專利名稱：一種信號處理系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及信號處理技術領域，更具體地說，涉及一種信號處理系統(tǒng)。
背景技術：
終端產品的出戶線TNV(telecommunicationnetwork voltage，通信網(wǎng)絡電壓)-2 電路或者不出戶線TNV-3電路的輸出電壓信號經過信號處理系統(tǒng)中的調制器調制后傳輸?shù)娇蛻舳?，客戶端再利用系統(tǒng)中的解調器解調，解調后的信號幅值與電壓信號幅值之差在預設閾值內，周期與電壓信號周期相同，保證信號的正常使用。然而，出戶線TNV-2電路在正常工作條件下，其輸出電壓信號為高電壓低頻方波信號，電壓值超過SELV(Safety Extra Low Voltage，安全特低電壓)的限值，不出戶線 TNV-3電路在正常工作條件下，其輸出電壓信號也超過SELV的限值。而SELV是指在最不利的情況下對用戶不會有危險的最高電壓。因此，既然終端產品的出戶線TNV-2電路或者不出戶線TNV-3電路的輸出電壓信號都超過SELV的限值，則對于客戶端來說，出戶線TNV-2 電路或者不出戶線TNV-3電路都是危險電路，用戶在使用出戶線TNV-2電路或者不出戶線 TNV-3電路的輸出電壓信號時，需要小心操作，以避免發(fā)生事故。因此，在保證能夠正常使用信號的同時，需要對出戶線TNV-2電路或者不出戶線TNV-3電路進行隔離防護，保證產品的安全性能，進而保證用戶的安全。

發(fā)明內容
為解決上述技術問題，本發(fā)明實施例提供一種信號處理系統(tǒng)，以保證信號正常使用的同時，對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。其技術方案如下本發(fā)明實施例提供一種信號處理系統(tǒng)，包括參數(shù)調節(jié)電路，用于調節(jié)電壓信號的參數(shù)，獲取調節(jié)信號，所述參數(shù)至少包括幅值，所述調節(jié)信號的周期與所述電壓信號的周期相同；與所述參數(shù)調節(jié)電路相連的電容隔離電路，用于隔離所述調節(jié)信號，獲取尖脈沖信號，所述尖脈沖信號的幅值和周期分別與所述調節(jié)信號的幅值和周期相同；與所述電容隔離電路相連的整流電路，用于對所述尖脈沖信號整流，獲取正向信號，所述正向信號的幅值與所述電壓信號幅值之差在預設閾值內，周期為所述電壓信號周期的1/2 ；與所述整流電路相連的二分頻電路，用于將所述正向信號作為分頻電路的時鐘脈沖，輸出分頻信號，所述分頻信號的幅值與所述正向信號幅值相同，周期與所述電壓信號的周期相同。應用上述技術方案，電壓信號依次經過參數(shù)調節(jié)電路、電容隔離電路、整流電路和二分頻電路后，系統(tǒng)輸出的信號的幅值與電壓信號幅值在預設閾值內，周期與電壓信號周期相同，保證了信號的正常使用。同時，電容隔離電路中電容的容量在系統(tǒng)設計時，依據(jù)電壓信號的幅值和頻率設置，保證電容隔離電路的容抗較大，信號經過該電容隔離電路時，其輸出電流很小，對用戶不會造成危害，進而實現(xiàn)了隔離防護。因此，本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)在保證信號正常使用的同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。


圖1為本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)的結構示意圖；圖2為圖1所示的信號處理系統(tǒng)的一種電路圖；圖3為圖2中信號的波形圖；圖4為圖1所示的信號處理系統(tǒng)的另一種電路圖；圖5為圖4中信號的波形圖；圖6為圖1所示的信號處理系統(tǒng)的再一種電路圖；圖7為圖6中信號的波形圖；圖8為圖1所示的信號處理系統(tǒng)的再一種電路圖；圖9為圖8中信號的波形圖。
具體實施例方式下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。終端產品的出戶線TNV-2電路或者不出戶線TNV-3電路是危險電路，電路的輸出電壓信號為高電壓低頻方波信號，在信號傳輸過程中電流較大，足以危害用戶的安全。有鑒于此，本發(fā)明實施例提供一種信號處理系統(tǒng)，在保證信號正常使用的同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。圖1是本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)的結構示意圖，包括參數(shù)調節(jié)電路10、 電容隔離電路11、整流電路12和二分頻電路13，其中參數(shù)調節(jié)電路10，用于改變電壓信號的參數(shù)值，獲取與電壓信號周期相同的調節(jié)信號，所述參數(shù)至少包括幅值，其改變操作具體為提高電壓信號的幅值至預設規(guī)定值， 并反向，即高電平轉換為低電平，低電平轉換為高電平。該預設規(guī)定值依據(jù)整流電路12的正向導通壓降而確定，之所以需要增加電壓信號的幅值是因為電壓信號經過整流電路12 后，其幅值會降低，進而在后續(xù)恢復電壓信號時，導致所恢復出的電壓信號的幅值小于原始的電壓信號幅值。比如原始電壓信號的幅值為3. 3V，當經過整流電路12 (例如，整流電路 12可包括全橋整流橋電路)時，信號的高電平經過正向二極管后，信號幅值衰減1.5V，變?yōu)?1.8V。因此，參數(shù)調節(jié)電路10所輸出的調節(jié)信號的幅值較原始電壓信號應增加1.5V。而反向是為了保證當信號經過電容隔離電路11后，不改變信號的上升沿和下降沿，進而保證最后輸出的信號上升沿和下降沿與原始的電壓信號相同。當然，參數(shù)還包括信號的上升沿時間和/或下降沿時間。例如傳輸協(xié)議要求將電壓信號的上升沿和下降沿為5ns，占空比為50%等等；此時，若原始信號不滿足傳輸協(xié)議的要求，則需要將相應的參數(shù)進行調整，以滿足傳輸協(xié)議的要求。這些參數(shù)的調整可以通過器件類型實現(xiàn)，這里不再贅述。電容隔離電路11，用于隔離調節(jié)信號，獲取尖脈沖信號。尖脈沖信號的幅值和周期分別與調節(jié)信號的幅值和周期相同。電容隔離電路11中電容的容值在系統(tǒng)設計時，依據(jù)電壓信號的頻率設置，保證電容隔離電路11的容抗較大，信號經過該電容隔離電路11時，其輸出電流很小，對用戶不會造成危害，進而實現(xiàn)了對電壓信號的隔離防護。例如當電壓信號的幅值為90V，頻率為25Hz時，本領域技術人員可知，人體安全電流為10ma，因此，為了保證電容隔離電路11輸出電流低于人體安全電流，則電容隔離電路11中電容的容值最小為 0.07PF。整流電路12，用于對尖脈沖信號整流，獲取正向信號，正向信號的幅值與電壓信號幅值之差在預設閾值內，該預設閾值由所選用的器件類型決定，周期為電壓信號周期的 1/2。例如當電壓信號幅值為3. 3V時，經過參數(shù)調節(jié)電路10和電容隔離電路11后，輸出的尖脈沖信號的幅值被調整到5V，信號經過包括有全橋整流橋電路的整流電路12時，幅值降低1.5V，此時正向信號的幅值為3. 5V。正向信號幅值與電壓信號幅值相差0. 2V。也就是說此時預設閾值為0. 2V。正向信號作為二分頻電路13的時鐘脈沖，經過二分頻電路13，輸出分頻信號。本領域技術人員可知，輸入信號經過二分頻電路13后，其幅值不變，周期變?yōu)檩斎胄盘柕亩?。因此，幅值與正向信號幅值，周期為電壓信號周期的1/2的正向信號經過二分頻電路13之后，周期與電壓信號周期相同，保證信號的正常使用。圖2是圖1所示的信號處理系統(tǒng)的一種具體電路圖。圖3是電壓信號經過圖2所示的電路圖處理后的信號波形圖。圖2所示的信號處理系統(tǒng)中，參數(shù)調節(jié)電路10為直接耦合共射放大電路，包括NPN三極管101，基極電阻102，103，集電極電阻104，負反饋電阻 105以及電源106。其中集電極電阻104 —端連接NPN三極管101的集電極，另一端連接電源106，負反饋電阻105連接在NPN三極管101的發(fā)射極和地端之間，基極電阻103連接在NPN三極管101的基極和電源106之間，基極電阻102的一端連接在基極電阻103與NPN 三極管101的基極的連接點，另一端連接電壓信號。由于不同時鐘的電壓信號的上升沿和下降沿是不同的，同時電壓信號經過整流電路12后，信號幅值下降，因此首先需要將電壓信號的幅值增大反向，如圖2中整流電路12 包括全橋整流橋電路，信號經過電路之后壓降降低了兩個二極管正向導通壓降，當電壓信號是高電平為3. 3V，低電平為0V，周期為250ns的方波信號，經過整流電路12后，電壓跌落 1.5V，變?yōu)?.8V，所以為了避免信號經過整流電路12后幅值低于電壓信號幅值，因此，需要將電壓信號的幅值增大。本發(fā)明實施例中電壓信號經過參數(shù)調節(jié)電路10后，其幅值提高為 5V。此外，除了需要調節(jié)電壓信號的幅值，還需要將上升沿和下降沿調節(jié)至預設值，例如使用高頻小功率三極管，使得電壓信號的上升沿為5ns，下降沿為10ns。為了實現(xiàn)參數(shù)調節(jié)電路10的功能，三極管的選定由傳輸協(xié)議對信號特性的要求決定，比如傳輸IMHz的電壓信號，占空比為50%，時延要求小于20ns，那么所選取的三極管的導通時間最小值為 20ns ο本發(fā)明實施例之所以圖2中的采用直接耦合共射放大電路是因為三極管的靜態(tài)工作點Q不但決定了電路是否會產生失真，而且還影響著電壓放大倍數(shù)、輸入電阻等動態(tài)參數(shù)。實際上，電壓信號的波動、元件的老化以及因溫度變化所引起三極管參數(shù)的變化，都會造成靜態(tài)工作點Q的不穩(wěn)定，從而使動態(tài)參數(shù)不穩(wěn)定，甚至導致電路無法正常工作。在引起靜態(tài)工作點Q不穩(wěn)定的諸多因素中，溫度對三極管參數(shù)的影響是最為主要的。而采用圖 2中的直接耦合共射放大電路當溫度升高時，集電極電流I。增大，發(fā)射極電流Ie必然會增大，因而發(fā)射極電阻105上的電壓隨之增大(即發(fā)射極對地電壓Ue增大)；因為基極靜態(tài)電壓^基本不變，而基極和發(fā)射極之間的電壓Ube = Ub-Ue，所以Ube勢必減小，導致基極電流 Ib減小，集電極電流I。隨之相應I。減小。結果，集電極電流I。隨溫度升高而增大的部分被由于基極電流Ib減小而減小的部分相抵消，集電極電流I。將基本不變，Uce也將基本不變， 從而使靜態(tài)工作點Q保持穩(wěn)定。同樣，當溫度降低時，也能夠保證靜態(tài)工作點Q保持穩(wěn)定。 基本共射放大電路在溫度變化的情況下，是無法保證靜態(tài)工作點Q穩(wěn)定的。本領域的技術人員可知，采用金屬氧化物場效應管(Metal-Oxide Field Effect Transistor, MOSFET)，或其他類型的場效應管，配合相應電阻也能組成類似的放大電路，實現(xiàn)參數(shù)調節(jié)的功能，在此不再贅述。圖2所示的電路圖在標記點1處所施加的電壓信號為延遲時間為2ns，下降時間和上升時間為5ns，高電平為3. 3V，低電平為0V，周期為250ns的方波信號，如圖3中的A波形。該方波信號經過直接耦合共射放大電路10后，其幅值提高為5V，其增幅反向后電壓在標記點2輸出，其輸出的波形如圖3中的B波形。對比A波形和B波形，B波形的相對幅值要大于A波形的相對幅值。電容隔離電路11，包括第一電容111和第二電容112，第一電容111連接在參數(shù)調節(jié)電路的信號輸出正相端，而第二電容112連接在直接耦合共射放大電路10的信號輸出負相端。第一電容和第二電容的容量系統(tǒng)設計時，依據(jù)電壓信號的幅值和頻率設置。例如，當電壓信號的幅值為90V，頻率為25Hz時，則容值最小為0. 07PF，可以為IpF 2200pF。圖3 中的B波形經過電容隔離電路11后變?yōu)榧饷}沖波形，標記點3處的波形形狀如圖3中的C 波形所示。C波形所示信號的幅值和信號周期分別與B波形所述信號的幅值和信號周期相同。整流電路12包括全橋整流橋電路121和負載電阻122，全橋整流橋電路121包括四個二極管，分別標記為123、1M、125和126，其中二極管123和二極管IM組成正向支路，連接在電容隔離電路11的信號輸出正相端，而二極管125和二極管1 組成負向支路， 也連接在電容隔離電路11的信號輸出負相端。負載電阻122連接在全橋整流橋電路的兩個直流輸出端之間。即負載電阻122連接在二極管123的陰極和二極管IM的陽極之間，同時又連接在二極管125的陰極和二極管126的陽極之間，則正向信號和負向信號都會經過負載電阻122。負載122能夠限制支路的電流值，以保護二極管。C波形經過整流電路12時， 正向波形被直接輸出，負向波形被反向，即負向波形變?yōu)檎虿ㄐ屋敵?，因此標記點4處的波形如圖3中的D波形所示。C波形所示的尖脈沖信號經過整流電路12的二極管123和二極管1 之后，二極管的壓降導致信號高電平降低。因此信號經過整流電路12之后，信號幅值降低1. 5V，此時，正向信號幅值為3. 5V，與電壓信號幅值相差0. 2V。對比圖3中的波形，同樣可以看出，D波形的信號幅值大于A波形的信號幅值，其周期為C波形周期的1/2。二分頻電路13具體為上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器，所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘端連接所述負載電阻122的輸出端，輸入端連接負相輸出端，輸出端輸出分頻信號。也就是說上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘脈沖為D波形所示的信號，D觸發(fā)器的輸出在時鐘脈沖的上升沿
7時刻發(fā)生跳變，因此，D觸發(fā)器對信號實現(xiàn)了二分頻，其在標記點5的輸出信號為圖3中的E 波形所示。對比E波形和D波形可以看出，兩者幅值相同，E波形的周期是D波形周期的兩倍，即E波形與A波形的幅值相差0. 2，周期相同，保證信號的正常使用。當然，二分頻電路13可以采用其他觸發(fā)器，例如T觸發(fā)器。還可以采用下降沿D 觸發(fā)器和反相器的結合。在本發(fā)明的一個實施例中，信號處理系統(tǒng)中的第一電容111、第二電容112和負載電阻122可以滿足以下關系第一電容111和第二電容112的串聯(lián)電容與負載電阻122的乘積所得的時間，小于尖脈沖信號中一個周期中低電平所占時間。本發(fā)明實施例中第一電容111、第二電容112和負載電阻122滿足的關系可以為第一電容111和第二電容112的串聯(lián)電容與負載電阻122的乘積所得時間小于圖3中的C波形的半個周期時間。在第一電容111、第二電容112和負載電阻122滿足上述關系時，信號處理系統(tǒng)的二分頻電路所輸出的信號與原始的電壓信號相同程度較高。應用上述技術方案，電壓信號依次經過參數(shù)調節(jié)電路10、電容隔離電路11、整流電路12和二分頻電路13后，系統(tǒng)輸出的信號的幅值與電壓信號幅值在預設閾值內，周期與電壓信號周期相同，保證了信號的正常使用。同時，電容隔離電路中電容的容量在系統(tǒng)設計時，依據(jù)電壓信號的幅值和頻率設置，保證電容隔離電路11的容抗較大，信號經過電容隔離電路11時，其輸出電流很小，對用戶不會造成危害，進而實現(xiàn)了隔離防護。因此，本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)在保證信號正常使用的同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。此外，由于本發(fā)明實施例所提供的信號處理系統(tǒng)的電路構成選取的是常用的基本元器件，而未使用光耦合器以及其他邏輯負載的專用芯片如SI88XX系列等，因此，降低了系統(tǒng)的成本。請參閱圖4和圖5，圖4是圖1所示的信號處理系統(tǒng)的另一種電路圖，圖5是圖4 中信號的波形圖。圖4所示的電路圖和圖2所示的電路圖中電容隔離電路11、整流電路12和二分頻電路13的電路構成相同，對此本發(fā)明實施例不再加以闡述。兩者的不同之處在于，圖4所示的電路圖中的參數(shù)調節(jié)電路10為第一反相器，第一反相器的輸入端接電壓信號，輸出端輸出調節(jié)信號。第一反相器可以為TTL(Transistor-Transistor Logic，邏輯門電路)反相器或者CMOS (Complementary Metal Oxide kmiconductor，互補金屬氧化物半導體)反相器，電壓信號經過第一反相器后，當電壓信號的幅值超過第一反相器的閾值時，輸出低電平信號，否則輸出高電平信號。電壓信號經過圖4所示的電路圖處理后，電路圖中所標記點的信號的波形圖如圖 5所示。其中標記點1的信號為電壓信號，其波形如圖5中的A波形所示。電壓信號經過第一反相器后在標記點2輸出增幅反向的調節(jié)信號，調節(jié)信號波形如圖5中的B波形。調節(jié)信號輸入到包括第一電容111和第二電容112的電容隔離電路11，調節(jié)信號經過第一電容111和第二電容112的充電放電在標記點3處輸出尖脈沖信號，尖脈沖信號的波形參見圖5中的C波形。尖脈沖信號再次輸入到包括全橋整流橋電路121和負載電阻122的整流電路12，在標記點4處被整流輸出正向信號，該信號的波形圖為圖5中的D波形。正向信號被二分頻電路13 二分頻，在標記點5輸出方波信號，方波信號的波形如圖5中的E波形。 對比E波形與A波形的幅值相差0. 2，周期相同，保證信號的正常使用。
應用上述技術方案，在保證信號正常使用的同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。此外，由于本發(fā)明實施例所提供的信號處理系統(tǒng)的電路構成選取的是常用的基本元器件，而未使用光耦合器以及其他邏輯負載的專用芯片，因此，降低了系統(tǒng)的成本。信號處理系統(tǒng)的電路圖除了采用圖2和圖4所示的電路圖，還可以使用其他的電路圖。圖6是本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)的再一種電路圖，圖7是圖6中信號的波形圖。圖6所示的電路圖中參數(shù)調節(jié)電路10的元器件構成與圖2中的參數(shù)調節(jié)電路的元器件構成相同，都為直接耦合共射放大電路，參數(shù)調節(jié)電路10包括NPN三極管101，基極電阻102，103，集電極電阻104，負反饋電阻105以及電源106。其中集電極電阻104 — 端連接NPN三極管101的集電極，另一端連接電源106，負反饋電阻105連接在NPN三極管 101的發(fā)射極和地端之間，基極電阻103連接在NPN三極管101的基極和電源106之間，基極電阻102的一端連接在基極電阻103與NPN三極管101的基極的連接點，另一端連接電壓信號。由于不同時鐘的電壓信號的上升沿和下降沿是不同的，同時電壓信號經過整流電路12后，信號幅值下降，因此首先需要將電壓信號的幅值增大反向，如圖6中整流電路12 包括一個三極管，信號經過電路之后壓降降低了一個正向導通壓降，即0. 7V，當電壓信號是高電平為3. 3V，低電平為0V，周期為250ns的方波信號，經過整流電路12后，電壓跌落 0. 7V，變?yōu)?. 6V，所以為了避免信號經過整流電路12后幅值低于電壓信號幅值，因此，需要將電壓信號的幅值增大。本發(fā)明實施例中電壓信號經過參數(shù)調節(jié)電路10后，其幅值提高為 4V。同時，信號經過整流電路12中的第二反相器時，為了保證電壓降低0. 7V，因此，第一反相器的驅動電壓比第二反相器的驅動電壓高0. 7V。此外，除了需要調節(jié)電壓信號的幅值，還需要將上升沿和下降沿調節(jié)至預設值，例如使用高頻小功率三極管，使得電壓信號的上升沿變?yōu)?ns，下降沿變?yōu)?0ns。為了實現(xiàn)參數(shù)調節(jié)電路10的功能，三極管的選定由傳輸協(xié)議對信號特性的要求決定，比如傳輸 IMHz的電壓信號，占空比為50%，時延要求小于20ns，那么所選取的三極管的導通時間最小值為20ns。圖6中標記點1處為輸入的電壓信號，本發(fā)明實施例中電壓信號為延遲時間為 2ns,下降時間和上升時間為5ns，高電平為3. 3V，低電平為0V，周期為250ns的方波信號，其波形圖如圖7中的A波形。該方波信號經過直接耦合共射放大電路10后，高電平增加，并同時在標記點2處反向輸出調節(jié)信號，調節(jié)信號的波形如圖7中的B波形所示。對比A波形和B波形，B波形的相對幅值要明顯大于A波形的相對幅值。電容隔離電路11包括第一隔離電容111、第二隔離電容112和第一電感113，其中，第一隔離電容111連接在參數(shù)調節(jié)電路10的信號輸出正相端與第一電感113的一端之間。第二隔離電容112連接在參數(shù)調節(jié)電路10的信號輸出負相端和第一電感113的另一端之間。第一隔離電容111和第二隔離電容112需要保證調節(jié)信號的輸出電流很小，以避免電流較大時對用戶造成危害，因此第一隔離電容111和第二隔離電容112的隔離耐壓要大于，容量要依據(jù)電壓信號的幅值和頻率進行調整，比如當電壓信號的頻率為2MHz時，第一隔離電容111和第二隔離電容112的容量為680pf，當頻率升高時，容量減小，以保證電容隔離電路11的容抗較大，從而保證輸出電流很小，不會危及用戶安全。參數(shù)調節(jié)電路10輸出的調節(jié)信號經過第一隔離電容111和第二隔離電容112隔離后，被耦合到電容后極，并在第一電感113上產生尖脈沖信號。此時，標記點3處尖脈沖信號的波形請參閱圖7中的C波形。整流電路12包括第二反相器121、第一耦合電容122、電源123、PNP型三極管124、 第一電阻125、第二電阻1 和或門127 ；其中第二反相121器連接第一隔離電容111與第一電感113的連接點，第一電阻125連接在電源123和PNP型三極管124的基極之間，作為限流電阻使用，保護PNP型三極管不被擊穿。第二電阻1 連接在電源123和PNP型三極管124的發(fā)射極之間，PNP型三極管124的集電極接地，第一耦合電容122連接在第二反相器121的輸入端和PNP型三極管124的基極之間，或門127的兩個輸入端分別連接第二反相器121的輸出端和PNP型三極管124的發(fā)射極。電源123的電壓值為3. IV。圖7中的C波形所示的尖脈沖信號輸入到整流電路12后，信號經過第二反相器 121，輸入值大于第二反相器121閾值時，第二反相器121輸出低電平，否則輸出高電平，因此，尖脈沖信號經過第二反相器121在標記點4處輸出圖7中D波形所示的信號。同時，尖脈沖信號通過第一耦合電容122輸入到PNP型三極管124的發(fā)射極，當發(fā)射極處的電平為低電平時，PNP型三極管124導通，此時，標記點5處輸出的為低電平，否則，輸出高電平。標記點5處輸出信號的波形圖如圖7中的E波形所示。第二反相器121和PNP型三極管124的輸出端各自連接或門127的一個輸入端。 眾所周知的，或門的兩個輸入端同時為高電平時，輸出為低電平，否則為高電平，因此，信號經過或門127后，在標記點6處輸出圖7中F波形所示的信號。二分頻電路13為上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器，所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘端連接所述或門127的輸出端，輸入端連接負相輸出端；上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的輸出端輸出分頻信號。也就是說上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘脈沖為F波形，D觸發(fā)器的輸出在脈沖的上升沿時刻發(fā)生跳變，因此，D觸發(fā)器對信號實現(xiàn)了二分頻，其輸出信號波形為圖7中的G波形。對比G波形和A波形可以看出，兩者相同，保證了信號的正常使用。當然，二分頻電路13可以采用其他觸發(fā)器，例如T觸發(fā)器。還可以采用下降沿D 觸發(fā)器和反相器的結合。應用上述技術方案，在保證信號正常使用的同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。此外，由于本發(fā)明實施例所提供的信號處理系統(tǒng)的電路構成選取的是常用的基本元器件，而未使用光耦合器以及其他邏輯負載的專用芯片，因此，降低了系統(tǒng)的成本。請參閱圖8和圖9，圖8是本發(fā)明實施例提供的信號處理系統(tǒng)的又一種電路圖，圖 9是圖8中信號的波形圖。圖8所示的電路圖和圖6所示的電路圖中電容隔離電路11、整流電路12和二分頻電路13的電路構成相同，對此本發(fā)明實施例不再加以闡述。兩者的不同之處在于，圖8所示的電路圖中的參數(shù)調節(jié)電路10為第一反相器，第一反相器可以為TTL反相器或者CMOS 反相器，電壓信號經過第一反相器后，當電壓信號的幅值超過第一反相器的閾值時，輸出低電平信號，否則輸出高電平信號。
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電壓信號經過圖8所示的電路圖處理后，電路圖中所標記點的信號的波形圖如圖 9所示。其中標記點1的信號為電壓信號，其波形如圖9中的A波形所示。電壓信號經過第一反相器后在標記點2輸出增幅反向的調節(jié)信號，調節(jié)信號波形如圖9中的B波形。調節(jié)信號輸入到包括第一隔離電容111、第二隔離電容112和第一電感113的電容隔離電路11， 調節(jié)信號經過第一隔離電容111和第二隔離電容112的充電放電，并同時在第一電感上產生尖脈沖信號，在標記點3處輸出尖脈沖信號，尖脈沖信號的波形參見圖9中的C波形。尖脈沖信號再次輸入到包括第二反相器121、第一耦合電容122、電源123、PNP型三極管124、 第一電阻125、第二電阻1 和或門127的整流電路12，在標記點4處輸出圖9中D波形所示的信號，在標記點5處輸出圖9中E波形所示的信號，D波形所示信號和E波形所示信號經過與非門127在標記點6處輸出如圖9中F波形所示的信號。該信號再次被二分頻電路 13 二分頻，在標記點7輸出方波信號，方波信號的波形如圖9中的G波形。對比G波形和A 波形可以看出，兩者相同，保證了信號的正常使用。需要說明的是本發(fā)明實施例中，第一隔離電容111和第二隔離電容112的取值要求與圖6中第一隔離電容和第二隔離電容的取值要求相同，S卩兩者的隔離耐壓要大于
，容量要依據(jù)電壓信號的頻率進行調整，比如當電壓信號的頻率為2MHz時，第一隔離電容111和第二隔離電容112的容量為680pf，當頻率升高時，容量減小，以保證隔離電路11 的容抗較大，從而保證輸出電流很小，不會危及用戶安全。應用上述技術方案，在保證信號正常使用同時，實現(xiàn)對危險電路的隔離防護，進而保證用戶的安全。此外，由于本發(fā)明實施例所提供的信號處理系統(tǒng)的電路構成選取的是常用的基本元器件，而未使用光耦合器以及其他邏輯負載的專用芯片，因此，降低了系統(tǒng)的成本。需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關系術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區(qū)分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關系或者順序。而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備
所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個......”限定的要素，并不排
除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。本說明書中各個實施例采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似部分互相參見即可。在本申請所提供的幾個實施例中，應該理解到，所揭露的電路圖，在沒有超過本申請的精神和范圍內，可以通過其他的方式實現(xiàn)。當前的實施例只是一種示范性的例子，不應該作為限制，所給出的具體內容不應該限制本申請的目的。以上所述僅是本發(fā)明的具體實施方式
，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍。
權利要求
1.一種信號處理系統(tǒng)，其特征在于，包括參數(shù)調節(jié)電路，用于調節(jié)電壓信號的參數(shù)，獲取調節(jié)信號，所述參數(shù)至少包括幅值，所述調節(jié)信號的周期與所述電壓信號的周期相同；與所述參數(shù)調節(jié)電路相連的電容隔離電路，用于隔離所述調節(jié)信號，獲取尖脈沖信號， 所述尖脈沖信號的幅值和周期分別與所述調節(jié)信號的幅值和周期相同；與所述電容隔離電路相連的整流電路，用于對所述尖脈沖信號整流，獲取正向信號， 所述正向信號的幅值與所述電壓信號幅值之差在預設閾值內，周期為所述電壓信號周期的 1/2 ；與所述整流電路相連的二分頻電路，用于將所述正向信號作為分頻電路的時鐘脈沖， 輸出分頻信號，所述分頻信號的幅值與所述正向信號幅值相同，周期與所述電壓信號的周期相同。
2.根據(jù)權利要求1所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述參數(shù)調節(jié)電路為直接耦合共射放大電路。
3.根據(jù)權利要求1所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述參數(shù)調節(jié)電路為第一反相器，所述第一反相器的輸入端接所述電壓信號，所述第一反相器的輸出端輸出所述調節(jié)信號。
4.根據(jù)權利要求2或3所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述整流電路包括全橋整流橋電路和負載電阻，所述負載電阻連接全橋整流橋電路的兩個直流輸出端之間；所述負載電阻兩端的電壓信號為所述正向信號。
5.根據(jù)權利要求4所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述電容隔離電路包括第一電容和第二電容，所述第一電容連接在參數(shù)調節(jié)電路的信號輸出正相端和全橋整流橋電路的正向輸入端之間，所述第二電容連接在參數(shù)調節(jié)電路的信號輸出負相端和所述全橋整流橋電路的負向輸入端之間；所述二分頻電路為上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器，所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘端連接所述負載電阻的輸出端，輸入端端連接負相輸出端端；所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的輸出端輸出所述分頻信號。
6.根據(jù)權利要求5所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述第一電容、第二電容和負載電阻的關系為第一電容和第二電容的串聯(lián)電容與負載電阻的乘積所得的時間，小于尖脈沖信號中一個周期中低電平所占時間。
7.根據(jù)權利要求2或3所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述電容隔離電路包括第一隔離電容、第二隔離電容和第一電感，其中，所述第一隔離電容連接在參數(shù)調節(jié)電路的信號輸出正相端與所述第一電感的一端之間，所述第二隔離電容連接在參數(shù)調節(jié)電路的信號輸出負相端和所述第一電感的另一端之間；所述整流電路包括第二反相器、第一耦合電容、電源、PNP型三極管、第一電阻、第二電阻和或門；其中第二反相器的輸入端連接第一隔離電容與第一電感的連接點，第一電阻連接在電源和PNP型三極管的基極之間，第二電阻連接在電源和PNP型三極管的發(fā)射極之間，PNP型三極管的集電極接地，第一耦合電容連接在第二反相器的輸入端和PNP型三極管的基極之間，或門的兩個輸入端分別連接第二反相器的輸出端和PNP型三極管的發(fā)射極。
8.根據(jù)權利要求7所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述二分頻電路為上升沿觸發(fā) D觸發(fā)器，所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的時鐘端連接所述與非門的輸出端，輸入端連接負相輸出端；所述上升沿觸發(fā)D觸發(fā)器的輸出端輸出所述分頻信號。
9.根據(jù)權利要求7所述的信號處理系統(tǒng)，其特征在于，所述第一隔離電容和所述第二隔離電容的隔離耐壓大于^v。
全文摘要
本發(fā)明實施例公開了一種信號處理系統(tǒng)，包括參數(shù)調節(jié)電路，用于調節(jié)電壓信號的參數(shù)，獲取調節(jié)信號；電容隔離電路，用于隔離調節(jié)信號，獲取尖脈沖信號；整流電路，用于對尖脈沖信號整流，獲取正向信號，正向信號的幅值與電壓信號幅值之差在預設閾值內，周期為電壓信號周期的1/2；二分頻電路，用于將正向信號作為分頻電路的時鐘脈沖，輸出分頻信號，分頻信號幅值與正向信號幅值相同，周期與電壓信號周期相同。應用上述技術方案，保證了信號的正常使用。同時，電容隔離電路中電容的容量在系統(tǒng)設計時，依據(jù)電壓信號的幅值和頻率設置，保證電容隔離電路的容抗較大，信號經過該電容隔離電路時，輸出電流很小，對用戶不會造成危害，實現(xiàn)了隔離防護。
文檔編號H03K19/14GK102158219SQ20111002065
公開日2011年8月17日 申請日期2011年1月18日 優(yōu)先權日2011年1月18日
發(fā)明者狄偉 申請人:華為終端有限公司