專利名稱：包含一和差調(diào)制器的鎖相回路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明系相關(guān)于一種具有一 Σ Δ調(diào)制器(sigma-delta modulator，和差調(diào)制器) 的鎖相回路，其系包括一相位比較器，具有兩個輸入端以及一輸出端，一受控制振蕩器，具有一被耦接至該相位比較器之該輸出端的控制輸入端，一分頻器，具有一被耦接至該受控制振蕩器之一輸出端的信號輸入端，具有一輸出端，以及具有一用于預(yù)先選擇該分頻器之除法比例的控制輸入端，以及該和差調(diào)制器，其系被連接至該分頻器的該控制輸入端。
背景技術(shù)：
一般型態(tài)之鎖相回路(phase locked loop，PLL)系載明于已出版之文件US 6，008，703之中，此文件系描述一頻率合成器，而在其中，一 Σ Δ PLL則是被用以產(chǎn)生處于一已調(diào)制載頻的信號，并且，此鎖相回路，舉例而言，如所指示文件中圖2Α所顯示，系包括一具有一相位偵測器、一回路濾波器、以及一受控制振蕩器的順向路徑，以及一經(jīng)由一多模數(shù)除法器(multimodulus divider)而將該振蕩器的輸出耦接至該相位偵測器的反饋路徑， 而為了控制該多模數(shù)除法器，則是會提供一數(shù)字和差調(diào)制器，且其輸入側(cè)系同時會被供以有關(guān)該所需載波信號的信息，以及供以數(shù)字調(diào)制數(shù)據(jù)，此外，該已調(diào)制的輸出信號系會被提供在該受控制振蕩器的該輸出端處。在一一般型態(tài)之鎖相回路中，該所需的頻率調(diào)制乃會借助變化頻率除法數(shù)值而加以執(zhí)行，而如此的頻率合成器則是會被使用在，舉例而言，用于載頻生產(chǎn)以及數(shù)字頻率調(diào)制之現(xiàn)代的、數(shù)字的無線電系統(tǒng)之中。當(dāng)在規(guī)定、或設(shè)計如此之一鎖相回路的尺寸時，對于用于該鎖相回路之帶寬的選擇乃是特別的、相當(dāng)?shù)闹匾虼?，在此背景之下，其就必須要在電路的噪聲特性以及該調(diào)制帶寬之間發(fā)現(xiàn)一妥協(xié)方案，因此，一方面，該噪聲系需要盡可能的低，以遵守在各種無線電規(guī)格中所規(guī)定的光譜傳輸屏蔽(spectral transmission masks)，而此則是需要選擇一相對而言較小的回路帶寬，但是，另一方面，此卻是相反于傳輸已調(diào)制數(shù)據(jù)乃需要一大的帶寬以用于在通訊技術(shù)中之現(xiàn)今應(yīng)用的事實。舉例而言，歐洲通信標(biāo)準(zhǔn)“ETSIEN 300 175-2 VI. 5. 1 (2001-02) DECTCDigital Enhanced Cordless Telecommunications,數(shù)字增強(qiáng)無線通信)CI (common interface,共享接口)PART 2 Physical Layer”系載明了不需要之無線電發(fā)射的限制，其中，第三以及第四相鄰信道的最大功率水平系分別被限制為80 nff以及40nW，舉例而言，請參閱5. 5節(jié)，24頁。—系統(tǒng)相關(guān)、占優(yōu)勢的噪聲構(gòu)件乃是透過該Σ Δ調(diào)制器本身之量化噪聲所加以產(chǎn)生，通常，該Σ Δ調(diào)制器系會致動該多模數(shù)除法器，并且，在如此的操作中，乃會引起在整數(shù)除法比例(integer division ratios)之間的隨機(jī)轉(zhuǎn)換，以獲得會引起自該P(yáng)LL產(chǎn)生該所需輸出頻率的除法比例的平均。該已出版文件US 6，008，703 (于最初所引用者)的圖IOA系顯示一多模數(shù)除法器， 且其系包括一包含復(fù)數(shù)個分頻器級的串聯(lián)電路，所以，在此例子中，該等分頻器級的每一個系可以精準(zhǔn)地在兩個除法數(shù)值之間轉(zhuǎn)換，以及可以借助除法數(shù)值2、或是借助除法數(shù)值3而除法輸入頻率，而如此的分頻器級系亦稱之為2/3分頻器，其中，可以為了如此之一僅建構(gòu)自2/3分頻器級之多模數(shù)除法器而加以設(shè)定的除法數(shù)值的范圍系可以依照下列規(guī)格的而加以決定
￡-1
N = N0 + ^ C, · 2 ' 1 = 0
其中，L系表示2/3除法器級的數(shù)量，以及Ntl系相等于致動如此之一多模數(shù)除法器的該Σ Δ調(diào)制器系通常會在一 “MASH”架構(gòu)中執(zhí)行， 而在如此之一多級MASH調(diào)制器(multistage MASH modulator)之中的一級(stage)則是， 舉例而言，顯示在最初所描述之該已出版文件US 6, 008, 703的圖8B之中，在此例子中，乃會提供一具有兩個輸入端以及一輸出端的加總組件，且其中，一錯誤信號系會借助一反饋路徑而被饋送回來，并且，在此配置之中，該錯誤信號的反饋通常會具有一延遲，而一具有 MASH架構(gòu)之多級Σ Δ調(diào)制器則是在一方塊圖的幫助之下于圖8Α進(jìn)行描述。該Σ △調(diào)制器乃會依照其關(guān)于該頻帶的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)而除法該量化噪聲的功率，
而該MASH結(jié)構(gòu)的該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)(noise transfer function, NTF)則是可以借助下列方程式而加以描述
NTZ (ζ) = (1 - ζ-1) N
其中，N系代表該調(diào)制器的級數(shù)，在此例子中，該量化噪聲乃會自較低的頻率偏移至較高的頻率，以及該多模數(shù)分頻器借助該Σ Δ調(diào)制器的致動乃會依照該量化噪聲的光譜分布而引起該等除法數(shù)值的任意轉(zhuǎn)換，而該除法因子的該任意轉(zhuǎn)換則是會依次引起該頻率隨著時間的改變，以及因此，產(chǎn)生一 “頻率或相位干擾擺動”(FM或PM干擾擺動)，此在文獻(xiàn)中亦稱之為殘余FM抖動(residual FM jitter)、或是相位噪聲，另外，此干擾擺動的強(qiáng)度乃會決定該已頻率調(diào)制、或是已相位調(diào)制之載波信號的信號對噪聲比(SNR)，以及因此，乃會具有對于如此設(shè)計之一無線電接收器之效能的顯著影響，舉例而言，對于其范圍。在以US 6，008, 703做為基礎(chǔ)之該頻率合成器的例子中，該等所解釋的噪聲范圍即表示，該鎖相回路的該帶寬系會比實際用于傳輸該已調(diào)制數(shù)據(jù)所需的小上相當(dāng)多，所以， 為了補(bǔ)償在該P(yáng)LL中之該回路濾波器的結(jié)果頻率響應(yīng)，該待調(diào)制的數(shù)據(jù)乃會在被饋送至該 Σ Δ調(diào)制器之前，先被呈送至數(shù)字的預(yù)先補(bǔ)償，而此則是牽涉到數(shù)字地產(chǎn)生高頻構(gòu)件。此設(shè)計基本的缺點卻是在，一方面，該數(shù)字補(bǔ)償濾波器以及，另一方面，該模擬回路濾波器之間所需的非常準(zhǔn)確匹配，這是因為，若是該控制回路的該帶寬由于模擬影響，例如，制造容忍度、溫度飄移、或成熟現(xiàn)象，而改變時，則該數(shù)字預(yù)先補(bǔ)償(其在實際上未受制于這些影響)乃會產(chǎn)生太多、或是太少該等高頻構(gòu)件。此外，用于補(bǔ)償一已降低之回路帶寬的另一個選擇則是借助“雙點調(diào)制(two-point modulation)”而加以提供，此乃會牽涉到在該鎖相回路中，首先，在該分頻器之上，以及其次，位在該振蕩器輸入端處之兩個調(diào)制點的調(diào)制，而在此例子中，該P(yáng)LL之該兩個調(diào)制點的其中之一系會具有低通濾波器性質(zhì)，以及另一個系會具有高通濾波器性質(zhì)， 所以，總體的結(jié)果將會是用于該調(diào)制數(shù)據(jù)的一固定轉(zhuǎn)移函數(shù)，不過，在此例子中，同樣地，也會產(chǎn)生在該模擬以及數(shù)字信號路徑之間需要準(zhǔn)確匹配的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一目的系在于載明一具有一 Σ Δ調(diào)制器的鎖相回路，其系會提供一大的調(diào)制帶寬，允許遵守如移動無線標(biāo)準(zhǔn)中所提供的頻譜傳輸屏蔽，以及仍然避免在模擬以及數(shù)字電路部分之間誤配的問題。本發(fā)明系借助發(fā)展一具有一 Σ Δ調(diào)制器之一般型態(tài)鎖相回路而加以達(dá)成，因而使得該Σ Δ調(diào)制器系會包括一將一加總組件之輸出端耦接至其輸入端的反饋路徑，并且， 系加以設(shè)計為該代表該反饋路徑之復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)會具有在拉普拉斯平面(Laplace plane) 中的一復(fù)數(shù)、非零(nonzero)極點(pole point)對。在此例子中，該代表該反饋路徑的該復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)系亦可以包含復(fù)數(shù)個復(fù)數(shù)、、非零極點對。該所描述之原則乃是以一 Σ Δ架構(gòu)的“錯誤反饋拓樸(error feedback topology)”作為基礎(chǔ)，而相較于如于最初所解釋的一 MASH結(jié)構(gòu)，且其系依照其在該 Laplace平面中的轉(zhuǎn)移函數(shù)
H (s) = 1 / S3
而在s = 0時具有一三極點，則該所建議的原則乃會牽涉到執(zhí)行具有至少一復(fù)數(shù)共軛極點對的一轉(zhuǎn)移函數(shù)，其中，有關(guān)該復(fù)數(shù)極點對之虛數(shù)以及實數(shù)部分的適當(dāng)選擇即表示，在確保遵守于無線電規(guī)格中所需要的該等頻譜傳輸屏蔽方面并沒有困難。在該Laplace平面中所描述的復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)H (s)系被用以決定該相關(guān)的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)為
NTF (z) = 1 - H (ζ)。依照該所建議之原則而被插入之不同于零的該復(fù)數(shù)極對系使得在一臨界頻率范圍中降低噪聲成為可能，在此例子中，該額外的、復(fù)數(shù)極點對的虛數(shù)部分系會決定該中心頻率錯誤，而同時，該實數(shù)部分則是會規(guī)定用于此中心頻率錯誤之該噪聲的抑制。該所建議之架構(gòu)系使得規(guī)定一噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的尺寸成為可能，而該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)則是可以為了該頻譜傳輸屏蔽、并借助考慮該等范圍而加以最佳化。在該DECT(digital enhanced cordless telecommunication,數(shù)字增強(qiáng)無線通信) 系統(tǒng)中，舉例而言，通常，對于在4 MHz至8 MHz之頻率間隔中之該頻譜功率傳輸?shù)姆秶?，對于遵守而言是臨界的，其系會依照該第三以及第四相鄰信道，因為，首先，該Σ Δ量化噪聲仍然會大量地產(chǎn)生，并且，不會借助該回路濾波器而顯著的衰減，以及其次，依照該等第三以及第四相鄰信道，在該相鄰信道中的該已傳輸功率系可以僅為80或40 nW，此系在用于該DECT標(biāo)準(zhǔn)之該實體平面的ETSI (于最初所引用者)標(biāo)準(zhǔn)之中有所規(guī)定。依照該所建議的原則，具有鎖相回路的傳輸配置系可以加以提供，以用于產(chǎn)生已頻率調(diào)制、或已相位調(diào)制的信號，或者，二者擇一地，該所描述的鎖相回路系可以被使用在一頻率合成器之中，以用于提供一載頻。該所描述的原則系用以經(jīng)由該鎖相回路而傳輸該整個調(diào)制帶寬，在此上下文之中，較具優(yōu)勢的是，該鎖相回路的該帶寬與該調(diào)制帶寬一樣大，因此，在該ΣΔ PLL之該模擬鎖相回路以及該數(shù)字信號處理部分之間，已知傳輸設(shè)計的高匹配范圍系有可能加以避
免ο總言之，為了允許大的鎖相回路帶寬，一 Σ Δ調(diào)制器系會被用來考慮該頻譜傳輸屏蔽，所以，為了這個目的，正如所解釋的，該所建議的原則系牽涉到一復(fù)數(shù)零點會被插入在該臨界相鄰信道中之該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)之中，而該零點則可以造成在不管該較大之帶寬的情形下對于該傳輸屏蔽的遵守。依照本發(fā)明的一較佳實施例，以該Laplace變量s作為基礎(chǔ)而加以描述的該復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)H (s)乃會具有不僅該復(fù)數(shù)極點對，也具有數(shù)值s = 0的一雙極點。舉例而言，較佳地是，該反饋路徑的該復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)系會滿足
權(quán)利要求
1.一種用于產(chǎn)生頻率信號的方法，所述方法包括 將參考頻率信號與分頻反饋信號進(jìn)行比較；依據(jù)所述比較的結(jié)果，對受控制的振蕩器進(jìn)行控制，以產(chǎn)生受控制的頻率信號； 基于調(diào)制數(shù)據(jù)來確定除法比例，所述調(diào)制數(shù)據(jù)使用具有反饋的和差調(diào)制，其中所述反饋的復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)包括拉普拉斯平面中的至少一個復(fù)數(shù)、非零極點對；以及以與所述受控制的頻率信號相關(guān)聯(lián)的反饋信號的經(jīng)確定的除法比例來執(zhí)行分頻，從而產(chǎn)生所述分頻反饋信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述反饋的復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)還包括在所述拉普拉斯平面中數(shù)值s = 0處的至少一個另外的極點。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述反饋的復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)符合方程式H (s) = l/[s2(s+o ^jQ1) (s+σ J-J-Q1)],其中，Q1代表所要抑制的頻率，O1代表在所述頻率的抑制量。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法還包括從所述受控制的頻率信號產(chǎn)生多個已除降的受控制的頻率信號，所述多個已除降的受控制的頻率信號中的每一個都具有相互提供變化的相位；基于在所述和差調(diào)制的期間產(chǎn)生的選擇信號來選擇所述多個已除降的受控制的頻率信號中的一個已除降的受控制的頻率信號以用作所述反饋信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述受控制的頻率信號的頻率對應(yīng)于所述已除降的受控制的頻率信號的頻率的兩倍。
6.一種具有和差調(diào)制器的鎖相回路，所述鎖相回路包括 相位比較器，包括兩個輸入端以及輸出端；受控制振蕩器，包括控制輸入端，所述控制輸入端與所述相位比較器的輸出端耦接； 分頻器，包括與所述受控制振蕩器的輸出端耦接的信號輸入端、輸出端以及控制輸入端，以用于預(yù)先選擇所述分頻器的除法比例；以及所述和差調(diào)制器，與所述分頻器的控制輸入端連接，其中所述和差調(diào)制器包括反饋路徑，所述反饋路徑將加總組件的輸出端耦接至所述和差調(diào)制器的輸入端，且被配置為使得代表所述反饋路徑的復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)具有在所述拉普拉斯平面中的至少一個復(fù)數(shù)、非零極點
全文摘要
本發(fā)明包含一和差調(diào)制器的鎖相回路。在該P(yáng)LL之反饋路徑中的一多模數(shù)除法器(9)系借助該ΣΔ調(diào)制器(11)而致動，而該ΣΔ調(diào)制器則是具有可以借助在拉普拉斯平面中(Laplaceplane)之一復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)移函數(shù)H(s)而描述的設(shè)計，其中，該轉(zhuǎn)移函數(shù)系具有一復(fù)數(shù)共軛極點對。所建議的原則系允許在臨界頻率范圍中之噪聲的顯著減少，也因此允許基于無線電規(guī)格而對傳輸屏蔽的遵守，甚至是在該P(yáng)LL帶寬與該調(diào)制帶寬一樣大的時候，也一樣。
文檔編號H03L7/081GK102332916SQ201110217988
公開日2012年1月25日 申請日期2003年11月25日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月6日
發(fā)明者瓦格納 E., 里普馬 G. 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司