極放電。各階梯的寬度對(duì)應(yīng)于時(shí)鐘信號(hào)的周期T。概括而言，結(jié)合圖6的曲線與圖1的曲線的對(duì)比，圖1中標(biāo)記2所表示的電壓片段在Vout (t)信號(hào)中被漸減斜率3所取代，該斜率3在對(duì)應(yīng)于nxT的時(shí)間段的末尾處終止至 O0所述偏移電壓Vout (t)從音頻放大器上電時(shí)的初始值漸減至O的單調(diào)特性是有利的，因?yàn)樵搯握{(diào)特性改善了偏移校正的精度。事實(shí)上，如果電流源矩陣43直接被與在給定時(shí)刻測(cè)量的偏移對(duì)應(yīng)的二進(jìn)制值的解碼控制，則或多或少隨機(jī)的打開和關(guān)閉矩陣的各電流源可能引起與晶體管麗1的漏極對(duì)應(yīng)的節(jié)點(diǎn)的交替充電以及放電。例如，如果從時(shí)鐘信號(hào)的一個(gè)周期到下一個(gè)周期，值從一個(gè)對(duì)應(yīng)于8個(gè)單元的數(shù)(二進(jìn)制的數(shù)1000)變化到對(duì)應(yīng)于7個(gè)單元的數(shù)(二進(jìn)制的數(shù)0111)，這就不能保證被此晶體管打開的三個(gè)電流源(對(duì)應(yīng)于三個(gè)最低有效位)所產(chǎn)生的電流之和小于被關(guān)閉的電流源的電流(對(duì)應(yīng)于最高有效位)。 事實(shí)上，由于在硅上實(shí)現(xiàn)元件固有的不確定性，上述情況是不能保證的。如結(jié)合圖4描述的受控電流源矩陣，鑒于在每一步中，補(bǔ)償電流都被添加至在前一步驟中已經(jīng)被相加的電流之和，則這樣的補(bǔ)償電流的減少就不會(huì)發(fā)生。如上所述，比較器20優(yōu)選地為自動(dòng)零點(diǎn)比較器，這樣的比較器具有下述優(yōu)點(diǎn)對(duì)于接收作為輸入的兩電壓級(jí)之間的比較，所述比較器沒有其自身的偏移電壓。圖7示意性示出其原理。在圖7中，待比較的信號(hào)Vout⑴通過由信號(hào)Φ2控制的開關(guān)及電容被提供給比較器級(jí)61的“_”輸入端。所述級(jí)61的輸出通過由信號(hào)Φ 1控制的第二開關(guān)環(huán)至該輸入端。 另一輸入端，該級(jí)61的“ + ”輸入端，被接至基準(zhǔn)電壓，電壓Vout (t)與所述基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，在示例中所述基準(zhǔn)電壓即為O電壓的地電位Vss。最后，由同一信號(hào)Φ 1控制的第三個(gè)開關(guān)使得電容器的與“_”輸入端對(duì)著的極板連接到另一個(gè)輸入端“ + ”。比較器的操作如下。在第一階段，由信號(hào)Φ 1控制的開關(guān)閉合(例如處于高邏輯狀態(tài))且由信號(hào)Φ2控制的開關(guān)打開(所述信號(hào)Φ2例如處于低邏輯狀態(tài))。放大器61則被布置成放大器跟隨器配置。即，輸出電壓Vcomp (t)被存儲(chǔ)在電容中。由于信號(hào)Vout(t) 未施加到輸入端，此電壓僅對(duì)應(yīng)于放大器61的偏移電壓。在第二階段，情況相反由信號(hào) Φ2控制的開關(guān)閉合，由信號(hào)Φ1控制的開關(guān)打開。所述放大器則處于比較器配置。與零電壓相比較的電壓為電壓Vout (t)，該電壓Vout (t)被增加了存儲(chǔ)在比較器中的電壓UC即所述放大器的偏移電壓。因此，在該第二階段從比較器61輸出的電壓Vcomp (t)對(duì)應(yīng)于信號(hào) Vout (t)與零電壓的實(shí)際的比較。由此可以理解，所述放大器61的偏移電壓從該比較中消除了?，F(xiàn)在將參照?qǐng)D7和圖8討論所述比較器20的示例實(shí)施方式。為了提高所述靈敏度，想要增加所述比較器的增益。為此，所述放大器61之后跟隨著第二放大級(jí)62。該第二放大級(jí)可以又是差分結(jié)構(gòu)的放大器。為了簡(jiǎn)化所述電路結(jié)構(gòu)，其可以被實(shí)現(xiàn)成使得無需采取特殊措施來消除該放大級(jí)的偏移。盡管如此，該偏移的貢獻(xiàn)相對(duì)于第一級(jí)61的偏移來說通過因子G減小了，其中G為所述級(jí)61的增益。即，主要是第一級(jí)61的偏移影響了比較的結(jié)果，根據(jù)上述自動(dòng)零點(diǎn)比較器的原理，這就是為什么該級(jí)受益于偏移補(bǔ)償。與所述信號(hào)Vout (t)與零電壓的差值對(duì)應(yīng)的所述電壓Vcomp (t)，被級(jí)61和62放大之后，驅(qū)動(dòng)輸出鎖存器63的輸入端。輸出鎖存器63可以是模擬鎖存器。該鎖存器包括輸出端Q和輸入端IN，當(dāng)所述放大器62的輸出為差分輸出時(shí)，該輸入端可為差分輸入端。 在一種實(shí)施方式中，所述鎖存器63額外地配有復(fù)位輸入端。優(yōu)選地，該復(fù)位輸入端接收時(shí)鐘信號(hào)nCLK，該時(shí)鐘信號(hào)nCLK對(duì)應(yīng)于以上提到的時(shí)鐘信號(hào)CLK的邏輯反。在信號(hào)nCLK的每一個(gè)上升沿，不管輸入信號(hào)IN為何值，所述鎖存器63的輸出端Q都被復(fù)位。即，在一半的時(shí)間里，即，對(duì)應(yīng)于信號(hào)nCLK為高狀態(tài)的半周期內(nèi)，所述鎖存器63保持在復(fù)位狀態(tài)。現(xiàn)在將參照?qǐng)D8a到圖8i說明為音頻放大器工作計(jì)時(shí)的各信號(hào)序列。圖示出了時(shí)鐘信號(hào)CLK。這是周期方波信號(hào)，在所考慮的音頻應(yīng)用中例如頻率為32KHz。從該信號(hào)產(chǎn)生出第二時(shí)鐘信號(hào)CLK2，產(chǎn)生方式未描述。該信號(hào)CLK2對(duì)應(yīng)于信號(hào) CLK，但是被稍微延時(shí)。在該示例中，這兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)之間的延時(shí)約為25ns。所述信號(hào)CLK2的上升沿允許產(chǎn)生用于開關(guān)的控制信號(hào)Φ1及Φ2，所述開關(guān)控制所述比較器20在上述參照?qǐng)D7所討論的第一階段或第二階段的工作。這些信號(hào)與信號(hào)CLK 及CLK2的頻率相同。它們相位相反且不重疊。這意味著他們不會(huì)同時(shí)處在高狀態(tài)。如上所述，計(jì)數(shù)器30被信號(hào)Φ2的上升沿啟動(dòng)。只要所述放大器10的輸出電壓 Vout (t)非零，所述比較器20的輸出信號(hào)COMP就處于高電平狀態(tài)，而這產(chǎn)生了信號(hào)2的上升沿，放大器10的輸出電壓Vout (t)對(duì)應(yīng)于在沒有待放大信號(hào)VIN的情況下該比較器的偏移。結(jié)果，計(jì)數(shù)器30增加，S卩，如參照?qǐng)D3的所描述的狀態(tài)圖所示改變狀態(tài)。結(jié)果，所述計(jì)數(shù)器輸出的值中又一比特從0變化至1。因此矩陣43的源中(圖4)中的又一電流源被打開。此現(xiàn)象在兩電流源的圖8e及圖8f中示出，該兩電流源在信號(hào)Φ2的兩個(gè)連續(xù)的上升沿分別傳遞電流I<i>及I<i+1>。該現(xiàn)象在放大器10的輸出電壓Vout (t)上產(chǎn)生的效果如圖8g所示?？梢钥闯?，每次當(dāng)一個(gè)電壓源被打開時(shí)，電壓Vout(t)與該源所傳送的電流值 Io對(duì)應(yīng)的階梯而減小。圖他示出時(shí)鐘信號(hào)nCLK的出現(xiàn)，信號(hào)nCLK為信號(hào)CLK的邏輯反。記住當(dāng)此信號(hào)處于邏輯高狀態(tài)時(shí)，所述比較器20的鎖存器63處于復(fù)位狀態(tài)。最后，圖8i并未示出能在電路的工作中找到的信號(hào)，但是通過在鎖存器63的協(xié)助下對(duì)信號(hào)Vcomp (t)的采樣，該圖示出了比較器20的輸出信號(hào)COMP可以被確定的時(shí)間窗。 其不會(huì)在輸入級(jí)61工作的第一階段，在該階段，該級(jí)處于電壓跟隨器模式，并且鎖存器63 一定不會(huì)處于復(fù)位模式。即，信號(hào)Φ 1和信號(hào)CLK 一樣，一定處于低電平狀態(tài)。圖9示意性地表示用于實(shí)現(xiàn)放大電路的方法的步驟。這些步驟在時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)周期執(zhí)行。該步驟對(duì)應(yīng)于上述參考圖8a_圖他所討論的信號(hào)的轉(zhuǎn)換。盡管為了清楚， 討論中所述步驟是順序表示的，實(shí)際上這些步驟有時(shí)是互相重疊的。然而，所述步驟在圖9 中介紹的順序?qū)嵸|(zhì)上對(duì)應(yīng)于其執(zhí)行順序。首先，計(jì)數(shù)器30在步驟91中被復(fù)位。例如，該復(fù)位可以是由電路上電引起。為此，上電復(fù)位(POR)單元能夠啟動(dòng)用于所述計(jì)數(shù)器30的復(fù)位輸入。所述計(jì)數(shù)器隨后處于圖3頂部所示的初始狀態(tài)，該狀態(tài)對(duì)應(yīng)于η比特信號(hào)COR的值 000. . . 0。隨后，在所述時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)周期期間，步驟92至96都會(huì)被執(zhí)行。首先，偏移通過相繼將比較器20放在第一工作階段及第二工作階段來補(bǔ)償所述比較器20的偏移。這分別發(fā)生在信號(hào)Φ1及Φ2的上升沿。這對(duì)應(yīng)于92所表示的步驟。在步驟93中，在信號(hào)nCLK的下降沿，發(fā)出用于比較器中的鎖存器63的復(fù)位命令。在步驟94中，然后在輸出電壓Vout(t)與零電壓之間進(jìn)行比較。只要信號(hào)nCLK 被復(fù)位至低狀態(tài)時(shí)就進(jìn)行比較，當(dāng)比較器處于第二階段(信號(hào)Φ 1處于低狀態(tài)，且信號(hào)Φ 2 處于高狀態(tài))時(shí)信號(hào)nCLK會(huì)被復(fù)位至低電平。在步驟95中，當(dāng)必要時(shí)，對(duì)放大器10進(jìn)行偏移校正。這是通過從矩陣43中增加電流源來實(shí)現(xiàn)，電流源的增加是通過信號(hào)COR中增加比特變化到1。這發(fā)生在信號(hào)Φ 2的上升沿。 然后，在步驟96中，鎖存器63被復(fù)位至零，該復(fù)位發(fā)生在信號(hào)nCLK的下一個(gè)上升沿。然后重復(fù)步驟92至96。如上所述，該系統(tǒng)被校準(zhǔn)，以使得這些步驟重復(fù)的數(shù)量自動(dòng)地小于或等于η。即，用于放大器的偏移消除所需的時(shí)間段最多等于時(shí)鐘信號(hào)周期的η 倍。在一個(gè)示例中，η = 94且時(shí)鐘頻率等于32kHz。因此偏移消除消耗不到:3ms。圖10的框圖顯示了包含如以上呈現(xiàn)的音頻放大器的裝置的元件。這樣的裝置可以是移動(dòng)電話或任何其它電話，或者任何其它用于通信的裝置。裝置100包括控制單元101例如處理器(CPU)以及通信單元102，通信單元102 用于發(fā)送和接收外界信息，尤其是通過調(diào)制射頻載波來發(fā)送和接收。所述裝置100還包括存儲(chǔ)器103，所述存儲(chǔ)器能夠以數(shù)字格式存儲(chǔ)信息，例如一段音樂。所述處理器101與所述單元102及所述存儲(chǔ)器103通過通信總線104而通信。這些元件的每一個(gè)都通過供電電壓Vdd供電，所述供電電壓由電池106通過控制開關(guān)107傳送。在上電時(shí)，此開關(guān)107閉合。所述處理器101產(chǎn)生待放大的音頻信號(hào)Vin，所述信號(hào)Vin或者來自通過所述單元102接收的數(shù)據(jù)，或者來自從所述存儲(chǔ)器103讀取的數(shù)據(jù)。 為了放大此信號(hào)Vin，所述裝置100包括音頻放大器105，所述音頻放大器的實(shí)施方式如上所述。此放大器也由電壓Vdd供電，一旦電源打開時(shí)，Vdd通過所述開關(guān)107提供給該放大
ο由所述放大器105產(chǎn)生的輸出信號(hào)Vout驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器109，所述揚(yáng)聲器可以是在電路100內(nèi)部或外部。附加地或者可選地，輸出信號(hào)Vout也可以驅(qū)動(dòng)裝置100的耳機(jī)插孔 108，以允許用戶通過耳機(jī)或聽筒來收聽音頻。結(jié)合具體實(shí)施方式
已經(jīng)對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了上述描述，任何技術(shù)上可能的變化都屬于本專利申請(qǐng)的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種音頻放大電路，所述音頻放大電路包括-放大器(10)，所述放大器(10)具有輸入端、輸出端及數(shù)字控制輸入端，所述輸入端用于接收輸入信號(hào)(Vin)，所述數(shù)字控制輸入端用于接收η比特的控制值；-比較器(20)，所述比較器00)具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端，所述第一輸入端連接至所述放大器的輸出端以接收自所述放大器輸出的信號(hào)的鏡像，所述第二輸入端用于接收基準(zhǔn)電位；-溫度計(jì)計(jì)數(shù)器(30)，所述溫度計(jì)計(jì)數(shù)器(30)具有選擇輸入端及輸出端，所述選擇輸入端連接至所述比較器的輸出端，所述溫度計(jì)計(jì)數(shù)器的輸出端傳送η比特?cái)?shù)字值(COR)，所述η比特?cái)?shù)字值(COR)被提供給所述放大器的控制輸入端；其中所述放大器包括差分輸入級(jí)(ΜΡ1，MP》，所述差分輸入級(jí)具有第一差分支路及第二差分支路，各差分支路均被偏置電流通過，所述第一差分支路中的電流可由η個(gè)基本電流源(SCl-SCn)修改，分別根據(jù)在所述控制輸入端接收到的數(shù)字控制值的比特中的一個(gè)比特的二進(jìn)制值，各所述基本電流源或者傳送對(duì)所有基本電流源都相等的基本電流(Io)，或者不傳送電流。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述放大器為AB類放大器，且其中所述比較器的基準(zhǔn)電位為地電位。
3.如權(quán)利要求1或2所述的電路，其中，所述放大器還包括電流源，其中對(duì)于零輸入信號(hào)及與所述差分輸入級(jí)的第一差分輸入支路的不變的偏置電流對(duì)應(yīng)的控制值，所述電流源作用于所述差分輸入級(jí)的第二差分支路以使所述差分輸入級(jí)的第一差分支路及第二差分支路的各電流不平衡。
4.如權(quán)利要求3所述的電路，其中作用于所述差分輸入級(jí)的第二輸入支路以使所述差分輸入級(jí)的第一輸入支路及第二輸入支路的各電流不平衡的所述電流源被配置成傳送基本等于(ηΧΙο)/2的電流，其中，Io是由各所述基本電流源傳送的基本電流的值，所述基本電流源允許修改所述差分輸入級(jí)的第一輸入支路中的電流。
5.如前述任一權(quán)利要求所述的電路，其中，所述比較器為自動(dòng)調(diào)零比較器。
6.如權(quán)利要求5所述的電路，其中所述比較器包括第一級(jí)、隨后的第二級(jí)及模擬鎖存器，所述第一級(jí)為具有自動(dòng)調(diào)零的差分級(jí)，所述第二級(jí)不具有自動(dòng)調(diào)零。
7.如權(quán)利要求1至6中任一項(xiàng)所述的電路，其中所述計(jì)數(shù)器頻率等于大約32kHz且η 等于94。
8.一種使用放大器的音頻放大方法，所述放大器具有輸入端、輸出端及數(shù)字控制輸入端，所述輸入端用于接收輸入信號(hào)，所述數(shù)字控制輸入端用于接收η比特的控制值，所述方法包括步驟-將所述放大器的輸出信號(hào)的鏡像與基準(zhǔn)電位進(jìn)行比較(94)；及-產(chǎn)生(％)η比特?cái)?shù)字值，所述η比特?cái)?shù)字值被提供給所述放大器的所述控制輸入端， 且溫度計(jì)計(jì)數(shù)器具有連接至比較器輸出端的選擇輸入端；其中所述放大器的差分輸入級(jí)的第一支路的電流被η個(gè)基本電流源修改(95)，所述放大器具有所述第一支路及第二差分支路，各支路均被偏置電流通過，分別根據(jù)在所述控制輸入端接收到的數(shù)字控制值的比特中的一個(gè)比特的二進(jìn)制值，所述各基本電流源或者傳送對(duì)所有基本電流源都相等的電流，或者不傳送電流。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述放大器為AB類放大器，其中所述比較器的基準(zhǔn)電位為地電位。
10.如權(quán)利要求8或9所述的方法，其中，對(duì)于零輸入信號(hào)及與所述差分級(jí)的第一支路的不變的偏置電流對(duì)應(yīng)的控制值，通過使用作用于所述差分級(jí)的第二差分支路的電流源， 使所述差分級(jí)的第一支路及第二差分支路的各電流不平衡。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其中，作用于所述差分級(jí)的第二差分支路以使所述差分級(jí)的第一支路及第二差分支路的各電流不平衡的所述電流源傳送基本等于(nx 10)/2 的電流，其中Io是由各所述基本電流源傳送的基本電流的值，所述基本電流源允許修改所述差分級(jí)的所述第一支路的電流。
12.如權(quán)利要求8至11中任一項(xiàng)所述的方法，其中，自動(dòng)調(diào)零比較器被用于將所述放大器的輸出信號(hào)的鏡像與所述基準(zhǔn)電位進(jìn)行比較。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其中，所述比較器包括第一放大級(jí)、隨后的第二放大級(jí)及模擬鎖存器，所述第一放大級(jí)為具有自動(dòng)調(diào)零的差分級(jí)，所述第二放大級(jí)不具有自動(dòng)調(diào)零。
14.如權(quán)利要求8至11中任一項(xiàng)所述的方法，其中所述計(jì)數(shù)器頻率等于大約32kHz且 η等于94。
15.一種電子裝置，所述裝置包括音頻信號(hào)源以及如權(quán)利要求1至7中任一項(xiàng)所述的用于放大音頻信號(hào)的放大器。
全文摘要
一種音頻放大電路，包括具有用于接收輸入信號(hào)(Vin)的輸入端、輸出端及用于接收n比特的控制值的數(shù)字控制輸入端的放大器(10)；具有被連接至放大器的輸出端用于接收放大器的輸出信號(hào)的鏡像的第一輸入端、用于接收基準(zhǔn)電位的第二輸入端、以及輸出端的比較器(20)；及具有被連接至比較器的輸出端的選擇輸入端、以及傳送被提供給所述放大器的控制輸入端的n比特?cái)?shù)值(COR)的輸出端的溫度計(jì)計(jì)數(shù)器(30)，放大器包括具有第一及第二差分支路的差分輸入級(jí)，各支路被偏置電流通過，第一支路的電流可被n個(gè)基本電流源修改，分別根據(jù)在控制輸入端接收到的數(shù)字控制值的一比特的二進(jìn)制值，各基本電流源或傳送對(duì)所有基本電流源相等的電流，或不傳送電流。
文檔編號(hào)H03F3/45GK102460964SQ201080031833
公開日2012年5月16日 申請(qǐng)日期2010年5月28日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月29日
發(fā)明者弗朗索瓦·阿米亞爾, 雷米·塞利爾 申請(qǐng)人:意法愛立信(格勒諾布爾)有限公司, 意法愛立信有限公司