專利名稱：數(shù)字控制功率放大器及數(shù)字控制功率放大器單元的制作方法
技術領域：
本發(fā)明實施例有關功率放大，尤其是指一種具有帶通濾波/暫態(tài)波形控制(transient waveform control)的數(shù)字控制功率放大器以及相關的數(shù)字控制功率放大器單元。
背景技術：
極座標傳送器(polar transmitter)具有若干優(yōu)點，例如可降低調制路徑的復雜度和電流消耗以及消除鏡像干擾抑制(image rejection)問題的能力，因而極座標傳送器較適合使用先進的互補式金屬氧化物半導體(complementary metaloxide semiconductor, CMOS)制程技術。更具體地說，極座標傳送器為一發(fā)射裝置，用來將分解(spit)由一振幅調制(amplitude-modulated, AM)分量以及一相位調制(phase-modulated, PM)分量所組成的復合基頻信號，而非是由一同相位分量(in-phasecomponent)與一正交相位分量(quadrature component)所組成的復合基頻信號。此兩正交分量被重組為一射頻(radio-frequency, RF)輸出信號并且經(jīng)由空氣來傳遞。為了提高功率效率(power efficiency)并且減少硬件成本和芯片面積,極座標傳送器使用一全數(shù)字射頻傳送器前端電路。該全數(shù)字射頻傳送器前端電路的傳統(tǒng)作法使用一數(shù)字控制功率放大器(digitally-controlled power amplifier, DPA),操作上就如同一射頻數(shù)模轉換器(RF digital-to-analog converter, RF-DAC)。該數(shù)字控制功率放大器可含有多個數(shù)字控制功率放大器單元，用來結合一振幅調制信號以及一相位調制信號，并且依照所要的射頻載波頻率和所需的功率電平來傳遞一整體信號。因此，如何設置并且控制該多個數(shù)字控制功率放大器單元來達到所期望的數(shù)字控制功率放大器功能已成為此領域所亟需解決的問題。

就傳統(tǒng)的數(shù)字控制功率放大器單元的作法來說，使用的是一種高效能的切換模式(反向D級/E級(inverse class-D/class-D))功率放大器,然而，電流切換模式數(shù)字控制功率放大器為電感負載的(inductor-loaded),因此，由于此電感負載的切換模式放大器的固有特性，電壓擺幅(voltage swing)將會大于π乘上VDD，其中VDD為供應電壓。為了減少電壓擺幅，必須使用一較低的供應電壓VDD。例如，一直流一直流轉換器(DC-DCconverter)及/或一低壓差穩(wěn)壓器(low-dropout regulator)可以被用來將一電池所提供的一高直流電壓轉換為該數(shù)字控制功率放大器所需要的一低供應電壓VDD，然而不幸的是，由于經(jīng)過了功率轉換，將會造成電池效能的降低。此外,振幅調制取樣若使用一周期性取樣時鐘會產(chǎn)生帶外(out-of-band, 00B)噪聲/復制信號(replica)。一種減少帶外噪聲/復制信號的傳統(tǒng)做法是使用一個更高的取樣頻率，然而此舉將導致更高的功率消耗。另一種傳統(tǒng)上做法則是使用一個更高解析度的數(shù)模轉換器，不過這樣的作法會具有布局上以及物理上的限制。而又另外一種傳統(tǒng)做法是使用一射頻帶通濾波器，然而，此一射頻帶通濾波器的品質因數(shù)偏低且面積偏大。因此，需要一種創(chuàng)新的數(shù)字控制功率放大器單元設計，其具有較佳的效能同時可以有效地減少帶外噪聲/復制信號。此外，由于磁稱合(magneticcoupling)及 / 或直接稱合(direct coupling)(例如，經(jīng)由印刷電路板接地及/或封裝接地(package ground)耦合)所建立的反饋路徑的緣故，傳送器輸出可能會反饋至傳送器的時鐘源(clock source)，因而降低傳送器效能。因此，也需要一個減輕輸出反饋干擾(pulling mitigation)的機制來改善傳送器的效能。

發(fā)明內容有鑒于此，根據(jù)本發(fā)明的示范性實施例，提出一種具有帶通濾波/暫態(tài)波形控制的數(shù)字控制功率放大器以及相關數(shù)字控制功率放大器單元，以解決上述問題。根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，揭露一種示范性具有帶通濾波的數(shù)字控制功率放大器。該示范性數(shù)字控制功率放大器包含有一射頻時鐘輸入、一振幅控制字輸入以及多個數(shù)字控制功率放大器單元。該射頻時鐘輸入用來接收一射頻時鐘。該振幅控制字輸入用來接收一數(shù)字振幅控制字信號。該多個數(shù)字控制功率放大器單元耦接至該射頻時鐘以及該數(shù)字信號，該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的至少一個數(shù)字控制功率放大器單元響應該數(shù)字振幅控制字信號的至少一位而逐漸地開啟及關閉。根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，揭露一種示范性具有暫態(tài)波形控制的數(shù)字控制功率放大器。該示范性數(shù)字控制功率放大器包含有一射頻時鐘輸入、一振幅控制字輸入以及多個數(shù)字控制功率放大器單元。該射頻時鐘輸入用來接收一射頻時鐘。該振幅控制字輸入用來接收一數(shù)字振幅控制字信號。該多個數(shù)字控制功率放大器單元耦接至該射頻時鐘以及該數(shù)字振幅控制字信號，該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的至少一個數(shù)字控制功率放大器單元響應該數(shù)字振幅控制字信號中的至 少一位而急速地開啟及關閉。根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，揭露一種示范性數(shù)字控制功率放大器單元。該示范性數(shù)字控制功率放大器單元包含有一控制器以及一輸出驅動器。該控制器根據(jù)多個偏壓、一射頻輸入以及一數(shù)字振幅控制字信號的一位，來產(chǎn)生多個中間控制信號。該輸出驅動器根據(jù)該多個中間控制信號來產(chǎn)生一射頻輸出。該輸出驅動器含有一 P型電路，具有至少一 P型金屬氧化物半導體晶體管，會其響應該多個中間控制信號中的第一中間控制信號來運作；以及一 N型電路，具有至少一 N型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的第二中間控制信號來運作。本發(fā)明提出的數(shù)字控制功率放大器單元設計提供具有帶通濾波以及暫態(tài)波形控制的數(shù)字控制功率放大器，因而可以有效地減少帶外噪聲/復制信號。為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉實施例，并配合附圖，詳細說明如下。

圖1為依據(jù)本發(fā)明實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的廣義架構模塊示意圖；圖2為依據(jù)本發(fā)明第一實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖；圖3為依據(jù)本發(fā)明第二實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖；圖4為依據(jù)本發(fā)明一實施例的反向器緩沖器的結構示意圖；圖5為依據(jù)本發(fā)明一實施例的與門的結構示意圖6為依據(jù)本發(fā)明一示范實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的輸出級所使用的輸出單元的結構示意圖；圖7為圖6所示的輸出單元的第一電路實施方式的示意圖；圖8為圖6的輸出單元的第二電路實施方式的示意圖；圖9為圖7所示的輸出單元的單一位操作在時域上的波形圖；圖10為圖6所示的輸出單元的第三電路實施方式的示意圖；圖11為第10圖所示的輸出驅動器操作在開啟狀態(tài)的等效電路示意圖；圖12為圖10所示的輸出驅動器操作在關閉狀態(tài)的等效電路示意圖；圖13為圖10所示的輸出單元中的單一位操作在時域上的波形圖；圖14為圖6所示的輸出單元的第四電路實施方式的示意圖；圖15為根據(jù)本發(fā)明一示范性實施例的數(shù)字控制位CB以及控制輸出CB’和Ctrl的波形圖；圖16為圖14所示的輸出驅動器操作在一開啟狀態(tài)的等效電路的示意圖；圖17為圖10所示的輸出驅動器操作在一預充電狀態(tài)的等效電路的示意
圖18為圖10所示的輸出驅動器操作在一關閉狀態(tài)的等效電路的示意圖；圖19為圖14所示的輸出單元的單一位操作在時域上的波形圖；圖20為依據(jù)本發(fā)明一實施例來使用一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的傳送器的不意圖；圖21為具有由一直流電壓調整電路所調整以減輕一時鐘源的輸出反饋干擾的多個供應電壓的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖；圖22為依據(jù)本發(fā)明一實施例而使用另一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的傳送器的不意圖；圖23為依據(jù)本發(fā)明一實施例而使用又另一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的另一傳送器的不意圖。
具體實施方式在說明書及權利要求當中使用了某些詞匯來指稱特定的元件。本領域技術人員應可理解，制造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及權利要求并不以名稱的差異來作為區(qū)分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區(qū)分的準則。在通篇說明書及請求項當中所提及的「包含」為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定于」。另夕卜，「耦接」一詞在本文應理解為包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接于一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接于該第二裝置，或通過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。圖1為依據(jù)本發(fā)明一示范性實施例的一多級(mult1-stage)數(shù)字控制功率放大器的廣義架構模塊示意圖。示范性的多級數(shù)字控制功率放大器100包含有(但不局限于)一射頻(radio-frequency, RF)時鐘輸入 102、一振幅控制字(amplitude control word, ACff)輸入104、一驅動級106 (其包含多個驅動器(即驅動器單元)107_1 107_M)以及一輸出級108 (其包含有多個輸出單元109_1 109_N)。射頻時鐘輸入102用來接收一射頻時鐘RF_IN，舉例而言，射頻時鐘RF_IN為一極座標傳送器中的一內含相位(相位調制)信號,且因此帶有相位相關信息。振幅控制字輸入104用來接收一數(shù)字振幅控制字信號(即一數(shù)字控制字)ACW_IN,舉例來說,數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN為一極座標傳送器中的一內含振幅(振幅調制)信號，且因此帶有振幅相關信息。驅動器107_1 107_M耦接至射頻時鐘RF_IN，并用來產(chǎn)生多個中間信號(intermediate signal) S_1 S_K。關于輸出級108，其耦接至驅動級106來接收中間信號S_1 S_K，并根據(jù)接收到的中間信號S_1 S_K來產(chǎn)生一輸出信號RF_OUT。在此示范性設計中，驅動器107_1 107_M中的至少一個響應于數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN中的至少一位來進行運作，及/或輸出單元109_1 109_N中的至少一個響應于數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN中的至少一位來進行運作，也就是說，驅動器107_1 107_M中的至少一個根據(jù)數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN中的至少一位來控制，及/或輸出單元109_1 109_N中的至少一個根據(jù)數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN的至少一位來控制。舉例來說(但本發(fā)明并不以此為限)，一個或多個輸出單元可能會直接被數(shù)字振幅控制字信號ACff_IN中的一個或多個位所控制，或者是被從數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN中的一個或多個處理位所產(chǎn)生的一個或多個控制位所控制。在一示范性設計中，基于多個數(shù)字控制功率放大器單元之間互相的連接關系，驅動級106以及輸出級108當中的數(shù)字控制功率放大器單元107_1 107_M以及109_1 109_N可以采用一樹狀拓樸(tree topology)或一鏈狀拓樸(chain topology)的方式來設置。請參考圖2，其為依據(jù)本發(fā)明第一實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖。多級數(shù)字控制功率放大器200基于圖1中的硬件架構來配置，故具有一驅動級206以及一輸出級208。驅動級206從一射頻時鐘輸入202接收一射頻時鐘RF_IN(即一相位調制信號)，而輸出級208從一振幅控制字輸入204接收一振幅控制字輸入信號AC W_IN。驅動級206具有多個串接級212、214以及216。應注意的是，驅動級206所使用的串接級的數(shù)量僅供說明用途。串接級212含有多個驅動器211、串接級214含有多個驅動器213以及串接級216含有多個驅動器215。串接級212當中的任一個驅動器211可被耦接至下一串接級214當中的一個或多個驅動器213。此外，耦接至任一驅動器211的驅動器213的數(shù)量可相等或不等于耦接至其他驅動器211的驅動器213的數(shù)量，主要視設計上的實際需求以及考量而定。在使用一樹狀拓樸的情況下，耦接至一驅動器211的驅動器213的數(shù)量可大于I。同樣地，串接級214當中的任一個驅動器213可耦接至下一串接級216當中的一個或多個驅動器215。此外，耦接至任一驅動器213的驅動器215的數(shù)量可相等或不等于耦接至其他驅動器213的驅動器215的數(shù)量，主要視設計上的實際需求以及考量而定。在使用一樹狀拓樸的情況下，耦接至一驅動器213的驅動器215的數(shù)量可大于I。關于輸出級208，其包含有多個輸出單元(output cell)217。驅動級206當中的任一驅動器215可被耦接至輸出級208當中的一個或多個輸出單元217。如圖2所示，任一輸出單元217具有一輸入端Pl以及一輸出端P2。輸入端Pl耦接至驅動級206的最后一串接級216中的驅動器215所產(chǎn)生的多個中間信號Si中的一個。所有的輸出單元217的輸出端P2互相耦接在一起(雖然也可采用間接耦接，但圖中所示為直接耦接)，因此輸出信號RF_0UT來自于啟用的輸出單元217的信號輸出的總合。在使用一樹狀拓樸的情況下，耦接至一驅動器215的輸出單元217的數(shù)量可大于I。舉例來說(但本發(fā)明并不以此為限)，圖2中所有的驅動器211、213、215以及輸出單元217可被配置來響應數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN以控制輸出信號RF_OUT的功率電平，因此驅動級206中的個別的驅動器211、213、215可分別被獨立控制，且輸出級208中的個別的輸出單元217可分別被獨立控制。如上所述，驅動級206用來將內含相位以及振幅的射頻載波耦接至輸出級208，且輸出級208系用來在射頻載波頻率以及所要的功率電平上傳遞一整體信號。因此，對經(jīng)由數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN傳送的位進行適當設定，可使輸出信號RF_OUT的功率被設定在所要求的功率電平。于圖2所示范例中，多級數(shù)字控制功率放大器200中所有的驅動器211、213、215以及輸出單元217均會響應數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN來運作，然而，此僅作為說明用途，而非本發(fā)明的限制。請參考圖3，其為依據(jù)本發(fā)明第二實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖。多級數(shù)字控制功率放大器300基于圖1中的硬件架構來配置。多級數(shù)字控制功率放大器200、300之間主要的差異在于至少一個直接連接到射頻時鐘輸入202的驅動器并不會響應于數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN中的任何位來進行運作。舉例來說(但本發(fā)明不局限于此)，圖3所示的串接級312中配置的所有驅動器(即驅動器單元)311都不被數(shù)字振幅控制字信號ACW_IN所控制。換句話說，當多級數(shù)字控制功率放大器300被用來產(chǎn)生輸出信號RF_0UT時，所有的驅動器311都會被啟動。這樣設計的好處以及優(yōu)點為從前一級電路元件(例如，產(chǎn)生射頻時鐘RF_IN的數(shù)字控制振蕩器)看到的負載會是固定的，因而增加整體傳送器系統(tǒng)的穩(wěn)定度以及精準度。前述的驅動級所使用的數(shù)字控制功率放大器驅動器單元可簡單地用圖4中的反向緩沖器(inverter buffer) 400來加以實現(xiàn)。反向緩沖器400用來根據(jù)一射頻輸入來產(chǎn)生一射頻輸出，而一數(shù)字控制位決定反向緩沖器400為開啟或是關閉。于一設計變化中，前述的驅動級所使用的數(shù)字控制功率放大器驅動器單元可用一邏輯門(logic gate)來實現(xiàn)，例如圖5所示的與門(AND gate) 500，因此，與門500會混合一射頻輸入以及一數(shù)字控制位來產(chǎn)生一射頻輸出，也就是說，門控(logic gating)操作受到數(shù)字控制位的控制。前述的輸出級所使用的數(shù)字控制功率放大器輸出單元也可簡單地用圖4中的反向緩沖器400來實現(xiàn)，因此，數(shù)字控制功率放大器輸出單元直接被數(shù)字控制位所控制。在一設計中，數(shù)字控制功率放大器輸出單元也可間接被數(shù)字控制位所控制。圖6為依據(jù)本發(fā)明一示范實施例的多級數(shù)字控制功率放大器的輸出級所使用的輸出單元的結構示意圖。輸出單兀600包含有一控制器602以及一輸出驅動器604?？刂破?02接收一或多個直流偏壓(DC bias voltage)、一或多個數(shù)字控制位以及一射頻輸入，并根據(jù)輸出驅動器604的實際設計來產(chǎn)生一或多個中間控制信號至后續(xù)的輸出驅動器604。舉例來說，輸出驅動器604可以是一 D級放大器，其包括一或多個P型晶體管所組成的一 P型電路以及一或多個N型晶體管所組成的一 N型電路，因此，控制器602被配置來產(chǎn)生中間控制信號至輸出驅動器604中的晶體管的門極端，而輸出驅動器604便根據(jù)一個或多個中間控制信號來產(chǎn)生一射頻輸出。數(shù)字控制功率放大器驅動器單元/輸出單元可被配置為一單端拓樸(single-ended topology)以符合一單端應用的需求。另外,數(shù)字控制功率放大器驅動器單元/輸出單元還可被配置為一差動拓樸(differential topology)以符合一差動應用的需求。請注意，本發(fā)明的主要概念為針對多個數(shù)字控制功率放大器單元(包括一驅動級中的驅動器單元以及一輸出級中的輸出單元)提供一個創(chuàng)新的多級配置，而非提供數(shù)字控制功率放大器單元本身的實作。任何能夠達到所需的驅動器單元/輸出單元的功能的數(shù)字控制功率放大器單元設計都可用來實現(xiàn)多級數(shù)字控制功率放大器100/200/300中的數(shù)字控制功率放大器單元。這符合本發(fā)明的精神，并落入本發(fā)明的范疇之內。舉例來說(但本發(fā)明不以此為限)，所提出的多級數(shù)字控制功率放大器100/200/300可具有一個或多個以下的特色每一級全面運作在一切換模式以獲得最高效率、不需要直流電平偏壓、每一單元具有一單一射頻輸入且該單一射頻輸入僅包含相位信息以及每一單元具有一單一射頻輸出且該單一射頻輸出包含相位信息以及部分的振幅信肩、O關于圖6所示的輸出單元600，以下提供若干實作電路以作為范例說明。圖7為圖6所不的輸出單兀600的第一電路實施方式的不意圖。輸出單兀700含有一控制器702以及一輸出緩沖器704?？刂破?02用來接收多個偏壓VBIAS_1以及VBIAS_2、一射頻輸入RFIN以及一數(shù)字控制位CB (即一數(shù)字振幅控制字信號中的一位)，并產(chǎn)生多個中間控制信號CSl以及CS2。在此實施例中，控制器702含有一控制電路712以及一耦合電路714?？刂齐娐?12用來根據(jù)偏壓VBIAS_1與VBIAS_2、射頻輸入RFIN以及數(shù)字控制位CB來控制產(chǎn)生中間控制信號CSl與CS2。輸出驅動器704用來根據(jù)中間控制信號CSl以及CS2來產(chǎn)生一射頻輸出RF0UT。在此實施例中，輸出驅動器704具有級聯(lián)的(cascoded)多個電路722以及724，其中電路722為P型電路而電路724為N型電路。P型電路722具有一 P型金屬氧化物半導體(MOS)晶體管M1，其會響應于中間控制信號CSl來運作，而N型電路M2具有一 N型金屬氧化物半導體晶體管M2，其會響應于中間控制信號CS2來運作。關于控制電路712，其包含有一 N型金屬氧化物半導體晶體管M3以及一 P型金屬氧化物半導體晶體管M4，且兩者都被數(shù)字控制位CB所控制。舉例來說，當N型金屬氧化物半導體晶體管M3啟用時(即接通)，P型金屬氧化物半導體晶體管M4則停用(即關閉)，以及當N型金屬氧化物半導體晶體管M3停用時(即關閉)，P型金屬氧化物半導體晶體管M4則啟用(即接通)。由圖7可知，當金屬氧化物半導體晶體管M3被數(shù)字控制位CB(即CB=’ I’ )啟用時，金屬氧化物半導體晶體管Ml的直流偏壓由VBIAS_1來設定，而當金屬氧化物半導體晶體管M4被數(shù)字控制位CB (即CB=’ O’ )啟用時，金屬氧化物半導體晶體管Ml的直流偏壓由VBIAS_2來設定。此外，控制電路712直接傳送射頻輸入RFIN來作為中間控制信號CS2。耦合電路714包含有一電容C以及一電阻R，其中電容C具有一第一端NI耦接至P型金屬氧化物半導體晶體管Ml的門極以及一第二端N2耦接至N型金屬氧化物半導體晶體管M2的門極，而電阻R具有一第一端NI’耦接至前端的控制電路712以及一第二端N2’耦接至電容C的第一端NI。電容C為交流耦合，這樣一來，射頻輸入RFIN所帶有的交流信號成分會耦接到金屬氧化物半導體晶體管Ml的門極，換句話說，中間控制信號CSl以及CS2中的每一信號都會有交流信號成分，且中間控制信號CSl以及CS2具有不同的直流電平，舉例來說，中間控制信號CS2的直流電平可為O. 6V，然而中間控制信號CSl的直流電平為VBIAS_1 或是 VBIAS_2。從圖7可以很容易的得知，輸出驅動器704并非電感負載的，因此輸出單元700中沒有使用到反向D級(D-l)/E級放大器。舉例來說，輸出驅動器704由一 D級放大器所構成，因此避免了傳統(tǒng)的反向D級/E級數(shù)字控制功率放大器單元架構會遇到的電壓擺幅問題。具體來說，輸出單元700的電壓擺幅被限制于VDD電壓之內，輸出單元700的供應電壓VDD因此能夠增加到驅近電池的額定電壓值，因此增進了電池效率。此外，當輸出單元700的電壓擺幅被限制在VDD電壓之內，亦確保了核心元件(core device)和輸入/輸出元件(I/O device)的穩(wěn)定度。圖7所示的P型電路722中的P型金屬氧化物半導體晶體管的數(shù)目以及所示的N型電路724中的N型金屬氧化物半導體晶體管的數(shù)目僅為說明用途。使用多個中間控制信號來控制N型電路及/或P型電路的多個輸入是可行的。圖8為圖6的輸出單元600的第二電路實施方式的示意圖。示范性輸出單元800包含有一控制器802以及一輸出緩沖器804。P型電路822具有多個P型金屬氧化物半導體晶體管Mll以及M12，且N型電路824具有多個N型金屬氧化物半導體晶體管M21以及M22。P型電路822以及N型電路824都有超過一個的金屬氧化物半導體晶體管，控制器802因此被配置來提供多個中間控制信號CS11、CS12、CS21、CS22到輸出驅動器804的輸入。在此實施例中，控制器802包含有一控制電路812以及一耦合電路814。耦合電路814具有一電容C耦接于金屬氧化物半導體晶體管Mll以及M22的門極之間，和一電阻R耦接于前端的控制電路812以及后端的輸出驅動器804之間。關于控制電路812，其包含有多個N型金屬氧化物半導體晶體管M31、M32、M33以及多個P型金屬氧化物半導體晶體管M41、M42、M43，其中金屬氧化物半導體晶體管M31以及M41受控于數(shù)字控制位CBl來決定偏壓VBIAS_11以及偏壓VBIAS_21當中的哪一個應該被輸出至后端的電阻R，金屬氧化物半導體晶體管M32以及M42受控于數(shù)字控制位CB2來決定偏壓VBIAS_12以及·偏壓VBIAS_22當中的哪一個應該被輸出以作為中間控制信號CS12，而金屬氧化物半導體晶體管M33以及M43受控于數(shù)字控制位CB3來決定偏壓VBIAS_13以及偏壓VBIAS_23當中的哪一個應該被輸出以作為中間控制信號CS21。此外，控制電路712直接傳送射頻輸入RFIN來當作中間控制信號CS22。由于輸出驅動器804并非一電感負載的反向D級/E級放大器，因而同樣達到了避免電壓擺幅問題的目的。應注意的是，耦合電路714/814(其包括電阻R以及電容C)可能會影響中間控制信號，進而干擾射頻輸出RFOUT的暫態(tài)波形(transient waveform)。請參考圖9,圖9為圖7所示的輸出單元700的單一位操作在時域上的波形圖。由于電阻電容電路經(jīng)由電阻R以及電容C充電所造成的靴帶效應(boot-strapping effect),因而導致時域上波形的上升沿為負指數(shù)型的斜升(negative exponential ramping up),且由于金屬氧化物半導體晶體管Ml以及M2急速地關閉，因而造成時域上波形的下降沿的立即結束。若上升沿也為陡峭的斜升，便可得到一理想的零階保持(zeiO-order-hold，Ζ0Η)數(shù)模轉換器。本發(fā)明因此提出一方法，其利用一數(shù)字控制充電技術(例如一零階保持充電控制)來達成讓輸出單元700具有零階保持數(shù)模轉換器行為的目的。圖10為圖6所示的輸出單元600的第三電路實施方式的示意圖。示范性輸出單元1000具有一控制器1002以及一輸出驅動器1004。輸出驅動器1004操作在一供應電壓VDD (例如，3. 5V)之下，并根據(jù)多個中間控制信號CS11、CS12、CS21、CS22來產(chǎn)生一射頻輸出RF0UT。P型電路1022具有級聯(lián)(cascoded)的P型金屬氧化物半導體晶體管Mll以及M12，且N型電路1024具有級聯(lián)的N型金屬氧化物半導體晶體管M21以及M22。在此實施例中，利用改變控制器1002的電路及控制順序(control sequence)來實現(xiàn)輸出單元1000的暫態(tài)波形控制，具體地說，輸出單元1000會響應于數(shù)字振幅控制字信號中的一位而急速地(abruptly)開啟以及關閉。關于控制器1002，其含有一控制電路1012以及一耦合電路1014。耦合電路1014具有一電阻R以及一電容C，經(jīng)由對電容C進行電阻式預充電(resistive pre-charding)來得到所需的立即開啟效果。更進一步的細節(jié)請見以下所述。關于控制電路1012，其包含有多個P型金屬氧化物半導體晶體管M31、M32以及多個N型金屬氧化物半導體晶體管M41、M42，其中金屬氧化物半導體晶體管M32以及M42受控于數(shù)字控制位CB2來決定偏壓VBIAS_12(例如3. 6V)以及偏壓VBIAS_22(例如1. 8V)當中的哪一個應該被輸出以作為中間控制信號CS12，而金屬氧化物半導體晶體管M31以及M41受控于數(shù)字控制位CB的反向信號(例如由一反向器1013產(chǎn)生之來決定偏壓VBIAS_11(例如3V)以及偏壓VBIAS_21 (例如2. 4V)當中的哪一個應該被輸出至后端的電阻R。此外，控制電路712直接傳送射頻輸入RFIN來當作中間控制信號CS22，以及直接傳送偏壓VBIAS_22來當作中間控制信號CS21。應注意的是，高阻抗3V節(jié)點(即供應P型金屬氧化物半導體晶體管M31的源極的3V處)需要針對正供應電壓源由于交流信號耦合所造成的漏放電來箝制(clamp)直流電壓電平。數(shù)字控制位CB控制輸出驅動器1004操作在一開啟(ON)狀態(tài)或是一關閉(OFF)狀態(tài)。當數(shù)字控制位CB處于高邏輯電平(即CB=’ I’)、金屬氧化物半導體晶體管M31、M42、M11、M12、M21、M22啟用(即接通)以及金屬氧化物半導體晶體管M41停用(即關閉)時，輸出驅動器1004操作在開啟狀態(tài)。應注意的是，金屬氧化物半導體晶體管Mil、M12、M21、M22的開啟/關閉狀態(tài)還可被射頻輸入RFIN所控制，舉例來說，當RFIN=O時，無論CB的值為何，金屬氧化物半導體晶體管M22保持關閉。請參考圖11，圖11為第10圖所示的輸出驅動器1004操作在開啟狀態(tài)的等效電路示意圖。假設射頻輸入RFIN的平均值會因為直流電平在OV及1. 2V之間不斷切換而為O. 6V，因此，交流耦合電容C的跨壓會是2. 4V。當數(shù)字控制位CB處于低邏輯電平(即CB=’0’)，金屬氧化物半導體晶體管M41以及M32被啟用(即接通)以及金屬氧化物半導體晶體管M31、M42、M11、M12、M21、M22被停用(即關閉)時，輸出驅動器1004操作在該關閉狀態(tài)。請參考圖12，其為輸出驅動器1004操作在關閉狀態(tài)的等效電路示意圖。當輸出驅動器1004進入該關閉狀態(tài)時，控制器1002被用來維持(maintain)電容C的電位差。由于電容C的底端(bottom terminal)會因為射頻輸入RFIN被前級的門控所隔絕而拉低到0V,—預充電壓2. 4V便在電容C的頂端(top terminal)形成。從圖11以及圖12可輕易地看出，無論輸出驅動器1004是否運作在該開啟狀態(tài)或是該關閉狀態(tài)，電容C的跨壓都固定在2. 4V。當數(shù)字控制位CB從‘0’轉換到‘I’時，輸出驅動器1004會離開該關閉狀態(tài)而進入該開啟狀態(tài)，此時電容C的底端會增加到射頻輸入RFIN的平均值(例如O. 6V)，電容C的頂端將相對應提高到3. OV(例如2. 4V+0. 6V)，其等于該開啟狀態(tài)下所需的直流偏壓電平，如此一來，可以避免經(jīng)由電阻R以及電容C充電所造成的電阻電容靴帶效應。圖13為圖10所示的輸出單元1000中的單一位操作在時域上的波形圖。由于交流電容C的電位差保持階段(potential difference maintenance phase)新增至該關閉狀態(tài)的時段中以消除因為電阻電容靴帶效應所導致的較長的暫態(tài)穩(wěn)定時間(transientsettling)，輸出單元1000會響應數(shù)字控制位CB(即數(shù)字振幅控制字信號中的一位)而急速地開啟以及關閉。因此，經(jīng)由控制器電路以及相關控制順序的適當改變，輸出單元1000可具有如圖13所示的理想的零階保持數(shù)模轉換器特性。應注意的是，本發(fā)明所提出的零階保持電容充電控制技巧并不局限于圖10所示的數(shù)字控制功率放大器單元的設計。舉例來說，本發(fā)明所提出的零階保持電容充電控制技巧可應用在輸出單元700以及輸出單元800的暫態(tài)波形控制。這些設計變化也屬于本發(fā)明的范疇。如圖9所示，由于電阻電容靴帶效應的緣故，時域上的波形的上升沿具有一負指數(shù)型的斜升，之后又由于金屬氧化物半導體晶體管Ml以及M2急速地關閉，形成該波型的下降沿的立即結束。若該下降沿也可呈現(xiàn)相對應的指數(shù)型斜降，則單一位脈沖(one-bitpulse)為大約等效地在基頻進行一階低通濾波或者在射頻載波進行帶通濾波，也就是說，當輸出單元能夠產(chǎn)生具有負指數(shù)型斜升的上升沿以及相對應的負指數(shù)型斜降的下降沿的單一位脈沖時，帶外噪聲/復制信號可被減少。本發(fā)明提供一個通過使用一數(shù)字控制充電機制(例如一電阻電容內插式充電控制(RC-1nterpolation charging control))來達到此目的的解決方案。圖14為根據(jù)本發(fā)明一示范實施例圖6所示的輸出單元600的第四電路實施方式的示意圖。示范性輸出單元1400具有一控制器1402以及一輸出驅動器1404。輸出驅動器1404操作在一供應電壓VDD (例如3.1V)之下，并根據(jù)多個中間控制信號CS11、CS12、CS21、CS22產(chǎn)生一射頻輸出RF0UT。P型電路1422具有級聯(lián)的P型金屬氧化物半導體晶體管Mll以及M12，且N型電路1424具有級聯(lián)的N型金屬氧化物半導體晶體管M21以及M22。在此實施例中，利用改變控制器1402的電路以及控制順序來實現(xiàn)輸出單元1400的射頻帶通濾波。具體地說，輸出單元1400會響應數(shù)字振幅控制字信號中的一位(即一數(shù)字控制位CB)而逐漸地(gradually)開啟以及關閉。關于控制器1402，其包含有一控制電路1412以及一耦合電路1414。耦合電路1414具有一電阻R以及一電容C，經(jīng)由對電容C進行電阻式預充電來得到所要的逐漸地開啟以及關閉的效果。更進一步的細節(jié)請見以下所述。關于控制電路1412，其包含有一控制邏輯(control logic) 1416、多個P型金屬氧化物半導體晶體管M31、M32以及多個N型金屬氧化物半導體晶體管M41、M42?？刂七壿?416用來根據(jù)一數(shù)字控制位CB(例如，一數(shù)字振幅控制字信號中的一位)來產(chǎn)生多個控制輸出Ctrl以及CB’。請參考圖15，圖15為根據(jù)本發(fā)明一示范性實施例的數(shù)字控制位CB以及控制輸出CB’和Ctrl的波形圖。在一示范性設計中，控制輸出CB’可由延遲數(shù)字控制位CB從一高邏輯電平轉換至一低邏輯電平的時間來得到，因此，和數(shù)字控制位CB相比，控制輸出CB’具有較長的高邏輯時段。關于控制信號Ctrl，可由延遲數(shù)字控制位CB的反向信號來得到。然而，上述僅供范例說明所用，并非用以作為本發(fā)明的限制。金屬氧化物半導體晶體管M32以及M42由控制輸出CB’來控制以決定偏壓VBIAS_12(例如，3· IV)以及偏壓VBIAS_22 (例如，1. 55V)當中的哪一個應該輸出來當作中間控制信號CS12。金屬氧化物半導體晶體管M31以及M41由控制輸出Ctrl來控制以決定VBIAS_11(例如，3· IV)以及偏壓VBIAS_21(例如，2. 5V)當中的哪一個應該被輸出至電阻R0此外，射頻輸入RFIN直接被傳送以作為中間控制信號CS22，且偏壓VBIAS_22直接被傳送以作為中間控制信號CS21。控制輸出Ctrl以及CB’控制輸出驅動器1404來操作在一開啟狀態(tài)、一預充電階段或一關閉狀態(tài)。當在時間T2以及時間T3之間，控制輸出CB’處在高邏輯電平(即CB’ = ’l’)且控制輸出Ctrl也為高邏輯電平(即Ctrl=’l’)，金屬氧化物半導體晶體管M41、M42、M11、M12、M21、M22開啟(即接通)且金屬氧化物半導體晶體管M31以及M32停用(即關閉)，則輸出驅動器1404操作在該開啟狀態(tài)，如圖16所示，圖16為輸出驅動器1404操作在一開啟狀態(tài)的等效電路的示意圖。當在時間T3以及時間T4之間，控制輸出CB，處在高邏輯電平(即，CB，=，I，)且控制輸出Ctrl為低邏輯電平(B卩，Ctrl=’O’)，金屬氧化物半導體晶體管M31、M42、M11、M12、M21、M22開啟(即接通)且金屬氧化物半導體晶體管M41以及M32停用(即關閉)，則輸出驅動器1404操作在該預充電狀態(tài)。具體地說，當數(shù)字控制位CB的下降沿指示出輸出驅動器1404在時間T3的開啟至關閉的狀態(tài)轉換，控制電路1412會延遲該開啟至關閉狀態(tài)轉換的時間，同時對電容C進行預充電。請參考圖17，圖17為輸出驅動器1404操作在一預充電狀態(tài)的等效電路的示意圖。當輸出驅動器1404進入該預充電狀態(tài)，控制器1402被用來對電容C進行預充電。應注意的是，電容C的底端并未立即被拉低至0V，否則的話，突然的關閉會使開啟至關閉的轉換無法具有緩慢的暫態(tài)。預充電電壓3.1V為故意供應至電容C，從而允許輸出驅動器1404在該下降沿具有一指數(shù)型的電阻電容特性。當在時間T4以及時間T5之間，控制輸出CB’處于低邏輯電平(即CB’ =’ O’)且控制輸出Ctrl為高邏輯電平(即Ctrl=’1’)，金屬氧化物半導體晶體管M32以及M41被啟用(即接通)而金屬氧化物半導體晶體管M31、M42、M11、M12、M21、M22被停用(即關閉)，則輸出驅動器1404會操作在該關閉狀態(tài)。具體地說，當控制輸出CB’具有一從‘I’到‘0’的轉換且控制輸出Ctrl具有一從‘0’到‘I’之轉換，則輸出驅動器1004會離開該預充電狀態(tài)并進入該關閉狀態(tài)，且電容C的底端會被拉低至0V，如圖18所示，圖18為輸出驅動器1404操作在一關閉狀態(tài)的等效電路的示意圖。圖19為圖14所示的輸出單元1400的單一位操作在時域上的波形圖。當關閉動作因為插入于該開啟狀態(tài)以及該關閉狀態(tài)之間的時段的預充電狀態(tài)而被延遲時，該下降沿則可形成負指數(shù)型的電阻電容斜降，如此一來，輸出單元1400會響應數(shù)字控制位CB(即該數(shù)字振幅控制字信號中的一位)而逐漸地開啟以及關閉。因此，可利用適當?shù)母淖兛刂破麟娐芬约翱刂祈樞騺韺崿F(xiàn)輸出單元1400的帶通濾波。輸出單元1400可達到電池的最大可用效能以及在多個無線電共存的情況下減少帶外噪聲指數(shù)(00B noise floor)。應注意的是，本發(fā)明所提出的電阻電容內插式充電控制技術并不局限于圖14所示食物數(shù)字控制功率放大器單元的設計。舉例來說，本發(fā)明所提出的電阻電容內插式充電控制技術可應用于輸出單元700以及輸出單元800的暫態(tài)波形控制。上述這些設計變化也屬于本發(fā)明的范疇之內。上述的示范性數(shù)字控制功率放大器輸出級單元可被采用在本發(fā)明所提出的多級數(shù)字控制功率放大器200/300的輸出級208，然而，此非本發(fā)明的限制，任何使用上述的示范性數(shù)字控制功率放大器輸出級單元的數(shù)字控制功率放大器設計皆屬于本發(fā)明的范疇之內。再者，上述示范性數(shù)字控制功率放大器輸出級單元可使用于耦接至一聯(lián)合傳送/接收射頻端(jointed transmissiton/reception(T/R)RF port)的數(shù)字控制功率放大器。舉例來說，圖2/圖3所示的輸出信號RF _0UT直接耦接至一平衡一不平衡轉換器(balun)。在傳送模式下，有限的電壓軌對軌擺幅確保傳送器裝置以及接收器裝置在所有允許的電池電壓電平范圍內運作穩(wěn)定，因此可實現(xiàn)本發(fā)明所提出的高效能電池設計，并且對電路穩(wěn)定度沒有任何影響與限制。在接收模式下，數(shù)字控制功率放大器被每一輸出單元中的級聯(lián)的金屬氧化物半導體晶體管所門控而關閉。較高的平衡一不平衡轉換器的阻抗轉換比率(Z-tran s format ion ratio)增加了低噪聲放大器(low noise amplifier, LNA)的匹配增益(matching gain),因而得到高電壓增益、低噪聲指數(shù)(noise figure, NF)以及低功率消耗。簡單地說，本發(fā)明所提出的數(shù)字控制功率放大器設計具有若干好處以及優(yōu)點，例如有限電壓軌對軌擺幅以及較高的負載線阻抗(IoadOline impedance)。該有限電壓軌對軌擺幅確保了核心元件以及輸入/輸出元件的穩(wěn)定度。較高的負載線阻抗可允許較小的晶體管尺寸而降低驅動負載。因此，驅動級的電流消耗可于大幅降低的同時還滿足相位噪聲的要求。由于磁耦合及/或直接耦合(例如，經(jīng)由印刷電路板接地及/或封裝接地的耦合)所建立的反饋路徑的緣故，傳送器輸出可能被反饋至傳送器的一時鐘源，因而可能降低傳送器的效能，因此，有必要導入一個減輕輸出反饋干擾(pulling mitigation)的機制以增進傳送器的效能。圖20為依據(jù)本發(fā)明一實施例來使用一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的傳送器的不意圖。傳送器2000包含有一時鐘源2002、一功率放大器(poweramplifier, PA) 2004以及一直流電壓調整電路2006。功率放大器2004用來接收時鐘源2002所產(chǎn)生的一射頻時鐘RF_IN，并且至少根據(jù)射頻時鐘RF_IN來產(chǎn)生一輸出信號RF_OUT。舉例來說(但本發(fā)明并非局限于此)，時鐘源2002可包括一本地振蕩器(localoscillator, L0),例如一數(shù)字控制振蕩器(digital controlled oscillator, DC0)。直流電壓調整電路2006是為了減輕時鐘源2002的輸出反饋干擾來調整供應至功率放大器2004的至少一直流電壓VDC，具體地說，即輸出信號RF_0UT的相位會響應被直流電壓調整電路2006所調整的該至少一直流電壓VDC而被調整，如此一來，時鐘源2002的不想要的輸出反饋干擾可經(jīng)由對該傳送器輸出(即，功率放大器2004的輸出信號RF_0UT)到時鐘源2002的反饋回路進行相位調整來減輕。舉例來說(但本發(fā)明并非局限于此)，該至少一直流電壓VDC可包括一供應電壓或一偏壓。本發(fā)明所提出的減輕輸出反饋干擾的機制可被應用于前述多級數(shù)字控制功率放大器。在一示范性設計中，圖20所示的功率放大器2004包含有一數(shù)字控制功率放大器(例如示范性的多級數(shù)字控制功率放大器100/200/300)，以及該至少一直流電壓VDC包含有驅動級106/206/306及/或輸出級108/208的一個或多個供應電壓。圖21為具有由一直流電壓調整電路所調整以減輕一時鐘源(例如一數(shù)字控制振蕩器)的輸出反饋干擾的多個供應電壓的多級數(shù)字控制功率放大器的結構示意圖。如圖21所示，前述的多級數(shù)字控制功率放大器200/300經(jīng)過修改后會具有一個或多個由直流電壓調整電路2006所調整的供應電壓，其中第一驅動級供應電壓VDD，driver_l用來供應驅動級206/306的第一串接級212/312的驅動器、第二驅動級供應電壓VDD，driver_2用來供應驅動級206/306的第二串接級214的驅動器、第三驅動級供應電壓VDD，driver_3用來供應驅動級206/306的第三串接級214的驅動器，以及一輸出級供應電壓VDD，output用來供應輸出級208的該輸出單元。應注意的是，驅動級供應電壓VDD, driver_l VDD, driver_3以及輸出級供應電壓VDD, output可具有相同的直流電壓電平或是不同的直流電壓電平。在本范例中，多級數(shù)字控制功率放大器200/300中的所有單元都被再利用(reuse)以通過傳輸延遲的調整來控制反饋相位。然而，此僅供說明用途，并非本發(fā)明的限制所在。換句話說，可經(jīng)由調整串接212/312、214、216以及輸出208中的至少一個的供應電壓來同樣達到控制輸出信號RF_OUT的相位以減輕時鐘源的輸出反饋干擾的目的。如前所述，輸出信號RF_0UT的相位主導了減輕輸出反饋干擾的效能。經(jīng)由對供應至功率放大器2004的該至少一個直流電壓VDC的適當設定，時鐘源的輸出反饋干擾可通過對該功率放大器所產(chǎn)生的相對于受擾相位(victim phase)的侵略相位(aggressingphase)的最佳化設定而有效地減輕。本發(fā)明因此提出新增一校正元件至減輕輸出反饋干擾的機制。如圖20所示的傳送器2000的設計變化將于下描述。圖22為依據(jù)本發(fā)明一實施例而使用另一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的傳送器的示意圖。傳送器2200包含有一偵測器2202以及前述的時鐘源2002、功率放大器2004與直流電壓調整電路2006。偵測器2202可用來產(chǎn)生射頻時鐘RF_IN與輸出信號RF_0UT之間的延遲(或相位)的統(tǒng)計結果STAT。直流電壓調整電路2006會參考統(tǒng)計結果STAT來調整至少一直流電壓VDC。圖23為依據(jù)本發(fā)明一實施例而使用又另一示范性減輕輸出反饋干擾的機制的另一傳送器的示意圖。傳送器2300含有一時間數(shù)字轉換器(time-to-digital converter,TDC) 2302以及前述的時鐘源2002、功率放大器2004與直流電壓調整電路2006。舉例來說，傳送器2300為一全數(shù)字鎖相回路(all digital phase lock loop, ADPLL)傳送器,且時間數(shù)字轉換器2303在反饋相位控制中會被再利用。功率放大器2004與時間數(shù)字轉換器2302的供應電壓共用同一直流電壓VDC，因此，時間數(shù)字轉換器2302以及功率放大器2004之間便會具有高度相關的時序延遲特性，因此時間數(shù)字轉換器2302可被用來當做功率放大器延遲的‘代理(proxy) ’。時間數(shù)字轉換器2302用來以數(shù)字方式輸出所產(chǎn)生的RF_IN時鐘與一參考時鐘(未顯示)之間的量化時間差(quantized time difference),因此所產(chǎn)生的時間數(shù)字轉換器輸出TDC_0UT能夠用來估計反向器的延遲。直流電壓調整電路2006響應時間數(shù)字轉換器輸出TDC_0UT的運算來運作，其中時間數(shù)字轉換器輸出TDC_0UT的運算是用來提供時間數(shù)字轉換器的元件延遲特性(例如，反向器延遲)的估計值，因此，基于時間數(shù)字轉換器的元件延遲特性的預估，直流電壓調整電路2006便被用來調整直流電壓VDC以大致上維持住時間數(shù)字轉換器的元件延遲特性。雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，本領域任何技術人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內，當可做些許更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護范圍當視本發(fā)明的權利要求書所界定的范圍為準。
權利要求
1.一種數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，具有帶通濾波的特性，包含有 一射頻時鐘輸入，用來接收一射頻時鐘； 一振幅控制字輸入，用來接收一數(shù)字振幅控制字信號；以及 多個數(shù)字控制功率放大器單元，耦接至該射頻時鐘以及該數(shù)字振幅控制字信號，其中該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的至少一個數(shù)字控制功率放大器單元會響應該數(shù)字振幅控制字信號中的至少一位而逐漸地開啟以及關閉。
2.如權利要求1所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該逐漸地開啟以及關閉是經(jīng)由對一電容進行電阻式充電而實現(xiàn)。
3.如權利要求1所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的該至少一數(shù)字控制功率放大器單元包含有 一控制器，用來接收該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位，以及產(chǎn)生多個中間控制信號；以及 一輸出驅動器，用來根據(jù)該多個中間控制信號以產(chǎn)生一射頻輸出，該輸出驅動器包含有 一 P型電路，具有至少一 P型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的第一中間控制信號來運作；以及 一 N型電路，具有至少一 N型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的第二中間控制信號來運作。
4.如權利要求3所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該控制器包含有 一耦合電路，包含有一電容，該電容具有第一端耦接至該P型金屬氧化物半導體晶體管的柵極以及第二端耦接至該N型金屬氧化物半導體晶體管的柵極；以及 一控制電路，用來根據(jù)該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位來控制該多個中間控制信號。
5.如權利要求4所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該耦合電路另包含有一電阻，以及該電阻具有第一端耦接至該控制電路以及第二端耦接至該電容的該第一端。
6.如權利要求4所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，當該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位指示出該輸出驅動器的開啟至關閉狀態(tài)轉換時，該控制電路用來同時地延遲該開啟至關閉狀態(tài)轉換并對該電容進行預充電。
7.如權利要求3所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該輸出驅動器為D級放大器。
8.一種數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，具有暫態(tài)波形控制的特性，包含有 一射頻時鐘輸入，用來接收一射頻時鐘； 一振幅控制字輸入，用來接收一數(shù)字振幅控制字信號；以及 多個數(shù)字控制功率放大器單元，耦接至該射頻時鐘以及該數(shù)字振幅控制字信號，其中該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的至少一個數(shù)字控制功率放大器單元會響應該數(shù)字振幅控制字信號中的至少一位而急速地開啟以及關閉。
9.如權利要求8所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該急速地開啟是經(jīng)由對一電容進行電阻式充電而實現(xiàn)。
10.如權利要求8所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的該至少一個數(shù)字控制功率放大器單元包含有 一控制器，用來接收該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位，以及產(chǎn)生多個中間控制信號；以及 一輸出驅動器，用來根據(jù)該多個中間控制信號來產(chǎn)生一射頻輸出，該輸出驅動器包含有 一 P型電路，具有至少一 P型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的第一中間控制信號來運作；以及 一 N型電路，具有至少一 N型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的第二中間控制信號來運作。
11.如權利要求10所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該控制器包含有 一耦合電路，包含有一電容，該電容具有第一端耦接至該P型金屬氧化物半導體晶體管的柵極以及第二端耦接至該N型金屬氧化物半導體晶體管的柵極；以及 一控制電路，用來根據(jù)該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位來控制該多個中間控制信號。
12.如權利要求11所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該耦合電路另包含有一電阻，以及該電阻具有第一端耦接至該控制電路以及第二端耦接至該電容的該第一端。
13.如權利要求11所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，當該輸出驅動器進入一關閉狀態(tài)時，該控制電路用來保持該電容的電位差。
14.如權利要求10所述的數(shù)字控制功率放大器，其特征在于，該輸出驅動器為一D級放大器。
15.一種數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，包含有 一控制器，用以根據(jù)多個偏壓、一射頻輸入以及一數(shù)字振幅控制字信號的至少一位，來產(chǎn)生多個中間控制信號；以及 一輸出驅動器，用來根據(jù)該多個中間控制信號來產(chǎn)生一射頻輸出，該輸出驅動器包含有 一 P型電路，具有至少一 P型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的至少一第一中間控制信號來運作；以及 一 N型電路，具有至少一 N型金屬氧化物半導體晶體管，其會響應該多個中間控制信號中的至少一第二中間控制信號來運作。
16.如權利要求15所述的數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，該控制器包含有 一耦合電路，包含有一電容，該電容具有第一端耦接至該P型金屬氧化物半導體晶體管的柵極以及第二端耦接至該N型金屬氧化物半導體晶體管的柵極；以及 一控制電路，用以根據(jù)該多個偏壓、該射頻輸入以及該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位元，來控制該多個中間控制信號。
17.如權利要求16所述的數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，該耦合電路另包含有一電阻，以及該電阻具有第一端耦接至該控制電路以及第二端耦接至該電容的該第一端。
18.如權利要求16所述的數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，當該數(shù)字振幅控制字信號中的該至少一位指示出該輸出驅動器的開啟至關閉狀態(tài)轉換時，該控制電路用來同時延遲該開啟至關閉狀態(tài)轉換并對該電容進行預充電。
19.如權利要求16所述的數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，當該輸出驅動器進入一關閉狀態(tài)時，該控制電路用來保持該電容的電位差。
20.如權利要求15所述的數(shù)字控制功率放大器單元，其特征在于，該輸出驅動器為D級放大器。
全文摘要
本發(fā)明提供一種數(shù)字控制功率放大器以及數(shù)字控制功率放大器單元，該數(shù)字控制功率放大器具有帶通濾波或暫態(tài)波形控制特性。其中具有帶通濾波的數(shù)字控制功率放大器包含有一射頻時鐘輸入、一振幅控制字輸入以及多個數(shù)字控制功率放大器單元。該射頻時鐘輸入用來接收一射頻時鐘。該振幅控制字輸入用來接收一數(shù)字振幅控制字信號。該多個數(shù)字控制功率放大器單元耦接至該射頻時鐘以及該數(shù)字振幅控制字信號，其中該多個數(shù)字控制功率放大器單元中的至少一個單元響應該數(shù)字振幅控制字信號的至少一位而逐漸地開啟及關閉。本發(fā)明提出的數(shù)字控制功率放大器單元設計提供具有帶通濾波以及暫態(tài)波形控制的數(shù)字控制功率放大器，因而可以有效地減少帶外噪聲/復制信號。
文檔編號H03F3/20GK103051295SQ20121039279
公開日2013年4月17日 申請日期2012年10月16日 優(yōu)先權日2011年10月17日
發(fā)明者賴玠瑋, 洪夢熊, 羅伯·伯根·史塔斯魏奇 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司