專利名稱：具有過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換的讀通道的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般地涉及讀通道，并且更具體地，涉及使用過模數(shù)轉(zhuǎn)換的改進(jìn)的讀通道。
背景技術(shù)：
·
磁記錄讀通道將模擬讀信號轉(zhuǎn)換成對記錄在磁性介質(zhì)上的用戶數(shù)據(jù)的估計(jì)。讀出頭和磁性介質(zhì)引入噪聲和其它失真到讀信號中。例如，隨著磁性記錄中的信息密度的增加，符號間(intersymbol)干擾(ISI)變得更加嚴(yán)重(即，通道脈沖響應(yīng)變得更長)。ISI是一種形式的信號失真，其中一個符號(symbol)干擾一個或多個其它符號。在常規(guī)的讀通道中，連續(xù)時間濾波器(CTF)典型地在模擬域中處理讀信號，來執(zhí)行抗混疊濾波、頻帶限制濾波以減少電子噪聲，以及信號整形濾波以減少ISI。一般地，抗混疊濾波移除奈奎斯特頻率(Nyquist frequency)(等于一半的波特率頻率)以上的殘留信號分量和噪聲以避免混疊。模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)典型地處理CTF輸出來產(chǎn)生數(shù)字樣本以進(jìn)一步在數(shù)字域中進(jìn)行處理。在存在符號間干擾和其它噪聲的情況下，通常在讀通道中使用維特比檢測器來處理數(shù)字樣本并檢測記錄的數(shù)據(jù)位。隨著處理技術(shù)變得更小以及數(shù)據(jù)速率的增加，建立滿足讀通道的要求嚴(yán)格的性能規(guī)格的模擬電路(例如，CTF濾波器)變得越來越具有挑戰(zhàn)性。因此，存在對改進(jìn)的將一部分信號處理負(fù)擔(dān)從模擬域轉(zhuǎn)移到數(shù)字域的讀通道的需求，以從而簡化模擬電路設(shè)計(jì)。還需要改進(jìn)讀通道設(shè)備的信躁比(SNR)和錯誤率性能。因此，存在對改進(jìn)的允許更復(fù)雜的信號處理技術(shù)應(yīng)用于數(shù)字域的讀通道的需求。

發(fā)明內(nèi)容
總的來說，提供了用于使用過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換在讀通道中處理信號的方法和裝置。所公開的過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換通過將至少一部分的平衡和/或?yàn)V波處理轉(zhuǎn)移到數(shù)字域來簡化模擬設(shè)計(jì)。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種在讀通道中處理信號的方法。對模擬輸入信號執(zhí)行過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換來對于給定的位間隔生成與模擬輸入信號對應(yīng)的多個數(shù)字樣本。然后，可以對所述數(shù)字樣本中的一個或多個應(yīng)用數(shù)據(jù)檢測算法來獲得檢測輸出?？蛇x地，可以使用模擬磁阻不對稱(MRA)校正濾波器來對模擬輸入信號進(jìn)行濾波，或者，可選地，可以使用數(shù)字MRA校正濾波器對數(shù)字樣本進(jìn)行濾波?？蛇x地，也可以在過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換之前，使用可變增益放大器(例如，包括低通轉(zhuǎn)角頻率，其減少頻帶外噪聲)來對模擬輸入信號進(jìn)行濾波。在另一變化中，對于給定的單元間隔的所述多個數(shù)字樣本被施加到分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字有限脈沖響應(yīng)(finite impulse response, FIR)濾波器。分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字FIR濾波器還可以包括用于將對于給定的單元間隔的所述多個數(shù)字樣本下采樣成單個數(shù)字樣本的裝置(means)。檢測輸出被施加到一個或多個反饋環(huán)路。例如，反饋環(huán)路可以包括下列中的一個或多個(i)數(shù)字鎖相環(huán)電路，其通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器自適應(yīng)地調(diào)整使用的采樣周期；(i i)偏移電路，其從接收到的模擬輸入自適應(yīng)地調(diào)整任何DC偏移；(iii )增益計(jì)算電路，其自適應(yīng)地調(diào)整在預(yù)處理接收到的模擬輸入信號中使用的增益；和(iv)用于產(chǎn)生用于數(shù)字MAR校正濾波器的反饋值以及一組用于數(shù)字有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的均衡器系數(shù)的一個或多個電路。
所述多個數(shù)字樣本可以被下采樣來對于給定的位間隔產(chǎn)生單個數(shù)字樣本?？蛇x地，可以由包括數(shù)字低通濾波器的集成裝置來執(zhí)行下采樣。通過參考以下的具體描述和附圖將獲得對本發(fā)明以及本發(fā)明進(jìn)一步的特征和優(yōu)點(diǎn)的更全面的理解。


圖I示出了包括不同反饋環(huán)路的示例性常規(guī)數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)；圖2A示出了整合有本發(fā)明的多個不同方面的示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)；圖2B示出了圖2A的可變增益放大器的輸入處的信號和噪聲的功率譜密度；圖2C示出了作為頻率的函數(shù)的圖2A的有限帶寬可變增益放大器的輸出處的信號和噪聲的功率譜密度；圖2D示出了作為頻率的函數(shù)的對于沒有量化噪聲的ADC的圖2A的過采樣ADC輸出處的信號和噪聲的功率譜密度；圖2E和2F分別示出了作為頻率的函數(shù)的圖2A的DLPF和下采樣器的輸出處的信號、噪聲和ADC量化噪聲的功率譜密度；圖3A和3B示出了用于確定用于圖2A的DLPF的濾波器系數(shù)的示例性技術(shù)；圖3C示出了圖2A的DLPF和下采樣器的集成版本的示例性實(shí)現(xiàn)方式；圖4示出了包含數(shù)字MRA校正濾波器的另一示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)；圖5A和5B分別是圖2A和圖4的示例性模擬和數(shù)字MRA校正塊的框圖；圖6示出了包含分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字有限脈沖響應(yīng)(DFIR)濾波器的另一示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)；圖7是圖6的示例性分?jǐn)?shù)間隔的DFIR均衡器的框圖；圖8是可以和圖6的示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)中的圖7的示例性分?jǐn)?shù)間隔的DFIR均衡器結(jié)合使用的示例性檢測器的方框圖；圖9A和9B分別示出了示例性的最小均方(LMS)調(diào)整算法和示例性的迫零(ZF)算法;圖10示出了包含用于數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)和分?jǐn)?shù)均衡的所有元件的完全過采樣的另一示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明不同實(shí)施方式的存儲系統(tǒng)；以及圖12示出了根據(jù)本發(fā)明一個或多個實(shí)施方式的包括接收器的通訊系統(tǒng)。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明提供了一種每個位周期產(chǎn)生多個數(shù)字樣本的過采樣ADC。這樣，可以通過將抗混疊和噪聲頻帶限制濾波和/或均衡處理的至少一部分轉(zhuǎn)移到數(shù)字域，來簡化CTF電路。過采樣ADC允許部分的濾波和/或均衡在模擬域執(zhí)行而部分的濾波和/或均衡在數(shù)字域執(zhí)行。例如，為了減少帶外噪聲的頻帶限制濾波和為了補(bǔ)償符號間干擾的脈沖形狀濾波現(xiàn)在可以在數(shù)字域執(zhí)行。圖I示出了包括不同反饋環(huán)路的示例性的常規(guī)數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)100。數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)100包括模擬前端(AFE)，其通過AC耦接115接收模擬輸入信號110。例如，在輸入信號110 是從磁存儲介質(zhì)感測的磁信號的情況下，AC耦接115可以包括能夠?qū)⒏袦y的磁場轉(zhuǎn)換為相應(yīng)模擬電信號的電路。使用可變增益放大器120放大AC耦接115的輸出?？勺冊鲆娣糯笃?20施加的增益由增益計(jì)算電路130提供的增益反饋值122控制。增益計(jì)算電路130可以是本領(lǐng)域已知的任何能夠基于輸入誤差信號提供可變增益輸出的電路。使用求和元件140將放大的輸入124和偏移值142相加。偏移值142由偏移電路195提供。和144被提供到連續(xù)時間濾波器(CTF) 125，如上所述，其操作來從接收到的模擬信號中濾除不希望的噪聲。連續(xù)時間濾波器125提供表示模擬輸入信號110的數(shù)據(jù)輸入105。連續(xù)時間濾波器125可以是本領(lǐng)域已知的任何能夠從接收到的模擬信號中減少或消除噪聲的濾波器。例如，連續(xù)時間濾波器125可以是能夠從信號中減少或消除高頻噪聲的低通濾波器。如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將清楚的，根據(jù)本發(fā)明的不同實(shí)施方式，可以使用多種濾波器或?yàn)V波器結(jié)構(gòu)。數(shù)據(jù)輸入105被提供到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 150，其將連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換成一系列相應(yīng)的數(shù)字樣本152。根據(jù)由數(shù)字鎖相環(huán)電路160基于接收到的數(shù)據(jù)產(chǎn)生的時鐘信號154獲得數(shù)字樣本152。數(shù)字樣本152被提供到數(shù)字濾波器170，其提供濾波后的輸出172給數(shù)據(jù)檢測器180。數(shù)字濾波器170可以被實(shí)現(xiàn)為，例如，本領(lǐng)域已知的數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波器。數(shù)據(jù)檢測器180提供理想輸出182，其被使用求和元件190從相應(yīng)的數(shù)字樣本152中減去。數(shù)據(jù)檢測器180可以是任何已知的數(shù)據(jù)檢測器電路，例如維特比算法數(shù)據(jù)檢測器。求和元件190的結(jié)果輸出是誤差信號184，其被用于驅(qū)動數(shù)字鎖相環(huán)電路160、偏移電路195和增益計(jì)算電路130。示例性的數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)100使用三個自適應(yīng)反饋環(huán)路。第一環(huán)路包括數(shù)字鎖相環(huán)電路160并操作來自適應(yīng)地調(diào)整由模數(shù)轉(zhuǎn)換器150所使用來采樣數(shù)據(jù)輸入105的采樣周期(即，調(diào)整時鐘信號的相位和/或頻率)。第二環(huán)路包括偏移電路195，其用于自適應(yīng)地調(diào)整接收到的模擬輸入的任何DC偏移。第三環(huán)路包括增益計(jì)算電路130，其用于自適應(yīng)地調(diào)整在對接收到的模擬輸入信號預(yù)處理時使用的增益。示例性的常規(guī)數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)100還可以包括磁阻不對稱(MRA)校正濾波器(圖I中未示出)，例如，在CTF125之前。通常，用于磁性記錄的磁阻(MR)頭呈現(xiàn)非線性傳遞函數(shù)(non-linear transfer functions)。理想地,來自該頭的輸出電流與讀取的磁通量(x)線性相關(guān)。然而，大多數(shù)的頭呈現(xiàn)二次非線性，結(jié)果是輸出電流被表示為s = kx+ax2，其中k是比例系數(shù)，α控制頭中的非線性水平。這種現(xiàn)象被稱為頭中的MR不對稱(MRA)。在常規(guī)讀通道中，模擬部分可能具有MRA校正(MRAC)塊，其逼近對頭輸出進(jìn)行線性化所需的逆?zhèn)鬟f函數(shù)，如將在下面結(jié)合圖5Α進(jìn)一步討論的。如上所述，本發(fā)明認(rèn)識到，一些信號處理負(fù)擔(dān)可以從模擬域(在圖I的ADC之前)轉(zhuǎn)移到數(shù)字域。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，過采樣ADC每個位周期產(chǎn)生多個數(shù)字樣本。除其他益處之外，通過將至少部分的均衡處理轉(zhuǎn)移到數(shù)字域，過采樣的數(shù)字樣本允許CTF電路設(shè)計(jì)簡化。圖2Α示出了包括本發(fā)明的多個方面的示例性的數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)200。數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)200包括模擬前端(AFE)，其以和圖I的常規(guī)數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)類似的方式通過AC耦接215接收 模擬輸入信號210。此外，以和圖I類似的方式，使用可變增益放大器220放大AC耦接215的輸出，并且通過由反饋環(huán)路260提供的增益反饋值222控制AC耦接215的輸出。下面將結(jié)合附圖2Β和2C進(jìn)一步討論可變增益放大器220的輸出。使用求和元件240將放大的輸入224和偏移值242相加。偏移值242以和圖I類似的方式由反饋環(huán)路260提供。如圖2Α所示，和244被提供到可選的MRA校正濾波器265，其逼近對讀取頭的輸出進(jìn)行線性化所需的逆?zhèn)鬟f函數(shù)，如下面將結(jié)合圖5Α進(jìn)一步討論的。MRA校正濾波器265的輸出被施加到可選的CTF225，如上所述地，其可以操作來從接收到的模擬信號中濾除不希望的噪聲。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，通過將至少部分的均衡處理過程轉(zhuǎn)移到數(shù)字域來簡化CTF225。例如，在一個實(shí)施方式中，CTF225執(zhí)行抗混疊濾波，以及電子噪聲的部分頻帶限制濾波。本發(fā)明認(rèn)識到，電子噪聲額外的頻帶限制濾波，以及減少ISI的信號整形濾波，可以在數(shù)字域更好的執(zhí)行，如下面將結(jié)合附圖2F進(jìn)一步討論的。用于CTF225的合適的傳遞函數(shù)H (s)將在下面的標(biāo)題為“確定數(shù)字LPF的系數(shù)”的部分給出，其中分子級指示零點(diǎn)而分母指示極點(diǎn)。CTF 225提供表示模擬輸入信號210的數(shù)據(jù)輸入205。CTF 225可以是本領(lǐng)域中已知的任何能夠減少或消除接收到的模擬信號中的噪聲的濾波器。如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將很容易理解的，根據(jù)本發(fā)明的不同實(shí)施方式可以使用多種濾波器和濾波器架構(gòu)。數(shù)據(jù)輸入205被提供到過采樣ADC 250，其對于每一位間隔將連續(xù)的模擬信號205轉(zhuǎn)換成多個(N個)相應(yīng)的數(shù)字樣本252。例如，對于每一位間隔，該過采樣可以生成Ν=2或Ν=4個數(shù)字樣本252。盡管這里使用Ν=4的示例性過采樣率描述本發(fā)明，然而如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將很容易理解的，可以采用任何過采樣率?？傊^采樣率可以是大于I的任何整數(shù)或分?jǐn)?shù)倍。如上結(jié)合圖I討論的那樣，根據(jù)例如通過環(huán)路260中的數(shù)字鎖相環(huán)電路基于接收到的數(shù)據(jù)產(chǎn)生的時鐘信號254獲得數(shù)字樣本252。然后過采樣數(shù)字樣本252由數(shù)字低通濾波器(DLPF) 275濾波，如下面將結(jié)合附圖3Α到3C進(jìn)一步討論的。一般地，根據(jù)本發(fā)明，DLPF 275執(zhí)行電子噪聲額外的頻帶限制濾波，以及用于降低ISI的信號整形濾波。在圖2Α的示例性實(shí)施例中，由DLPF 275產(chǎn)生的濾波輸出276然后被下采樣電路278下采樣到波特率。如下面將結(jié)合附圖3C進(jìn)一步討論的，可選地，可以將DLPF 275和下采樣電路278實(shí)現(xiàn)為單個電路。由下采樣電路278產(chǎn)生的下采樣輸出279包括對于每一位間隔的單個數(shù)字樣本。以和圖I類似的方式，下采樣輸出279被提供到數(shù)字FIR濾波器270(DFIR)，其提供濾波輸出給數(shù)據(jù)檢測器280。數(shù)據(jù)檢測器280 (諸如，維特比算法數(shù)據(jù)檢測器)提供被反饋環(huán)路260處理的理想輸出282。數(shù)據(jù)檢測器280可以是任何已知的數(shù)據(jù)檢測器電路。示例性的數(shù)據(jù)檢測器680將在下面結(jié)合附圖8進(jìn)一步討論。反饋環(huán)路260可以包括，例如，圖I的增益計(jì)算電路130、偏移電路195和數(shù)字鎖相環(huán)電路160，其分別以和圖I類似的方式產(chǎn)生增益反饋值222、偏移值242和時鐘信號254。此外，反饋環(huán)路260以已知的方式產(chǎn)生用于MRA校正濾波器265的反饋值267 (下面將結(jié)合附圖5A進(jìn)一步討論)以及用于DFIR濾波器270的一組均衡器系數(shù)268 (下面將結(jié)合附圖9A和9B進(jìn)一步討論)。如下面將討論的，圖2B到2F示出了示例性的數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)200中不同點(diǎn)上的各
種功率譜密度。雖然電子和ADC量化噪聲被示出作為實(shí)例，但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來書將很容易理解，這些解釋說明也可以應(yīng)用于存在于VGA218的輸入處的任何其他噪聲成分的功率譜密度。圖2B示出了可變增益放大器220的輸入處的信號218和噪聲287的功率譜密度，其中fbaud是波特率頻率，fnyq是奈奎斯特頻率(等于一半的波特率頻率)。不失一般性地，功率譜密度在圖2B中是理想化的。典型地，數(shù)據(jù)承載信號218將在從O到高達(dá)奈奎斯特頻率fnyq的奈奎斯特頻帶內(nèi)具有顯著的功率密度分量，而噪聲287可以是存在于任何頻率。出于解釋的目的，在圖2B中示出電子噪聲287，其典型地跨所有頻率上是白的且恒定的?，F(xiàn)實(shí)中的信號218也可能包含具有其它頻率特性的噪聲源。如果可變增益放大器不執(zhí)行信號整形或頻帶限制濾波(S卩，如果可變增益放大器220具有高帶寬)，則可變增益放大器220的輸出處的信號224和噪聲287的功率譜密度會看起來類似于圖2B。圖2C示出了作為頻率的函數(shù)的圖2A的可變增益放大器220的輸出處的信號224和噪聲287的功率譜密度，其中可變增益放大器220具有有限的帶寬。在示例性實(shí)施例中，可變增益放大器220具有低通濾波器傳遞函數(shù)，其具有覆蓋直至大約波特頻率fbaud的頻率的通帶，和在大約波特頻率處的低通轉(zhuǎn)角頻率。在這種情況下，示例性的可變增益放大器220應(yīng)該保持模擬信號224而不失真直至波特頻率fbaud，并且切斷在波特頻率以上的噪聲287。在替換的實(shí)施方式中，CTF225執(zhí)行低通濾波功能而不是可變增益放大器220，或者，低通濾波功能分布在可變增益放大器220和CTF225之間。通常，這種低通濾波的低通轉(zhuǎn)角頻率應(yīng)該位于在奈奎斯特頻率和一半過采樣頻率(其在示例性實(shí)施方式中是波特頻率的四倍)之間的某處。為了避免過采樣ADC250的輸出處信號和噪聲分量的混疊，低通濾波器轉(zhuǎn)角頻率不應(yīng)該高于一半的過采樣頻率。為了降低模擬可變增益放大器220或CTF225的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性，選擇低通轉(zhuǎn)角頻率在奈奎斯特頻率之上(例如，波特率頻率)是有利的。在這種情況下，低通轉(zhuǎn)角頻率處傳遞函數(shù)的滾降(rolloff)并不必須設(shè)計(jì)成象常規(guī)波特系統(tǒng)中那樣陡。圖2D示出了作為頻率的函數(shù)的對于沒有量化噪聲的ADC (即，具有無限精確度的理想ADC)的圖2A的過采樣ADC250的輸出處的信號252和噪聲287的功率譜密度。由于過采樣，在四倍(4x)波特頻率處存在噪聲287的噪聲密度287a、287b和信號252的假拷貝(spurious copies) 252a、252b。如圖2D所示，由于在示例性實(shí)施方式中過采樣率是4,因此假拷貝252a、252b、287a、287b是雙側(cè)的，并且以4fbaud為中心。在4x外的其他倍數(shù)(例如，Sx和16x)處存在噪聲287和信號252的另外的雙側(cè)假拷貝，并且為了解釋方便起見這些假拷貝在圖2D中沒有示出。通常，對于N的過采樣率，雙側(cè)假拷貝發(fā)生在N倍波特率頻 率的倍數(shù)處，例如Nfbaud、2Nfbaud和3Nfbaud。注意，對于有限精確度ADC，ADC量化噪聲也會存在。圖2E示出了作為頻率的函數(shù)的圖2A的DLPF275的輸出處的信號276、噪聲287和ADC量化噪聲289的功率譜密度。如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將理解的，由于過采樣，在四倍(4x)波特率頻率處存在信號276的假拷貝276a、276b ;噪聲密度287的假拷貝287a、287b ；以及ADC量化噪聲289的假拷貝289a、289b，但為了圖示方便起見在圖2E中沒有示出。如圖2E所示，由于在示例性實(shí)施方式中，過采樣率是4，因此假拷貝276a、276b、287a、287b、289a、289b是雙側(cè)的并且以4fbaud為中心。由于DLPF實(shí)現(xiàn)在大約奈奎斯特頻率處的低通轉(zhuǎn)角頻率，因此信號276、噪聲287和ADC量化噪聲289的功率譜密度是頻帶受限制的，并且在零和大約fnyq之間不為零。此外，假拷貝276a、276b、287a、287b反映了該頻帶限制。在4x波特率頻率外的其他倍數(shù)例如8x和16x處，存在信號276、噪聲287和ADC量化噪聲289的另外的雙側(cè)假拷貝，并且這些假拷貝在圖2E中示出沒有。圖2F示出了作為頻率的函數(shù)的圖2A的下采樣器278的輸出處的信號279、噪聲287和ADC量化噪聲289的功率譜密度，其中下采樣器278將信號(包括噪聲分量)下采樣到波特率。如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將理解的，由于下采樣到波特率，在波特率頻率的不同倍數(shù)處有信號279的假拷貝279a、279b ;噪聲密度287的假拷貝288a、288b ;以及ADC量化噪聲289的假拷貝290a、290b，但是為了解釋方便起見在圖2F中沒有示出。如圖2F所示，假拷貝279a、279b、288a、288b、290a、290b是雙側(cè)的，并且以波特率頻率fbaud為中心。如上結(jié)合圖2D討論的，由于在下采樣之前利用DLPF的低通濾波，信號279、噪聲287和ADC量化噪聲289的功率譜密度是帶寬受限制的，并且在零和大約fnyq之間非零。此外，假拷貝279a、279b、288a、288b (和所有其它假拷貝)反映了該帶寬限制，并且作為結(jié)果，在下采樣之后沒有混疊發(fā)生。如上所述，根據(jù)本發(fā)明，示例性的DLPF275可以執(zhí)行抗混疊濾波，電子噪聲(和其它噪聲分量)的頻帶限制濾波、和用于降低ISI的信號形狀濾波。通常，抗混疊濾波移除在奈奎斯特頻率之上的任何殘留信號分量和噪聲，從而避免下采樣器278的輸出處的混疊。因此，DLPF275應(yīng)該具有在大約奈奎斯特頻率fnyq處的低通轉(zhuǎn)角頻率。VGA220和/或CTF225將執(zhí)行抗混疊和頻帶限制濾波，以避免過采樣ADC250的輸出處的混疊，而DLPF275將執(zhí)行抗混疊和頻帶限制濾波，以避免下采樣器278的輸出處的抗混疊。VGA220和/或CTF225的低通轉(zhuǎn)角頻率應(yīng)該在奈奎斯特頻率和一半過采樣頻率之間的某處，而DLPF275的低通轉(zhuǎn)角頻率應(yīng)該在奈奎斯特頻率附近。本發(fā)明認(rèn)識到，對于過采樣系統(tǒng)，由于VGA220或CTF225的傳遞函數(shù)在低通轉(zhuǎn)角頻率處的斜率與沒有過采樣的現(xiàn)有技術(shù)波特率系統(tǒng)相比可以是較不陡的，因此VGA 220或CTF 225的設(shè)計(jì)將不是有挑戰(zhàn)性的。通常，過采樣率越高，斜率就越不需要陡。在圖2A-2F所示的示例性實(shí)施方式中，VGA 220限制在波特率頻率之上的不需要的信號分量和噪聲，而DLPF 275限制在奈奎斯特頻率之上的不需要的信號分量和噪聲。可選地，VGA 220、CTF 225或DLPF 275可以執(zhí)行另外的信號形狀濾波，以例如使信號均衡來移除一些或所有的符號間干擾。需要注意，如果VGA 220實(shí)現(xiàn)具有在奈奎斯特頻率和一半過采樣頻率之間某處的低通轉(zhuǎn)角頻率的低通濾波功能，則CTF 225可以被省略。在進(jìn)一步的變型中，CTF 225可以執(zhí)行低通濾波來降低在過采樣ADC 250的一半采樣頻率之上的噪聲。在示例性實(shí)施方式中，CTF 225將僅僅實(shí)現(xiàn)傳遞函數(shù)中的極點(diǎn)(poles)，從而實(shí)現(xiàn)低通濾波。在另一變型中，可選地，CTF 225可以通過提供例如一些高頻增強(qiáng)(boost)來執(zhí)行某些脈沖整形或均衡。在一示例性的實(shí)施方式中，CTF 225也將實(shí)現(xiàn)傳遞函數(shù)中的零點(diǎn)(zeros)來提供高頻增強(qiáng)。如上所述的，用于CTF 225的合適的傳遞函數(shù)H (s)將在下面的名稱為“確定用于 數(shù)字LPF的系數(shù)”的部分中給出，其中分子級指示零點(diǎn)而分母指示極點(diǎn)。確定用于數(shù)字LPF的系數(shù)如上所述，示例性數(shù)據(jù)檢測系統(tǒng)200包括DLPF 275。在示例性實(shí)施方式中，DLPF275被實(shí)現(xiàn)為有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。此外，也可以使用其他的已知的數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)，例如無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器。圖3A和3B示出了用于確定DLPF 275的FIR實(shí)施方式的濾波器系數(shù)的示例性技術(shù)。例如,在Keshab K. Parhi所著“VLSI Digital SignalProcessing Systems:Design and Implementation” (VLSI 數(shù)字信號處理系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn))(1999 年 I 月 4 日)或 John G. Proakis 和 Dimitris K. Manolakis 所著“Digital SignalProcessing"(數(shù)字信號處理)(2006年4月7日，第4版)中，可以找到FIR濾波器的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)方式。再次注意，根據(jù)本發(fā)明的若干方面，示例性DLPF275在數(shù)字域中執(zhí)行以前在常規(guī)讀通道中由CTF在模擬域中執(zhí)行的一個或多個濾波器功能。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，DLPF275被利用較少的自由度編程。為了提供足夠的濾波能力，代替讀通道中傳統(tǒng)CTF225的至少一部分的數(shù)字濾波器需要具有數(shù)個抽頭，還需要對于每個抽頭系數(shù)支持寬的數(shù)值范圍。因此，相比對模擬CTF的優(yōu)化，完備地優(yōu)化數(shù)字濾波器是更困難的。為了有助于此，本發(fā)明將DLPF275的系數(shù)空間映射到模擬CTF225的數(shù)字等價(jià)物，并提供了產(chǎn)生所期望的濾波器系數(shù)的方法。如下面所述的，可以以與常規(guī)模擬CTF225類似的方式，僅使用兩個自由度來優(yōu)化數(shù)字DLPF275 :截止(cutoff)和增強(qiáng)(boost)。通常，截止頻率是傳遞函數(shù)分母部分的幅度響應(yīng)在DC處分母部分的幅度響應(yīng)之下3dB的頻率。類似地，增強(qiáng)是截止頻率處測量的分子部分的幅度響應(yīng)貢獻(xiàn)。典型地，增強(qiáng)提供了接近奈奎斯特頻率的高頻處輸入功率的放大。這提供一些輸入信號的平衡。特別地，DLPF275被設(shè)計(jì)成常規(guī)波特率系統(tǒng)中CTF的雙線性變換的版本。該數(shù)字濾波器通常是IIR (無限脈沖響應(yīng))?？紤]到有限精度細(xì)節(jié)，通過將其映射到IIR濾波器的截?cái)?truncated)脈沖響應(yīng)而將DLPF275進(jìn)一步改變?yōu)镕IR (有限脈沖響應(yīng))模式。在一個示例性實(shí)施方式中，使用用戶指定的截止和增強(qiáng)值生成DLPF275。在給定用戶指定的截止和增強(qiáng)值的情況下，傳遞函數(shù)H (s)被構(gòu)造用于濾波器的模擬版本，如下
權(quán)利要求
1.一種用于在讀通道中處理信號的方法，包括 獲得模擬輸入信號； 對所述模擬輸入信號執(zhí)行過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換以對于給定位間隔產(chǎn)生與所述模擬輸入信號對應(yīng)的多個數(shù)字樣本；以及 對于所述數(shù)字樣本中的ー個或多個執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測算法以獲得檢測輸出。
2.如權(quán)利要求I的方法，還包括如下的步驟 在連續(xù)時間域中對所述模擬輸入信號進(jìn)行濾波，以及以與所述過采樣對應(yīng)的速率對所述數(shù)字樣本中的所述的ー個或多個進(jìn)行濾波。
3.如權(quán)利要求I的方法，還包括如下的步驟 以波特率對所述數(shù)字樣本中的至少ー個進(jìn)行濾波，以及以與所述過采樣對應(yīng)的速率對所述數(shù)字樣本中的至少ー個進(jìn)行濾波。
4.如權(quán)利要求I的方法,還包括如下的的步驟 使用磁阻不對稱MRA校正濾波器進(jìn)行濾波。
5.如權(quán)利要求I的方法，其中在所述過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換之前，使用可變增益放大器對所述模擬輸入信號進(jìn)行濾波，所述可變増益放大器包括低通轉(zhuǎn)角頻率，其降低頻帶外噪聲的。
6.一種讀通道，包括 過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，其中所述數(shù)字信號包括對于給定位間隔的與所述模擬輸入信號對應(yīng)的多個數(shù)字樣本；以及 數(shù)字檢測器，用于對所述數(shù)字樣本中的ー個或多個執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測算法以獲得檢測輸出。
7.如權(quán)利要求6的讀通道，還包括 用于在連續(xù)時間域中對所述模擬輸入信號進(jìn)行濾波的模擬濾波器，以及用于以與所述過采樣對應(yīng)的速率對所述數(shù)字樣本中的所述ー個或多個進(jìn)行濾波的數(shù)字濾波器。
8.如權(quán)利要求6的讀通道，還包括磁阻不對稱MRA校正濾波器。
9.如權(quán)利要求6的讀通道，還包括分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字有限脈沖響應(yīng)濾波器，以對于給定的単元間隔濾波所述多個數(shù)字樣本。
10.ー種集成電路，包括 過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，其中所述數(shù)字信號包括對于給定位間隔的與所述模擬輸入信號對應(yīng)的多個數(shù)字樣本；以及 數(shù)字檢測器，用于對所述數(shù)字樣本中的ー個或多個執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測算法以獲得檢測輸出。
全文摘要
本發(fā)明涉及具有過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換的讀通道。提供了使用過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換在讀通道中處理信號的方法和裝置。對模擬輸入信號執(zhí)行過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換，以對于給定的位間隔產(chǎn)生與模擬輸入信號對應(yīng)的多個數(shù)字樣本。然后可以對數(shù)字樣本中的一個或多個應(yīng)用數(shù)據(jù)檢測算法以獲得檢測輸出。通過將至少部分的均衡和/或?yàn)V波處理轉(zhuǎn)移到數(shù)字域，過采樣模數(shù)轉(zhuǎn)換簡化了模擬設(shè)計(jì)。
文檔編號H03M1/36GK102957431SQ20121030253
公開日2013年3月6日 申請日期2012年8月23日 優(yōu)先權(quán)日2011年8月23日
發(fā)明者J·A·貝雷, N·R·阿拉溫德, E·F·哈拉特什 申請人:Lsi公司