專利名稱：高效子頻帶自適應有限脈沖響應濾波的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及音頻應用中的子頻帶信號處理，更具體來說，涉及一種用于設計一組能夠實現所需目標傳遞函數的計算有效實施的子頻帶FIR濾波器的方法。
背景技術：
與IIR濾波器(無限脈沖響應濾波器)相反，FIR濾波器(有限脈沖響應濾波器)提供了實現具有可任意定義的所需傳遞函數(也就是說，幅度響應和相位響應)的數字濾波器的可能性。因此，所需傳遞函數不僅可以被設計成最小相位而且可以被設計成最大相位甚至混合相位。另外，也可以實施在音頻信號處理中通常需要的線性相位傳遞函數。然而，尤其是在音頻信號處理中，在使用FIR濾波器時，要求的濾波器長度通常相 當高，從而增加了運行期間的計算量和存儲要求。這主要是由兩個實質因素引起的。第一，存在于大多數音頻應用中的房間脈沖響應的衰減時間相當長，從而導致了使用FIR濾波器時相應的長濾波器長度。第二，人類聽覺系統(tǒng)適應于在不同的頻帶提供不均勻的頻率分辨率。所述人類聽覺系統(tǒng)很好地解決了低頻率問題，也就是說，在低絕對頻率的情況下很好地辨別出頻率差值，而并不容易識別出高頻率。舉例來說，可以很容易將IOOHz音頻與200Hz音頻區(qū)分開來，而人類的耳朵卻很難將5000Hz音頻與5100Hz音頻區(qū)分開來，盡管在這兩種情況下頻率差值都是100Hz。也就是說，人類聽覺系統(tǒng)的頻率分辨率隨著頻率的增加而減少。這一現象是眾所周知的，并且形成適合于人類聽覺系統(tǒng)的諸如樹皮標度、美爾標度和ERB (等效矩形帶寬)標度的心理聲學頻率標度的基礎。研究表明，由于視聽室的內部(毛毯、軟墊家具等)，使得視聽室的房間脈沖響應相當長，尤其是在低頻率的情況下，這是因為能量遞降較慢。由音頻再現系統(tǒng)產生的聲壓是低音頻率范圍(也就是說，200Hz以下)中的最大聲壓而人類聽覺系統(tǒng)對于低頻率音頻信號較不敏感的事實更加加強了這一效果。對于所有這些因素的綜合意見指明，人類聽覺系統(tǒng)的特征和典型視聽室的特征要求FIR濾波器的長度不應短于某個最小長度，以便在音頻信號處理系統(tǒng)中提供足夠的音質。舉例來說，為了提供低音頻率范圍中約IOHz的所需頻率分辨率，采樣頻率為44100Hz的每個音頻通道都需要濾波器系數為4410的FIR濾波器，借此現代音頻系統(tǒng)已多達16個通道。由于長的FIR濾波器使得運行期間的相當大計算量和/或高存儲要求成為必要，所以在音頻應用中就需要FIR濾波器的高效實施，以允許使用標準數字音頻信號處理。

發(fā)明內容
本發(fā)明公開了具有至少一個音頻通道的音頻系統(tǒng)。所述音頻系統(tǒng)包括數字音頻處理器，其中對每個通道實施至少一個數字濾波器。每個通道的數字濾波器包括分析濾波器組，其被設置來接收寬頻帶輸入音頻信號并且將所述輸入音頻信號劃分成多個子頻帶，從而提供具有相等帶寬的子頻帶信號，所述子頻帶信號的頻譜組成輸入音頻信號的頻譜；每個子頻帶的子頻帶FIR濾波器，從而分別提供被濾過的子頻帶信號；和合成濾波器組，其被設置來接收被濾過的子頻帶信號并且對所述子頻帶信號進行組合來提供寬頻帶輸出音頻信號，其中延遲與每個子頻帶信號相關聯(lián)，所述子頻帶信號中一個子頻帶信號的延遲被應用到合成濾波器組上游的寬頻帶輸入音頻信號，并且剩余的延遲被應用到合成濾波器組下游的剩余子頻帶信號。本發(fā)明公開了相應的過濾方法。


參閱以下附圖和描述可以更好地理解本發(fā)明。在附圖中，相同的參考數字表示相應的部件。在附圖中圖I示出FIR濾波器的濾波器系數的自適應計算的基本信號處理結構，所述FIR濾波器表示與預定義的目標函數P(Z)大致匹配的傳遞函數G(Z)；圖2示出圖I結構的修改，借此圖I的全頻帶FIR濾波器G(Z)將由一組子頻帶 FIR濾波器Gm(Z)取代；圖3示出包括一組可以取代全頻帶FIR濾波器G(Z)的子頻帶FIR濾波器Gm(Z)的信號處理結構；圖4示出用于包括許多子頻帶的自適應FIR濾波器設計的信號處理結構，每個子頻帶包括子頻帶FIR濾波器和延遲線；圖5示出基于樹皮標度的權重因數，其用于在調適子頻帶FIR濾波器的長度時突出強調低頻率子頻帶；圖6示意性地示出偶數堆疊和奇數堆疊濾波器組的幅度響應；圖7a示意性地示出劃分成多個子頻帶濾波器的FIR濾波器的結構；圖7b示意性地示出圖7a實施例的簡化替代實施例；圖8示出圖6濾波器組的存儲要求減少的替代實施例；圖9示出改進圖8實施例的可選實施例；以及圖10示出包括處于兩個分開音頻通道的濾波器的實施例。
具體實施例方式圖I示出FIR濾波器20的濾波器系數gk(k=0，1，. . .，K_l)的自適應計算的基本信號處理結構，借此下標k指示所述濾波器系數的指標并且K指示濾波器長度。FIR濾波器20具有(離散)傳遞函數G (z)，在成功調適濾波器系數gk之后，所述傳遞函數與參考系統(tǒng)10的預定義目標函數P(Z)大致匹配。為了執(zhí)行自適應濾波器設計程序，將測試信號(輸入信號X [η])提供給參考濾波器10和FIR濾波器20，所述測試信號例如是白噪音或具有包括目標傳遞函數P(Z)的通帶的帶寬的任何其它信號。從參考系統(tǒng)10的輸出信號(也就是說，從所需信號d[n])中減去FIR濾波器20的輸出信號y[n](減法器30)。差值d[n]-y[n]是用作錯誤信號e[n]并且被提供到適配單元21。適配單元21被設置成在每個采樣時間間隔期間計算一組更新的來自于錯誤信號和輸入信號x[n](在本文中也指示為參考信號)的FIR濾波器系數gk?？梢圆捎米钚【?LMS)算法或歸一化最小均方(NLMS)算法來調適濾波器系數。然而，出于這一目的同樣可以利用不同的適應算法。在適應算法收斂之后，FIR濾波器系數gk表示目標傳遞函數P(Z)的最優(yōu)逼近的傳遞函數G(Z)。
在使用FIR濾波器時減少計算量的一種選擇是將待過濾信號的頻譜劃分成許多窄頻帶信號(子頻帶信號)并且分別過濾每個窄頻帶信號?？梢酝ㄟ^所謂的分析濾波器組(AFB)實施將全頻帶信號劃分成多個子頻帶信號。類似地，可以使用相應的合成濾波器組(SFB)將所述子頻帶信號(再次)組合成單個全頻帶信號。在下文中，全頻帶信號的指示不帶有下標，例如，所需信號d[n]，其中η是時間指標。另外，具有下標的信號，例如，dm[n]，指示一組為相應全頻帶信號d[n]的分解信號的子頻帶信號。因此，下標m指示所述子頻帶的數目(m=l，2，...，M)。類似地，離散全頻帶傳遞函數G(Z)可以被分解成許多子頻帶傳遞函數 G111 (z)。圖2示出類似于圖I結構的基本信號處理結構，借此自適應FIR濾波器20由一組子頻帶FIR濾波器20'取代。為了這一目的，通過使用AFB 22將所述全頻帶輸入信號χ [η]劃分成M個子頻帶輸入信號xm[n](其中m=l，2，. . .，M)。類似地，使用AFBll將所述全頻帶所需信號d[n]分成M個子頻帶信號dm[n](同樣m=l，2，. . .，Μ)。每個子頻帶FIR濾波器都實現了窄頻帶傳遞函數6 > (ζ)，下標m同樣指示所述子頻帶的數目。每個子頻帶濾波器Gm(ζ)也可以由其濾波器系數gmk表示，借此k同樣指示范圍為k=0至k=Km-l (Kffl是第m個子頻帶中濾波器Gni(Z)的濾波器長度)的濾波器系數的指標。每個FIR濾波器Gni(z)與適配單 元(所述適配單元組由圖2中的數字21'指示)相關聯(lián)，所述適配單元接收相應的錯誤信號em[n]=dm[n]-ym[n]并且計算各個子頻帶m的各組更新的濾波器系數gmk(k=l, 2,. . .，Km-I)。類似于圖I的實施例，M個子頻帶FIR濾波器Gm(Z)中的每一個的濾波器系數gmk都被調適成使得在適應算法收斂之后，由所有子頻帶傳遞函數Gm(Z)的組合引起的全部傳遞特征與預定義的目標函數P(Z)匹配。在計算合適的濾波器系數gmk之后，FIR濾波器Gm(Z)組20'可以如圖3中所示在分析濾波器組(AFB22)與相應的合成濾波器組(SFB22')之間運行，以便過濾音頻信號。在這種情況下，AFB22、FIR濾波器組20'和SFB22' —起實施與目標函數P(z)大致匹配的傳遞函數G(Z)，從而可以表示，例如，音頻系統(tǒng)中的均衡濾波器。如在現代音頻系統(tǒng)中，幅度和相位都要經受均衡化以便產生聽者所需的聲音印象。因此，目標函數P(Z)通常表示具有非線性相位特征的非最小相位濾波器。對于圖3的信號處理結構是否包括分析濾波器組、一組子頻帶濾波器并且合成濾波器組是否比具有相同傳遞函數的“普通” FIR濾波器更高效(就計算量和存儲要求來說)這些問題的答案尤其取決于分析濾波器組和合成濾波器組的高效實施的可行性。為了說明人類聽覺系統(tǒng)的非均勻頻率分辨率，需要使用濾波器組，其中，具有低中心頻率的子頻帶的帶寬窄于具有較高中心頻率的子頻帶的帶寬。存在幾種方法來實現這一心理聲學激勵劃分，所述劃分將全頻帶信號劃分成帶寬取決于聲頻范圍內各個子頻帶的位置的一組子頻帶信號。然而，并不知道允許將輸入頻譜非均勻地劃分成一組帶寬不等的子頻帶的高效濾波器組。然而，本領域中已知允許將全頻帶信號劃分成一組帶寬相等的子頻帶信號的其它方法。一個實施例是由 S. Weiss 等人(參見 S. Weiss, R. W. Stewart, " Fast Implementationof Oversampled Modulated Filter Banks" , in:IEE Electronics Letters,第 36 卷，第1502-1503頁，2000年)描述的過采樣⑶FT濾波器組的快速實施，所述實施例利用了單個原型濾波器和FFT算法，這幾乎在每個信號處理環(huán)境中都是可行的。綜合上文，由于高效實施對于處理非均勻帶寬的子頻帶是不可行的，所以濾波器組應與帶寬相等的子頻帶進行合作使用。然而，為了緩和等寬子頻帶的不足，可以選擇對各個子頻帶分配不同濾波器長度的FIR濾波器。也就是說，FIR濾波器在需要低頻率分辨率的子頻帶中包括的濾波器系數少于在需要高頻率分辨率的子頻帶中包括的濾波器系數。需要高頻率分辨率的子頻帶通常是存在于聲頻范圍的較低部分的子頻帶。因此，對應于人類聽覺系統(tǒng)的頻率分辨率的頻率分辨率可以通過使用與等寬子頻帶合作的高效濾波器組來實現。如上所述，目標函數P(Z)通常是具有頻率相關非線性群延遲特征的非最小相位濾波器。為了補償不同子頻帶中由不同群延遲引起的不同的信號傳播延遲，可以將延遲線連接到每個子頻帶FIR濾波器上游或其下游。因此，所述延遲均衡化不需要使用計算量大的額外FIR濾波器系數來實現。由于延遲值和濾波器系數的數目取決于待實現的目標傳遞函數P(Z)(也就是說，幅度響應和相位響應)，所以可以如下文所述使用“自適應抽頭分配”和“自適應延遲分配”算法來自適應地確認每個子頻帶的濾波器系數的數目(也就是說，濾波器“抽頭”的數目)和延遲值。因此，在設計M個子頻帶FIR濾波器Gm (z)的時候，不僅可以自適應地確定濾波器系數(參見圖I中系數gmk)而且可以自適應地確定系數的數目Km和 額外的延遲Λπ。圖4示出用于子頻帶FIR濾波器設計的信號處理結構。圖4的實施例是圖2結構的加強版本，其具有每個子頻帶信號路徑和通用“自適應抽頭分配和延遲分配單元”中的額外延遲。如在圖2的實施例中，將全頻帶輸入信號x[n](例如，頻帶限制白噪音)提供給具有目標傳遞函數P(Z)的系統(tǒng)10，從而產生所需的信號d[n]。將所需的信號d[n]和所述輸入信號x[n]分別劃分成M個子頻帶信號dm[n]和\[11]。圖4的實施例僅示出與第一子頻帶和最后子頻帶(m=l和m=M)相關聯(lián)的元件和信號。將子頻帶輸入信號Xm [η]提供給具有傳遞函數Gm(Z)的自適應FIR濾波器，從而產生被濾過的子頻帶信號ym[n]。從相應的所需信號dm[n]中減去每個被濾過的子頻帶信號ym[n]，從而針對每個子頻帶產生錯誤信號em[n]。將適配單元分配給每個FIR濾波器Gm(Z)，以用于優(yōu)化各個FIR濾波器Gm(Z)的濾波器系數gmk (也就是說，濾波器的脈沖響應{gm(l，gml，. . .，gm(K_l)})，借此濾波器系數gmk的最優(yōu)組將最小化各個錯誤信號em[n]的基準(例如，功率)。提供延遲Am的延遲線被上行或下行連接到每個子頻帶FIR濾波器Gm(Z)。另外，提供“自適應抽頭分配和自適應延遲分配單元”40，其是被設置成根據下文將更詳細描述的自適應抽頭分配和自適應延遲分配算法來動態(tài)地調適FIR濾波器Gm (k)的濾波器長度Km和延遲線的相應延遲值Am?？梢钥紤]不同的方法來用于上文提及的自適應抽頭分配(也就是說，FIR濾波器長度的調適)。一種方法是改變子頻帶FIR濾波器Gm(Z)的濾波器長度Km直到總錯誤信號e[n](其中e[n]=力[n]+e2 [η]+···+eM[n])達到最小值。在實踐中，這一方法產生了良好的結果，但由于在濾波器系數的數目每次發(fā)生變化之后，自適應濾波器都需要時間來再次收斂，所以相當費時。產生與上述結果類似的良好結果但費時較少的另一種方法考慮S末端濾波器系數. . . , gm(Km-S)的能量。子頻帶濾波器Gm (Z)的濾波器長度Km是變化的直到所述S末端濾波器系數的能量近似相等。這一方法要求子頻帶濾波器的脈沖響應隨著時間以指數方式衰減，在真實系統(tǒng)中應始終為這種情況。比較每個子頻帶濾波器的S末端濾波器抽頭的能量能夠評估出所述子頻帶濾波器Gm (Z)逼近目標函數P(Z)的程度并且提供穿過子頻帶濾波器再次分發(fā)濾波器系數的準則以便完成子頻帶濾波器脈沖響應，所述子頻帶濾波器脈沖響應的信號衰減行為與目標函數P(Z)的脈沖響應的信號衰減行為相似，這一情況可以視為與最小誤差相關的最優(yōu)情況。下文對自適應抽頭分配算法的實施例進行更為詳細的描述。應注意的是，對于實值的全頻帶輸入信號x[n](參見圖2)，僅需處理M/2個子頻帶，這是因為其它M/2個子頻帶信號是第一 M/2個子頻帶中信號的共軛復數副本。因此，各個子頻帶FIR濾波器傳遞函數遵守以下關系Gm(z)=GM_m+1(z)*，其中 m=l, · · · M/2, (I)其中星號指示復共軛算符。因此，在Q個樣品(也就是說，子頻帶系統(tǒng)中的樣品)的周期中，修改子頻帶濾波器Gm(Z)(其中111=1，2，...^/2)的濾波器長度1( 1。然而，所有子頻帶濾波器Gm (z)的濾波器系 數gmk[n]的總數保持不變。也就是說，如果一個或多個子頻帶濾波器的濾波器長度增加，那么另一個子頻帶濾波器的濾波器長度就必須減少以便保持濾波器系數的總數不變。因此，在Q個樣品的周期中，M/2個子頻帶FIR濾波器中每一個的長度減少ΛΚ系數。因此，存在Δ K ·Μ/2個“自由”系數，其應根據下文進一步描述的某些標準在整個M個子頻帶濾波器中進行再次分發(fā)。上文“再次分發(fā)”可以由以下的等式進行表達
C [-]
ηηM Π1 ηK-[o + I] = Κ-[7] - ΔΚ + ΔΚ · - ■ ——
QQ2 Σ?！板鎉
-Q ， (2)其中m=l，2，...，Μ/2指示所述子頻帶的數目。表達式cm[n/Q]表示上文提及的用于分發(fā)濾波器抽頭(也就是說，濾波器系數)的標準。如上所述，一個有用的標準是子頻帶錯誤信號em[n]的能量。在這一情況下，Cffl[n/Q]可以表達成
η I R—1cJ-] = - Σ em[n — r] · e Ln - r]
Q R r=。， (3)其中m=l，2，. . .，M/2，且R是大于錯誤信號平均值的樣品數目。然而，在計算等式
(3)之前所述自適應子頻帶FIR濾波器必須進行收斂，因此，R需要比Q小得多(也就是說，R〈〈Q)。另一個標準將考慮各個子頻帶FIR濾波器的末端S濾波器系數的能量。在這一情況下，cm[n/Q]可以表達成
η I 1cmH = ~ Σ 9m(Km ,LnJ . 9 Η — , LnJ
Q s 3=0，(4)其中m=l，2，...，Μ/2，且Kni是各個子頻帶中當前的濾波器長度Kjn]。或者，可以將子頻帶輸入信號xm[n]的能量與末端S濾波器系數一起考慮(參見等式5)。在這一情況下，cm[n/Q]可以表達成
ΠI R—1JrI S_1*cM[-] = - Σ xm[n ^ r] ■ xZ[n — r] + : Σ gm(Km-s)[n] · gm_卜s)*[n]
U K r^o^ s=0(5)如上所述，根據等式(3)的標準產生最佳結果，但計算起來費時。當目標系統(tǒng)隨著時間而變化并且輸入信號被任意著色時，應使用根據等式(5)的標準，這一情況可能是發(fā)生在AEC (聲學回聲消除)系統(tǒng)中的情況。在現有的情況下，也就是說，對于子頻帶FIR濾波器設計，可以由設計者將輸入信號χ [η]選擇為白噪音的情況，等式(4)會產生良好質量結果并且同時允許快速調適。為了說明心理聲學方面，可以用相應的權重因數Wm對等式(3)、(4)或(5)中定義的表達式Cm進行加權計算，也就是說，表達式Cm [n/Q]由等式(3)、(4)或(5)中的Wm · cm [n/Q]取代。應選擇權重因數Wm以使得人類聽覺系統(tǒng)的頻率分辨率得到考慮。使用樹皮標度時，因數I可以計算如下
權利要求
1.一種具有至少一個音頻輸出通道的音頻系統(tǒng)，其包括數字音頻處理器，其中對每個通道實施至少一個數字濾波器；每個通道的所述數字濾波器包括 分析濾波器組，其被設置成接收寬頻帶輸入音頻信號并且將所述輸入音頻信號劃分成多個子頻帶，從而提供具有相等帶寬的子頻帶信號，所述子頻帶信號的頻譜組成所述輸入音頻信號的頻譜； 用于每個子頻帶的子頻帶FIR濾波器，從而提供各個被濾過的子頻帶信號；和合成濾波器組，其被設置成接收所述被濾過的子頻帶信號并且將所述子頻帶信號進行組合來提供寬頻帶輸出音頻信號； 其中延遲與每個子頻帶信號相關聯(lián)，將所述子頻帶信號中一個子頻帶信號的所述延遲應用到所述分析濾波器組上游的寬頻帶輸入音頻信號并且將剩余的延遲應用到所述分析濾波器組下游的剩余子頻帶信號。
2.根據權利要求I所述的系統(tǒng)，其進一步包括 低通濾波器，其接收未延遲的輸入音頻信號，并且提供所述分析濾波器組處未被抽頭的最低頻率子頻帶的子頻帶信號作為另一子頻帶信號； 另一子頻帶FIR濾波器，其被設置成過濾所述最低頻率子頻帶信號；和 延遲，其被應用到所述各個子頻帶FIR濾波器的上游或下游的所述最低頻率子頻帶信號， 其中，應用到所述寬頻帶輸入音頻信號的延遲對應于與所述分析濾波器組處抽頭的子頻帶相關聯(lián)的最短延遲。
3.根據權利要求I或2所述的系統(tǒng)， 其中對所述子頻帶FIR濾波器的濾波器系數的數目進行設置，以使得所述子頻帶濾波器的頻率分辨率至少近似對應于人類耳朵的頻率分辨率。
4.根據權利要求I至3中一項所述的系統(tǒng)，其包括至少第一音頻通道和第二音頻通道， 其中以相等延遲來延遲每個寬頻帶輸入音頻信號，所述相等延遲由所述分析濾波器組處抽頭的所有通道的所有子頻帶信號的所述最短延遲給出。
5.根據權利要求I至4中一項所述的系統(tǒng)， 其中所述分析濾波器組和所述合成濾波器組是偶數堆疊⑶TF濾波器組，其對輸入音頻信號按塊進行處理，與所述寬頻帶信號相比較，所述子頻帶信號以對應于塊大小的因數經受下采樣，以及 其中所述經受處理的子頻帶信號的所述最低頻率子頻帶信號和最高頻率子頻帶信號是實值，其中其它子頻帶信號是復值。
6.根據權利要求2所述的系統(tǒng)，其中所述低通濾波器對應于由所述分析濾波器組使用的原型濾波器。
7.一種用于過濾提供在音頻系統(tǒng)的至少一個音頻輸出通道中的至少一個音頻信號的方法；對于每個通道，所述方法包括 接收待過濾的寬頻帶輸入音頻信號，其具有存在于給定頻帶中的頻譜； 將所述輸入音頻信號的頻帶劃分成多個子頻帶，從而提供子頻帶信號，所述子頻帶信號的頻譜組成所述輸入音頻信號的所述頻譜； 使用用于每個子頻帶的各個FIR或IIR濾波器來過濾每個子頻帶信號，從而提供各個被濾過的子頻帶信號； 將所述被濾過的子頻帶信號進行組合，以提供寬頻帶輸出音頻信號； 其中延遲與每個子頻帶相關聯(lián)，將所述子頻帶中一個子頻帶的所述延遲在劃分所述頻帶之前應用到所述寬頻帶輸入音頻信號，并且將剩余的延遲在劃分所述頻帶之后應用到剩余的子頻帶信號。
8.根據權利要求7所述的方法， 其中使用對輸入信號按塊進行處理的第一偶數堆疊GDTF分析濾波器組來進行劃分所述頻帶; 其中劃分所述頻帶進一步包括與所述寬頻帶信號相比較以對應于塊大小的因數對所述子頻帶信號進行下采樣； 其中使用第二偶數堆疊GDTF合成濾波器組來進行組合所述被濾過的子頻帶信號，所述第二偶數堆疊GDTF合成濾波器組對應于所述第一濾波器組并且按塊提供寬頻帶輸出信號；以及 其中將所述被濾過的子頻帶信號進行組合進一步包括與所得寬頻帶信號相比較以對應于所述塊大小的因數對所述子頻帶信號進行上采樣。
9.根據權利要求7或8所述的方法，其進一步包括 低通過濾未延遲的輸入音頻信號，并且提供最低頻率子頻帶的子頻帶信號作為另一子頻帶信號； 使用各個FIR或IIR濾波器來過濾所述最低頻率子頻帶信號，從而提供相應的被濾過的子頻帶信號；以及 在FIR過濾之前或之后延遲所述最低頻率子頻帶信號， 其中應用到所述寬頻帶輸入音頻信號的所述延遲同與所述剩余子頻帶信號相關聯(lián)的最短延遲對應。
10.根據權利要求7至9中一項所述的方法，其中對所述子頻帶FIR濾波器的濾波器系數的數目進行設置，以使得所述子頻帶濾波器的頻率分辨率至少近似對應于人類耳朵的頻率分辨率。
11.根據權利要求7至10中一項所述的方法， 其中所述音頻系統(tǒng)包括至少第一音頻輸出通道和第二音頻輸出通道，以及 其中以相等延遲來延遲每個寬頻帶輸入音頻信號，所述相等延遲由所述劃分所述頻帶所獲得的所有通道的所有子頻帶信號的所述最短延遲給出。
12.根據權利要求9所述的方法， 其中所述低通過濾包括使用與由用于劃分所述頻帶的所述GDFT濾波器組使用的原型濾波器相對應的濾波器作為低通濾波器。
全文摘要
本發(fā)明公開了具有至少一個音頻通道的音頻系統(tǒng)。音頻系統(tǒng)包括數字音頻處理器，其中對每個通道實施至少一個數字濾波器。每個通道的數字濾波器包括分析濾波器組，設置成接收寬頻帶輸入音頻信號并將輸入音頻信號劃分成多個子頻帶，從而提供具有相等帶寬的子頻帶信號，子頻帶信號的頻譜組成輸入音頻信號的頻譜；用于每個子頻帶的子頻帶FIR濾波器，從而提供各個被濾過的子頻帶信號；和合成濾波器組，設置成接收被濾過的子頻帶信號并將子頻帶信號組合來提供寬頻帶輸出音頻信號，其中延遲與每個子頻帶信號相關聯(lián)，將子頻帶信號其中之一的延遲應用到分析濾波器組上游的寬頻帶輸入音頻信號并將剩余的延遲應用到分析濾波器組下游的剩余子頻帶信號。
文檔編號H03H17/02GK102811037SQ20121017358
公開日2012年12月5日 申請日期2012年5月30日 優(yōu)先權日2011年5月30日
發(fā)明者M.克里斯托夫 申請人:哈曼貝克自動系統(tǒng)股份有限公司