高頻信號處理裝置及無線通信裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)功耗的降低的高頻信號處理裝置以及具備該高頻信號處理裝置的無線通信裝置。例如，在對高頻功率放大器(HPA)的指示功率電平(PWCS)在第二基準值以上的情況下，電源電壓控制電路(VDCTL)使用包絡線檢測電路(ADETC)的檢測結果對高速DC-DC轉(zhuǎn)換器(DCDC)進行控制，并且通過使偏置控制電路(BSCTL)指示固定的偏置值來進行包絡追蹤。另一方面，在該指示功率電平在第二基準值～第一基準值之間的情況下，VDCTL和BSCTL分別指示與該指示功率電平的下降成正比地下降的電源電壓(VDD)和偏置值，在小于第一基準值的情況下，分別指示固定的VDD和偏置值。
【專利說明】高頻信號處理裝置及無線通信裝置
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及高頻信號處理裝置及無線通信裝置，尤其涉及適用于移動電話用的無線通信裝置以及成為該無線通信裝置的一部分的高頻信號處理裝置的有效技術。
【背景技術】
[0002]例如，在專利文獻I中揭示了以下無線通信裝置，在該無線通信裝置中，當輸出功率在規(guī)定以上時使用EER(Envelope Elimination and Restoration:包絡消除與恢復)方式進行功率放大，當輸出功率小于規(guī)定時使用線性方式進行功率放大。
現(xiàn)有技術文獻 專利文獻
[0003]專利文獻1:日本專利第3979237號公報
發(fā)明概要
發(fā)明所要解決的技術問題
[0004]近年來，在例如移動電話機等無線通信裝置中，在小型化的同時還要求降低通話電流(talk current)。通話電流表示發(fā)送信號時各輸出功率電平的使用頻率的概率分布與各輸出功率電平中高頻功率放大部的消耗電流的積分值。通過降低該通話電流，能夠降低移動電話機等的功耗，進而能夠延長電池壽命等。圖9是表示在使用ff-CDMA (ffideband-Code Division Multiple Access:寬帶碼分多址)的移動電話機中，各輸出功率電平的使用頻率的概率分布的一個示例的圖。如圖9所示，在例如使用W-CDMA的移動電話機中，大多使用以OdBm附近為中心的低功率電平。因此，提高高頻功率放大部在該低功率電平中的功率附加效率(PAE =Power Added Efficiency)對降低通話電流(功耗)是有益的。
[0005]這里，作為提高功率附加效率(PAE)的方法，可考慮采用例如包絡追蹤(enveloptracking)方式。圖10是表示在具備作為本發(fā)明的前提進行過探討的包絡追蹤方式的無線通信裝置中，其高頻功率放大部的簡要結構例的框圖。圖1lB是表示圖10中的包絡追蹤方式的動作例的說明圖，圖1lA是表示作為其比較例的線性方式的動作例的說明圖。如圖10所示，要實現(xiàn)包絡追蹤方式，就需要具備高頻功率放大器ΗΡΑ、檢測HPA的輸入功率信號Pin中所包含的振幅調(diào)制分量(包絡線(包絡))的振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC’、以及生成用于追蹤該包絡的電源電壓VDD的高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C。
[0006]圖1lA示出在不使用包絡追蹤方式而將電源電壓VDD設為固定值的情況下的動作例。VDD的值設定為使得高頻功率放大器HPA的最大輸出電壓振幅保持在輸出晶體管的最低線性工作電壓Vk以上。Vk可稱為拐點(knee)電壓等，若HPA的輸出電壓振幅處于小于Vk的區(qū)域，則由于晶體管的工作區(qū)域進入三極管區(qū)域(FET中的非飽和區(qū)域)等，從而無法確保線性放大動作。這里，在將VDD設為固定值的情況下，由圖1lA可知，當HPA的輸出電壓振幅(調(diào)制信號的信號振幅)與最大振幅時(圖中Amax)相比較小時(圖中的Amin)，VDD的值大小超過必要。其結果是，可能產(chǎn)生如圖1lA中的斜線部分所示那樣的直流功率的損耗。
[0007]另一方面，在采用圖10所示的結構的同時使用包絡追蹤方式的情況下，如圖1lB所示，對高頻功率放大器HPA的電源電壓VDD進行控制，以使其追蹤調(diào)制振幅。在這種情況下，HPA的輸出電壓振幅(調(diào)制信號的信號振幅)的最低電壓大致保持在最低線性工作電壓Vk，而與隨時間序列變化的信號振幅的大小無關。其結果是，能夠抑制在圖1lA中成為問題的直流功率損耗的主要原因。若使用這種包絡追蹤方式，則例如在目前眾所周知的W-CDMA的情況下，能夠使平均電源電壓降低約3.5dB?4dB左右。其結果是，理想情況下能使功耗降低35%?40%左右。若假設高速IX:DC轉(zhuǎn)換器IX:DC的效率為80%，雖然還取決于高頻功率放大器HPA的效率，但作為高頻功率放大部整體仍能夠期待得到15%左右的效率的改
盡
口 ο
[0008]然而，實際上，若降低高頻功率放大器HPA的輸出功率(輸出電壓振幅)，并使其達到某個程度以下，則有時會因包絡追蹤方式而難以獲得低功耗化的效果。即，例如，參照圖11A，在輸出電壓振幅非常小的情況下，即使不使用包絡追蹤方式，而將電源電壓VDD固定在降低某個程度的狀態(tài)，也不會產(chǎn)生那么大的損耗。在這種狀態(tài)下，若假設使用包絡追蹤方式，則伴隨著包絡追蹤高速DCDC轉(zhuǎn)換器DCDC的功耗成為主導，從而有可能導致低功耗反而無法實現(xiàn)。此外，在輸出電壓振幅降低的情況下，利用高速DC-DC轉(zhuǎn)換器DCDC對VDD進行控制時的精度也有可能成為問題。因此，考慮采用以下方式，即:利用例如專利文獻I的方式，在輸出電壓振幅降低某個程度的情況下，在將VDD設為固定值的狀態(tài)下以線性方式來進行放大動作。
[0009]然而，例如，在W-CDMA等中，如圖9所示，大多使用以OdBm附近為中心的低功率電平。但如上所述，包絡追蹤方式是對輸出功率電平處于某較高程度的情況有益的技術，因此，在這種低功率電平下有可能無法得到有益的效果。因此，在該低功率電平下，雖然考慮使用將電源電壓VDD設為固定值的狀態(tài)下的線性方式，但這種方式也難以獲得那么大的低功耗效果。為了在實際使用中的移動電話機等中獲得較好低功耗效果，對該低功率電平的情況進行研究是尤其重要的。
[0010]后述的各實施方式是鑒于此而完成的，其一個目的在于提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)功耗降低的高頻信號處理裝置以及具備該高頻信號處理裝置的無線通信裝置。通過本說明書的敘述和附圖可知本發(fā)明的上述目的以及其他目的和新的特征。
解決技術問題所采用的技術方案
[0011]以下對本申請所揭示的用于解決問題的手段中的代表性的手段的概要進行簡單說明。
[0012]本申請的一實施方式的無線通信裝置包括功率放大電路、向功率放大電路提供電源電壓的電源生成電路、對功率放大電路的偏置進行控制的偏置控制電路、以及第一和第二動作模式。電源生成電路在第二動作模式的情況下，對功率放大電路生成與指示功率電平的上升成正比地上升的電源電壓，在第一動作模式的情況下，生成固定的電源電壓。偏置控制電路在第二動作模式的情況下，以提供與指示功率電平的上升成正比地上升的偏置的方式來對功率放大電路進行控制，在第一動作模式的情況下，以提供固定的偏置的方式來對功率放大電路進行控制。第二動作模式在指示功率電平為第一基準值以上的情況下執(zhí)行，第一動作模式在指示功率電平小于第一基準值的情況下執(zhí)行。
發(fā)明效果
[0013]根據(jù)上述一實施方式的無線通信裝置，能夠?qū)崿F(xiàn)功耗的降低。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0014]圖1是表示本發(fā)明的實施方式I的無線通信裝置中的主要部分的簡要結構例的框圖。
圖2A是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖2B是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖2C是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖3是表示在圖1和圖2A?圖2C中，包絡追蹤模式時的高頻功率放大器的動作狀況的一個示例的說明圖。
圖4A是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的其他動作例的說明圖。
圖4B是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的其他動作例的說明圖。
圖4C是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的其他動作例的說明圖。
圖5是表示本發(fā)明的實施方式I的無線通信裝置整體的簡要結構例的框圖。
圖6是表示圖1和圖2A?圖2C的無線通信裝置的詳細結構例的電路框圖。
圖7A是表示在本發(fā)明的實施方式2的無線通信裝置中，圖1的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖7B是表示在本發(fā)明的實施方式2的無線通信裝置中，圖1的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖7C是表示在本發(fā)明的實施方式2的無線通信裝置中，圖1的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。
圖8是表示本發(fā)明的實施方式3的無線通信裝置中的主要部分的簡要結構例的框圖。圖9是表示在使用W-CDMA的移動電話機中，各輸出功率電平的使用頻率的概率分布的一個示例的圖。
圖10是表示在具備作為本發(fā)明的前提而進行過探討的包絡追蹤方式的無線通信裝置中的高頻功率放大部的簡要結構例的框圖。
圖1lA是表示線性方式的動作例的說明圖。
圖1lB是表示圖10中的包絡追蹤方式的動作例的說明圖。
圖12是表示高頻功率放大器的電氣特性的一個示例的說明圖。
【具體實施方式】
[0015]在以下的實施方式中，為了方便，在需要時會分割成多個部分或?qū)嵤┓绞竭M行說明，但除了特別明確表示的情況以外，它們并不是彼此無關的，會存在一方是另一方的一部分或全部的變形例、詳細說明、補充說明等關系。此外，在以下的實施方式中，在提到要素的數(shù)量等(包含個數(shù)、數(shù)值、量、范圍等)時，除了特別明確表示的情況以及在原理上明確限定為特定數(shù)量的情況等以外，并不限于該特定的數(shù)量，也可以在特定的數(shù)量以上或以下。
[0016]而且，在以下的實施方式中，除了特別明確表示的情況以及在原理上認為明顯是必須的情況等以外，其構成要素(也包含要素步驟等)當然也并非是必須的。同樣，在以下的實施方式中，在提到構成要素等的形狀、位置關系等時，除了特別明確表示的情況以及在原理上認為明顯不是這樣的情況等以外，也包含實質(zhì)上與其形狀等近似或類似的情況等。這一情況對于上述數(shù)值及范圍而言也是相同的。
[0017]此外，在實施方式中，使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor:金屬氧化物半導體場效應晶體管)(簡稱為MOS晶體管)作為MISFET (MetalInsulator Semiconductor Field Effect Transistor:金屬絕緣體半導體場效應晶體管)(簡稱為MIS晶體管)的一個示例，但作為柵極絕緣膜并不排除非氧化膜。附圖中，對MOS晶體管的基板電位的連接并未特別明確表示，只要MOS晶體管在可正常動作的范圍內(nèi)，則對其連接方法沒有特別的限定。
[0018]以下，基于附圖對本發(fā)明的實施方式進行詳細說明。另外，在用于說明實施方式的所有附圖中，對相同的構件原則上標注相同的標號，并省略其重復的說明。
[0019](實施方式I)
《無線通信裝置的主要部分的簡要結構》
圖1是表示本發(fā)明的實施方式I的無線通信裝置中的主要部分的簡要結構例的框圖。圖1所示的無線通信裝置包括:高頻信號處理部RFBK、振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC,電源電壓控制電路VDCTL、偏置控制電路BSCTL、高速DC-DC轉(zhuǎn)換器DCDC、以及高頻功率放大器ΗΡΑ。圖1的結構例與上述圖10的結構例相比，其特征在于增加了電源電壓控制電路VDCTL和偏置控制電路BSCTL。
[0020]高頻信號處理部 RFBK進行將基帶信號轉(zhuǎn)換成具有規(guī)定頻帶的高頻信號的轉(zhuǎn)換(上變頻)處理等，并將該高頻信號作為輸入功率信號Pin經(jīng)由振幅檢測電路ADETC向高頻功率放大器HPA輸出。此外，RFBK向電源電壓控制電路VDCTL和偏置控制電路BSCTL輸出輸出功率控制信號PWCS。PWCS是用于設定HPA中輸出功率電平(Pout)的平均值的信號，是例如基于來自未圖示的基帶單元的指示功率而生成的信號。
[0021 ] 振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC對由高頻信號處理部RFBK輸出的輸入功率信號Pin的振幅(包絡線(包絡))進行檢測，并將該檢測結果作為振幅控制信號(包絡線檢測信號)AMCS輸出至電源電壓控制電路VDCTL。電源電壓控制電路VDCTL的詳細內(nèi)容將在后文中敘述，但電源電壓控制電路VDCTL根據(jù)輸出功率控制信號PWCS和振幅控制信號(包絡線檢測信號)AMCS生成電源控制信號VDCS。高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C生成與該VDCS對應的電源電壓VDD，并將該VDD提供給高頻功率放大器ΗΡΑ。偏置控制電路BSCTL的詳細內(nèi)容將在后文中敘述，但偏置控制電路BSCTL根據(jù)輸出功率控制信號PWCS生成偏置控制信號BSCS。HPA利用基于該VDD和BSCS的偏置來對Pin進行功率放大，并輸出輸出功率信號Pout。
[0022]《無線通信裝置的主要部分的簡要動作》
圖2Α~圖2C是表示圖1中的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖。圖2Α表示高頻功率放大器HPA的輸出功率電平與增益之間的關系，圖2Β表示HPA的輸出功率電平和電源電壓VDD之間的關系，圖2C表示HPA的輸出功率電平和偏置電流IBS之間的關系。如圖2Α~圖2C所示，首先，在輸出功率電平在Ρ2(例如15dBm)以上的情況下，圖1的無線通信裝置使用包絡追蹤方式進行動作。在本實施方式中，將該動作模式稱為包絡追蹤模式。
[0023]具體而言，圖1的電源電壓控制電路VDCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別出HPA中所設定的輸出功率電平(平均功率)在P2以上時，生成電源控制信號VDCS，使得輸出功率電平(平均功率)反映在由例如振幅控制信號AMCS形成的包絡中。即，根據(jù)例如輸出功率電平(平均功率)確定電源電壓的平均值，并生成電源控制信號VDCS，使得以該平均值為基準，電源電壓追蹤基于AMCS的包絡，并以規(guī)定的振幅進行變化。高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C通過接收這種VDCS來生成如圖1lB所示那樣的電源電壓VDD。
[0024]此外，圖1的偏置控制電路BSCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別出HPA中所設定的輸出功率電平(平均功率)在P2以上時，如圖2C所示那樣生成偏置控制信號BSCS，以將偏置電流IBS固定為規(guī)定的電流值12(例如2mA等)。在使用包絡追蹤方式時，若偏置電流IBS發(fā)生變化，則HPA的增益會發(fā)生較大幅度的變化，有時難以用電源電壓進行高精度的振幅控制，因此，在使用包絡追蹤方式時通常使偏置電流固定。另外，包絡追蹤模式時的HPA的增益G2例如為25dB等，HPA中所設定的最大輸出功率電平P3例如為27dBm等。此夕卜，包絡追蹤方式的實現(xiàn)方法并不特別限定如此。
[0025]另一方面，如圖2A?圖2C所示，在輸出功率電平在P2(例如15dBm等)?Pl (例如5dBm等)的范圍的情況下，圖1的無線通信裝置不使用包絡追蹤方式，而使用電源電壓和偏置電壓的可變控制方式進行動作。在本實施方式中，將該動作模式稱為可變控制模式。可變控制模式中，如圖2A所示，圖1的無線通信裝置根據(jù)輸出功率電平的值使高頻功率放大器HPA的增益以例如ldB/dB的比率從包絡追蹤模式時的G2 (例如25dB等)向Gl (例如15dB等)降低。
[0026]具體而言，圖1的電源電壓控制電路VDCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別出HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在P2?Pl的范圍內(nèi)時，如圖2B所示，生成電源控制信號VDCS，使得電源電壓VDD與該輸出功率電平的降低成正比地單調(diào)下降。VDD在上述包絡追蹤模式時根據(jù)輸出振幅(瞬時功率)適當?shù)剡M行推移，而在該可變控制模式時VDD被設為固定電壓。其中，該固定電壓的值可按以下方式進行可變控制，即:使得該固定電壓的值以包絡追蹤模式時的輸出功率電平P2時的VDD的平均電源電壓為起點，與輸出功率電平的從P2到Pl的下降成正比地向Vl (例如0.5V等)依次下降。另外，包絡追蹤模式時的VDD的最大值V2為例如3.4V等。
[0027]同樣地，圖1的偏置控制電路BSCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別為HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在P2?Pl的范圍內(nèi)時，如圖2C所示，生成偏置控制信號BSCS，使得偏置電流IBS與該輸出功率電平的降低成正比地單調(diào)下降。IBS是與上述包絡追蹤模式時的輸出功率電平無關的固定電流，可按以下方式進行可變控制，即:使得在該可變控制模式時IBS與輸出功率電平的從P2(例如15dBm等)到Pl (例如5dBm等)的下降成正比地從12 (例如2mA等)向Il (基于HPA的增益等的規(guī)定值)依次下降。
[0028]并且，如圖2A?圖2C所示，在輸出功率電平在小于Pl (例如5dBm等)的范圍內(nèi)時，圖1的無線通信裝置不使用包絡追蹤模式，也不使用可變控制模式，而將電源電壓和偏置設為固定來進行動作。在本實施方式中，將該動作模式稱為固定控制模式。具體而言，圖1的電源電壓控制電路VDCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別出HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在小于Pl的范圍內(nèi)時，如圖2B所示，生成電源控制信號VDCS，使得電源電壓VDD固定為VI，而與輸出功率電平無關。同樣地，圖1的偏置控制電路BSCTL參照PWCS，在識別出HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在小于Pl的范圍內(nèi)時，如圖2C所示，生成偏置控制信號BSCS，使得偏置電流IBS固定為II，而與輸出功率電平無關。V1、Il的值取決于晶體管的性能，可根據(jù)可進行線性放大動作的性能上的極限值(拐點電壓等)進行適當?shù)卦O定。
[0029]在這種結構和動作中，如上所述，在包絡追蹤模式下，由于高速DC-DC轉(zhuǎn)換器ECDC的功耗、精度等原因，若平均輸出功率(Pout)不在比規(guī)定的基準電平(圖2的P2(例如15dBm等))大的范圍內(nèi)，則有可能無法獲得足夠的降低功耗等效果。因此，本實施方式的主要特征之一為:具備如圖2所述的那樣的可變控制模式，在平均輸出功率(Pout)在規(guī)定的基準電平(圖2的P2(例如15dBm等))以下的情況下，根據(jù)平均輸出功率(Pout)的降低來使電源電壓VDD和偏置電流IBS降低。
[0030]若平均輸出功率(Pout)依次下降，則即使電源電壓VDD也與其相應地依次下降，也能夠在高頻功率放大器HPA中毫無問題地進行線性放大動作，并且，通過降低VDD，能夠降低HPA的功耗。此外，若平均輸出功率(Pout)依次下降，能夠使偏置電流IBS (即HPA的增益)也與其相應地依次下降，這也能夠降低HPA的功耗。其結果是，以例如圖9為例，能夠降低實際使用中會以較高的概率使用的、尤其是低?中功率電平(-15dBm?+15dBm等)的功耗，從而能夠?qū)崿F(xiàn)作為移動電話機整體的低功耗化。
[0031]并且，通過使偏置電流IBS依次下降，能夠容易地確保平均輸出功率(Pout)的動態(tài)范圍。即，例如在W-CDMA中，如圖9所示，平均輸出功率(Pout)中需要具有80dB左右的動態(tài)范圍。假設將高頻功率放大器HPA的增益設為固定，從而配置在HPA的前級的可變增益放大電路(后述圖5的VDRV)就需要具有該80dB左右的動態(tài)范圍，在這種情況下，該可變增益放大電路的設計就有可能變得較為困難。因此，若降低HPA的增益，則能夠相對應于這部分量使可變增益放大電路的動態(tài)范圍變窄，從而能夠?qū)崿F(xiàn)設計的容易化等。
[0032]《無線通信裝置的主要部分的簡要動作(變形例[I])》
圖3是表示在圖1和圖2A?圖2C中，包絡追蹤模式時的高頻功率放大器的動作狀況的一個示例的說明圖。圖12是表示高頻功率放大器的電氣特性的一個示例的說明圖。如圖3所示，若使高頻功率放大器HPA的電源電壓VDD從Vll開始到V15為止依次下降，則相對于輸出功率電平(Pout)的線性放大區(qū)域(增益保持恒定的區(qū)域)依次變窄，除此以外，實際的增益也依次下降。這是因為，如圖12所示，高頻功率放大器(晶體管)的特性具有電源電壓依賴性。對于該電源電壓依賴性，例如在MOS晶體管中由所謂的溝道長度調(diào)制效應引起，在雙極晶體管中由基極一集電極間的寄生電容引起。在圖12中，若電源電壓(基極一漏極間電壓VDS)改變，則如例如“A”點、“B”點所示，動作點發(fā)生變化，晶體管的輸出阻抗發(fā)生變化，由此增益發(fā)生變化。另外，雖然省略了圖示，但電源電壓越小，則該增益的變化量就越小。
[0033]包絡追蹤動作根據(jù)例如在圖3的“a”點到“b”點之間的高頻功率放大器HPA的輸出振幅電平(瞬時功率)，以使得動作區(qū)域成為盡可能接近飽和放大動作區(qū)域的線性放大區(qū)域的方式，通過適當?shù)馗淖冸娫措妷篤DD來實現(xiàn)。
[0034]圖4A?圖4C是表示圖1的電源電壓控制電路和偏置控制電路的其他動作例的說明圖，是上述圖2A?圖2C的變形例。圖4A?圖4C的動作例與圖2A?圖2C的動作例相比，其不同點在于，在從包絡追蹤模式轉(zhuǎn)移至可變控制模式時，如圖4B所示，將電源電壓VDD的起點設定得略高，如圖4C所示，將偏置電流IBS的起點設定得略低。圖2A~圖2C的動作例中，從包絡追蹤模式轉(zhuǎn)移至可變控制模式的點例如對應于圖3的“a”點等情況，圖4A~圖4C的動作例中，從包絡追蹤模式轉(zhuǎn)移至可變控制模式的點例如對應于圖3的“b”點等情況。
[0035]在圖3的“a”點，由于平均輸出功率電平(Pout)較小，包絡追蹤模式下的電源電壓的變動比較小，與之相應的增益的變動也非常小。若在該狀態(tài)下停止包絡追蹤模式，則即使使用該停止時刻的電源電壓的平均值，也能夠充分確保線性放大動作。因此，如圖2A~圖2C所示，通過以該停止時刻的電源電壓的平均值和偏置電流的值為起點，保持連續(xù)地進行可變控制模式下的動作，從而能夠連續(xù)地對高頻功率放大器HPA的增益進行控制。
[0036]另一方面，在圖3的“b”點，包絡追蹤模式下的電源電壓的變動比較大，與之相應的增益也產(chǎn)生一定程度的變動。若在該狀態(tài)下停止包絡追蹤模式，為了在不使用包絡追蹤模式的情況下確保線性放大動作，可考慮優(yōu)選將電源電壓設定得比停止包絡追蹤模式時刻的電源電壓的平均值略高。然而，這樣一來，由于將高頻功率放大器HPA的增益設定得略高，因此為了將該增加的部分恢復至原樣，則需要使偏置電流IBS下降若干。因此，如圖4A~圖4C所示，通過以將該電源電壓VDD設定得略高 的狀態(tài)和將偏置電流IBS設定得略低的狀態(tài)為起點，進行可變控制模式下的動作，由此能夠連續(xù)地對HPA的增益進行控制。
[0037]《無線通信裝置整體的簡要結構和動作》
圖5是表示本發(fā)明的實施方式I的無線通信裝置的整體的簡要結構例的框圖。圖5的無線通信裝置是例如使用W-CDMA或LTE(Long Term Evolution:長期演進技術)的移動電話機等，包括基帶單元BBU、高頻系統(tǒng)部RFSYS、天線ANT、揚聲器SPK、以及麥克風MIC等。BBU例如將SPK、MIC中使用的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，或者進行通信中的各種數(shù)字信號處理(調(diào)制、解調(diào)、數(shù)字濾波處理等)，或者進行通信中的各種控制信號的輸出等。在該各種控制信號中包含有作為圖1所示的輸出功率控制信號PWCS的基礎的輸出功率指示信號PWCMS。
[0038]高頻系統(tǒng)部RFSYS包括高頻信號處理裝置RFIC、高頻功率放大器模塊HPAMD、以及雙工器DPX等。RFIC例如由一個半導體芯片構成，包括如圖1所示的高頻信號處理部RFBK、振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC、電源電壓控制電路VDCTL、以及偏置控制電路BSCTL等。RFBK主要在BBU所使用的基帶信號與HPAMD所使用的高頻信號之間進行頻率轉(zhuǎn)換(上變頻、下變頻)等，例如包含作為發(fā)送系統(tǒng)電路的發(fā)送用混頻電路MIXtx、可變驅(qū)動電路VDRV等，還包含作為接收系統(tǒng)電路的低噪聲放大電路LNA、接收用混頻電路MIXrx等。
[0039]高頻功率放大器模塊HPAMD例如由一個模塊布線基板(例如陶瓷布線基板等)來實現(xiàn)，除圖1所示的高頻功率放大器ΗΡΑ、以及高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C外，還包括輸出匹配電路MNT和定向耦合器(coupler) CPL等。HPA和D⑶C例如由相同或不同的半導體芯片來實現(xiàn)，安裝在該模塊布線基板上。MNT和CPL例如利用該模炔基板上的布線層、SMD (SurfaceMount Device:表面安裝器件)元器件等來形成。MNT對HPA的輸出阻抗進行匹配，CPL對HPA的輸出功率信號Pout進行檢波，并生成具有與該檢波得到的功率電平相對應的電壓值的檢測電壓信號VDET。雙工器DPX基于預先設定的發(fā)送/接收頻帶對發(fā)送信號和接收信號進行分離。
[0040]在這樣的結構例中，在進行發(fā)送動作時，來自基帶單元BBU的發(fā)送基帶信號通過混頻電路MIXtx進行上變頻，并通過可變驅(qū)動電路(可變增益放大電路)VDRV進行放大。VDRV的增益根據(jù)來自BBU的輸出功率指示信號PWCMS、來自耦合器CPL的檢測電壓信號VDET來設定。HPA如圖1和圖2A?圖2C等所述，使用來自高速DC-DC轉(zhuǎn)換器ECDC的電源電壓VDD、以及與來自偏置控制電路BSCTL的偏置控制信號BSCS相應的偏置進行動作，對來自VDRV的輸入功率信號Pin進行功率放大。接著，來自HPA的輸出功率信號Pout經(jīng)由MNT、CPL和DPX作為發(fā)送信號TX從天線ANT發(fā)送出。另一方面，在進行接收動作時，ANT接收到的接收信號RX經(jīng)由DPX，作為接收輸入信號RXin輸出到低噪聲放大電路LNA。LNA對Rxin進行放大，混頻電路MIXrx將LAN的輸出信號下變頻為接收基帶信號，并將其輸出到BBU。
[0041]這里，尤其在支持W-CDMA、LTE等的移動電話機中，由于使用HPSK(Hybrid PhaseShift Keying:混合相移鍵控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation:正交調(diào)幅)等會產(chǎn)生包絡線變動的調(diào)制方式，因此在發(fā)送時要求進行線性放大動作。并且，還要求實現(xiàn)低功耗化。因此，如圖1、圖2A?圖2C(圖4A?圖4C)等所述，使用將包絡追蹤模式和可變控制模式組合而得到的功率控制方式是有益的。
[0042]《無線通信裝置的主要部分的詳細內(nèi)容》
圖6是表示圖1和圖2A?圖2C的無線通信裝置的詳細的結構例的電路框圖。圖6中，高頻信號處理部RFBK包括混頻電路MIX1、MIXq、可變驅(qū)動電路VDRV、以及增益控制電路GCTL0 MIXi利用具有規(guī)定頻率的本振信號(未圖示)對基帶信號的正交分量之一即I信號進行上變頻，MIXq利用與I信號的相位差90°的本振信號(未圖示)對另一個該正交分量即Q信號進行上變頻。VDRV接受MIXi的輸出和MIXq的輸出的矢量合成結果，以規(guī)定的增益進行放大。GCTL接受表示平均輸出功率電平的指示值的輸出功率控制信號PWCS，并將與之對應的增益設定到VDRV中。另外，GCTL實際上也將圖5的檢測電壓信號VDET反映在內(nèi)來進行增益的設定。
[0043]振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC通過計算出上述I信號和Q信號的矢量和的大小(人(I2+Q2))來輸出振幅控制信號(包絡線檢測信號)AMCS。電源電壓控制電路VDCTL包括乘法電路MUL、校正電路CC、選擇開關SWS、控制核心電路VDCR、以及模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換電路ADC。MUL對表示包絡線的AMCS與表示平均輸出功率電平的PWCS進行標量相乘。校正電路CC例如基于預先設定的表格等對MUL的輸出施加校正。該校正主要是從確保高頻功率放大器HPA中的線性放大動作，并一定程度地降低增益的電源電壓依賴性的觀點出發(fā)來進行的。SWS選擇來自CC的輸出信號或是來自VDCR的輸出信號中的一個，并將其輸出MADC0
[0044]控制核心電路VDCR如圖1和圖2A?圖2C所述，接受輸出功率控制信號PWCSjg據(jù)該輸出功率控制信號PWCS所表示的平均輸出功率電平來選擇包絡追蹤模式、可變控制模式、以及固定控制模式中的某一個。在選擇包絡追蹤模式時，VDCR通過開關選擇信號SCS將選擇開關SWS設定到校正電路CC 一側。另一方面，在選擇可變控制模式或固定控制模式時，VDCR通過SCS將SWS設定到自身一側。在該狀態(tài)下，在選擇可變控制模式時，VDCR將PWCS所表示的平均輸出功率電平作為SWS的輸入進行提供，在選擇固定控制模式時，VDCR將對應于圖2B的Vl的電平作為SWS的輸入進行提供。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換電路ADC將從選擇開關SWS輸出的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將該結果作為電源控制信號VDCS進行輸出。[0045]高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C生成與電源控制信號VDCS相對應的電源電壓VDD，并提供給高頻功率放大器ΗΡΑ。偏置控制電路BSCTL如圖1和圖2Α~圖2C所述，接受輸出功率控制信號PWCS，根據(jù)該輸出功率控制信號PWCS所表示的平均輸出功率電平來選擇包絡追蹤模式、可變控制模式、以及固定控制模式中的某一個，并輸出與各模式相對應的偏置控制信號BSCS。HPA根據(jù)來自D⑶C的電源電壓VDD和基于BSCS的偏置(偏置電流或偏置電壓)條件，對從可變驅(qū)動電路VDRV輸出的輸入功率信號P in進行功率放大,輸出輸出功率信號Pout0
[0046]通過使用這種結構例，能夠以簡單的結構實現(xiàn)圖1和圖2A~圖2C的無線通信裝置。尤其是通過基于正交基帶信息和平均輸出功率電平的指示信息來進行包絡追蹤時的電源控制，從而將實現(xiàn)可變控制模式和固定控制模式的結構包含在內(nèi)來實現(xiàn)簡單化。另外，正交基帶信號(I信號、Q信號)不限于模擬信號，也可以是數(shù)字信號。此外，本發(fā)明當然也不限于上述結構，例如，也可以采用不從基帶信號，而從輸入功率信號Pin中檢測包絡線的方式。
[0047](實施方式2)
《無線通信裝置的主要部分的簡要動作(變形例[2])》
圖7A~圖7C是表示在本發(fā)明的實施方式2的無線通信裝置中，圖1的電源電壓控制電路和偏置控制電路的動作例的說明圖，是上述圖2A~圖2C的變形例。圖7A~圖7C所示的動作例的特征在于 ，在使用LTE時、或使用作為對W-CDMA的發(fā)送速度進行高速化的標準的HSUPA(High Speed Uplink Packet Access:高速上行分組接入)時等情況下進行與圖2A~圖2C相同的動作，而在使用W-CDMA時，進行與其不同的動作。
[0048]如圖7A~圖7C所示，在W-CDMA時輸出功率電平在Pl (例如5dBm等)以上的情況下，圖1的無線通信裝置不使用包絡追蹤模式，而使用上述可變控制模式進行動作。即，圖1的電源電壓控制電路VDCTL參照輸出功率控制信號PWCS，在識別出高頻功率放大器HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在Pl以上的范圍內(nèi)時，如圖7B所示，生成電源控制信號VDCS，使得電源電壓VDD與該輸出功率電平的上升成正比地單調(diào)增加。同樣地，圖1的偏置控制電路BSCTL參照PWCS，在識別出HPA中設定的輸出功率電平(平均功率)在Pl以上的范圍內(nèi)時，如圖7C所示，生成偏置控制信號BSCS，使得偏置電流IBS與該輸出功率電平的上升成正比地單調(diào)增加。
[0049]另一方面，在W-CDMA時輸出功率電平小于Pl (例如5dBm等)的情況下，圖1的無線通信裝置與圖2A~圖2C所述的一樣，使用固定控制模式進行動作。另外，伴隨著所述可變控制模式，在W-CDMA時，與輸出功率電平(平均功率)的從Pl(例如5dBm等)到P3(例如27dBm等)的上升成正比，高頻功率放大器HPA的增益從Gl (例如15dB)向G2 (例如25dB)單調(diào)增加。
[0050]與LTE、HSUPA等相比，W-CDMA下的信號振幅(瞬時功率)伴隨著調(diào)制方式的不同的變化量要小，因此，考慮存在以下情況，即:包絡追蹤下得到的高頻功率放大器HPA中的功耗的降低量被高速DC-DC轉(zhuǎn)換器DCDC的功耗抵消，從而整體功耗并沒有獲得那么好的降低效果。此外，考慮到還存在以下情況，即:如圖9所示，在W-CDMA下，低~中功率電平下的使用概率占大部分，因此即使使用對高功率時的低功耗化有益的包絡追蹤模式，也對整體功耗的降低效果起不到積極的作用。[0051]因此，如圖7A~圖7C所示，若在W-CDMA時組合使用可變控制模式和固定控制模式，則與圖2A~圖2C的情況相比，雖然圖1lA所述的損耗部分增加了一些，但能夠使高速DC-DC轉(zhuǎn)換器DCDC的功耗降低。其結果是，作為整體，能夠?qū)崿F(xiàn)充分降低功耗的效果。
[0052](實施方式3)
《無線通信裝置的主要部分的簡要結構(變形例)》
圖8是表示本發(fā)明的實施方式3的無線通信裝置中的主要部分的簡要結構例的框圖。圖8所示的無線通信裝置包括:高頻信號處理部RFBK2、振幅檢測電路(包絡線檢測電路)ADETC,電源電壓控制電路VDCTL2、高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C、以及高頻功率放大器HPA2。其中，ADETC和DCDC與圖1的情況相同。RFBK2與圖1的RFBK相比，其不同點在于RFBK2輸出功率模式控制信號PMDCS。
[0053]高頻功率放大器HPA2與圖1的HPA不同，包括:高增益用功率放大電路PAh、中增益用功率放大電路PAm、低增益用功率放大電路PAl、以及偏置生成電路BSGEN。PAh、PAm,PAl從公共的輸入節(jié)點接受輸入功率信號Pin，并從公共的輸出節(jié)點輸出輸出功率信號Pout。分別構成PAh、PAm、PAl的晶體管的尺寸具有以下關系:PAh > PAm > PAl0偏置生成電路BSGEN接受來自高頻信號處理部RFBK2的功率模式控制信號PMDCS，選擇PAh、PAm、PAl中的某一個來提供偏置。BSGEN例如在PMDCS指示高功率時，向PAh提供規(guī)定的偏置，并停止向PAnuPAl提供偏置(偏置電流或偏置電壓為零)。同樣地，BSGEN在例如PMDCS指示中功率、低功率時，分別僅對PAm、PAl提供規(guī)定的偏置。
[0054]這里，圖8的結構例的特征在于，經(jīng)由高速DC-DC轉(zhuǎn)換器D⑶C向高增益用和中增益用功率放大電路PAh、PAm提供包絡追蹤模式下的電源電壓VDD，向低增益用功率放大電路PAl提供固定的電源電壓VDDl。即，在上述圖1和圖2A~圖2C的情況下，以一個功率放大電路作為對象，通過切換三種動作模式來實現(xiàn)低功耗化，而在圖8的情況下，分別設置大小不同的多個功率放大電路，通過構成為在中~高功率時進行包絡追蹤模式來實現(xiàn)低功耗化。
[0055]因此，與圖1的VDCTL不同，圖8的電源電壓控制電路VDCTL2參照輸出功率控制信號PWCS，在該輸出功率控制信號PWCS在高功率電平(設為Pll)以上時，生成電源控制信號VDCS，使得將以該功率電平作為基準的根據(jù)振幅控制信號AMCS變動的電源電壓VDD提供給功率放大電路PAh。此時，PAh被偏置生成電路BSGEN激活，進行使用包絡追蹤模式的動作。同樣地，VDCTL2參照PWCS，當PWCS在小于高功率電平(Pll)并且在中功率電平(設為P12)以上時，生成VDCS，使得將該功率電平為基準的根據(jù)AMCS變動的VDD提供給功率放大電路PAm。此時，PAm被BSGEN激活，進行使用包絡追蹤模式的動作。
[0056]另一方面，電源電壓控制電路VDCTL2參照功率控制信號PWCS，在該功率控制信號PWCS小于中功率電平(P12)的情況下，停止高速DC-DC轉(zhuǎn)換器DCDC的動作(或者固定為規(guī)定的VDD)。此時，功率放大電路PAl被偏置生成電路BSGEN激活，PAl使用固定的電源電壓VDDl進行功率放大動作。
[0057] 由此，根據(jù)輸出功率電平，通過適當?shù)馗淖冞M行動作的晶體管的大小來實現(xiàn)功耗的降低。并且，此時，通過構成為以中~高功率時作為對象來進行包絡追蹤，能夠?qū)崿F(xiàn)功耗的進一步降低。另外，在圖8的結構例中，詳細的輸出功率電平的調(diào)整通過輸入功率信號Pin (圖5的可變驅(qū)動電路VDRV)來進行。[0058]以上，基于實施方式對本發(fā)明人所完成的發(fā)明進行了具體的說明，但本發(fā)明并不限于上述實施方式，在不脫離其要點的范圍內(nèi)可進行各種變更。
[0059]例如，在圖8的結構例中具備三個功率放大電路,但也可將其設為兩個,僅在尺寸較大的一側的功率放大電路中應用包絡追蹤模式。并且，例如，也可以將圖1的結構例和圖8的結構例進行適當?shù)亟M合來進行使用。具體而言，可以采用以下方式，即:在圖8的結構例中，例如刪除低功率用的功率放大電路PAl，取而代之，使中功率用的功率放大電路PAm按圖1和圖2A?圖2C所示那樣在三種動作模式下進行動作，由此來應對低?中功率，而在高功率時進行與圖8相同的動作。
[0060]此外，這里以移動電話機為例進行了說明，但并不限定于移動電話機，在將本發(fā)明應用于由電池等驅(qū)動的使用會發(fā)生包絡線變動的調(diào)制方式的各種無線終端的情況下也能獲得有益的效果。
標號說明
[0061]ADC模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換電路
ADETC, ADETC’振幅檢測電路(包絡線檢測電路)
AMCS振幅控制信號(包絡線檢測信號)
ANT 天線
BBU基帶單元
BSCS偏置控制信號
BSCTL偏置控制電路
BSGEN偏置生成電路
CC 校正電路
CPL定向I禹合器(I禹合器)
D⑶C高速DC-DC轉(zhuǎn)換器 DPX 雙工器 GCTL增益控制電路 HPA高頻功率放大器 HPAMD高頻功率放大器模塊 LNA低噪聲放大電路 MIC 麥克風 MIX混頻電路 MNT輸出匹配電路 MUL乘法電路 PA 功率放大電路 PMDCS功率模式控制信號 PWCMS輸出功率指示信號 PWCS輸出功率控制信號 Pin輸入功率信號 Pout輸出功率信號 RFBK高頻信號處理部RFIC高頻信號處理裝置RFSYS高頻系統(tǒng)部RX 接收信號SCS開關選擇信號SPK揚聲器SffS選擇開關TX 發(fā)送信號VDCR控制核心電路VDCS電源控制信號VDCTL電源電壓控制電路VDD 電源電壓VDET檢測電壓信號VDRV可變驅(qū)動電路
【權利要求】
1.一種無線通信裝置，其特征在于，包括: 第一功率放大電路，該第一功率放大電路對第一輸入信號進行放大，并輸出第一輸出信號; 電源生成電路，該電源生成電路向所述第一功率放大電路提供電源電壓； 偏置控制電路，該偏置控制電路控制所述第一功率放大電路的偏置；以及 第一及第二動作模式， 所述電源生成電路和所述偏置控制電路中輸入用于指示所述第一輸出信號的平均功率電平的功率指不?目號， 所述電源生成電路在所述第二動作模式的情況下，生成與所述平均功率電平的上升成正比地上升的所述電源電壓， 所述電源生成電路在所述第一動作模式的情況下，生成為固定電壓值的所述電源電壓， 所述偏置控制電路在所述第二動作模式的情況下，以提供與所述平均功率電平的上升成正比地上升的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述偏置控制電路在所述第一動作模式的情況下，以提供為第一固定值的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述第二動作模式在所述平均功率電平為第一基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第一動作模式在所述平均功率電平小于所述第一基準值的情況下執(zhí)行。
2.如權利要求1所述的無線通信裝置，其特征在于，還包括: 包絡線檢測電路，該包絡線檢測電路對所述第一輸入信號的包絡線進行檢測；以及 第三動作模式， 所述電源生成電路在所述第三動作模式的情況下，生成根據(jù)由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線而變動的所述電源電壓， 所述偏置控制電路在所述第三動作模式的情況下，以提供為大于所述第一固定值的第二固定值的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述第三動作模式在所述平均功率電平為大于所述第一基準值的第二基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第二動作模式在所述平均功率電平為所述第一基準值以上且小于所述第二基準值的情況下執(zhí)行。
3.如權利要求2所述的無線通信裝置，其特征在于，還包括: 第一及第二通信模式， 在所述第一通信模式時，若所述平均功率電平在所述第一基準值以上，則執(zhí)行所述第二動作模式，若所述平均功率電平小于所述第一基準值，則執(zhí)行所述第一動作模式， 在所述第二通信模式時，若所述平均功率電平在所述第二基準值以上，則執(zhí)行所述第三動作模式，若所述平均功率電平在所述第一基準值以上且小于所述第二基準值，則執(zhí)行所述第二動作模式，若所述平均功率電平小于所述第一基準值，則執(zhí)行所述第一動作模式。
4.如權利要求3所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述第一通信模式為使用W-CDMA， 所述第二通信模式是使用LTE。
5.如權利要求2所述的無線通信裝置，其特征在于， 所述包絡線檢測電路通過計算與所述第一輸入信號相對應的正交基帶分量的矢量和的大小來實現(xiàn)， 所述電源生成電路包括: 供電電路，該供電電路生成與電源控制信號相對應的所述電源電壓，并提供給所述第一功率放大電路；以及 電源控制電路，該電源控制電路輸出所述電源控制信號， 所述電源控制電路包括: 乘法電路，該乘法電路對由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線和所述平均功率電平進行乘法運算； 選擇電路，該選擇電路選擇反映所述乘法電路的乘法運算結果的第一信號、或是不反映該乘法運算結果的第二信號作為所述電源控制信號并進行輸出；以及 第一控制電路，該第一控制電路接受所述平均功率電平并判斷所述第一、第二和第三動作模式，在所述第三動作模式時將所述選擇電路的選擇對象設為所述第一信號，在所述第二或第一動作模式時將所述選擇電路的選擇對象設為所述第二信號，在所述第二動作模式時輸出所述平均功率電平作為所述第二信號，在所述第三動作模式時輸出與所述固定電壓值相對應的信號作為 所述第二信號。
6.一種無線通信裝置，其特征在于，包括: 第一和第二功率放大電路，該第一和第二功率放大電路并聯(lián)連接在第一輸入節(jié)點與第一輸出節(jié)點之間； 電源生成電路，該電源生成電路向所述第二功率放大電路提供第二電源電壓； 偏置提供電路，該偏置提供電路向所述第一和第二功率放大電路提供偏置； 包絡線檢測電路，該包絡線檢測電路對輸入所述第一輸入節(jié)點的第一輸入信號的包絡線進行檢測；以及 第一及第二功率模式， 所述電源生成電路在所述第二功率模式的情況下，向所述第二功率放大電路提供根據(jù)由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線而變動的所述第二電源電壓， 所述電源生成電路向所述第一功率放大電路提供為固定值的第一電源電壓， 所述偏置提供電路在所述第一功率模式的情況下，對所述第一功率放大電路進行偏置的提供，對所述第二功率放大電路停止偏置的提供， 所述偏置提供電路在所述第二功率模式的情況下，對所述第二功率放大電路進行偏置的提供，對所述第一功率放大電路停止偏置的提供， 構成所述第二功率放大電路的放大用晶體管的晶體管尺寸要大于構成所述第一功率放大電路的放大用晶體管的晶體管尺寸， 所述第二功率模式在基于用于指示所述第一輸出節(jié)點的第一輸出信號的平均功率電平的功率指示信號，所述平均功率電平在第一基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第一功率模式在所述平均功率電平小于所述第一基準值的情況下執(zhí)行。
7.如權利要求6所述的無線通信裝置，其特征在于，還包括: 第三功率放大電路，該第三功率放大電路連接在所述第一輸入節(jié)點與所述第一輸出節(jié)點之間，與所述第一和第二功率放大電路并聯(lián)連接；以及 第三功率模式， 所述電源生成電路還在所述第三功率模式的情況下，向所述第三功率放大電路提供根據(jù)由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線而變動的第三電源電壓， 所述偏置提供電路還在所述第一功率模式的情況下，對所述第一功率放大電路進行偏置的提供，對所述第二和第三功率放大電路停止偏置的提供， 所述偏置提供電路在所述第二功率模式的情況下，對所述第二功率放大電路進行偏置的提供，對所述第一和第三功率放大電路停止偏置的提供， 所述偏置提供電路在所述第三功率模式的情況下，對所述第三功率放大電路進行偏置的提供，對所述第一和第二功率放大電路停止偏置的提供， 構成所述第三功率放大電路的放大用晶體管的晶體管尺寸要大于構成所述第二功率放大電路的放大用晶體管的晶體管尺寸， 所述第三功率模式在所述平均功率電平為大于所述第一基準值的第二基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第二功率模式在所述平均功率電平為所述第一基準值以上且小于所述第二基準值的情況下執(zhí)行。
8.一種高頻信號處理裝置，其特征在于， 由一個半導體芯片實現(xiàn)， 包括:偏置控制電路，該偏置控制電路控制第一功率放大電路的偏置； 電源控制電路，該電源控制電路向?qū)λ龅谝还β史糯箅娐诽峁╇娫措妷旱墓╇婋娐分甘舅鲭娫措妷旱闹担? 第一和第二動作模式； 頻率轉(zhuǎn)換電路，該頻率轉(zhuǎn)換電路將基帶信號頻率轉(zhuǎn)換成具有規(guī)定頻帶的高頻信號；以及 驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路接受來自所述頻率轉(zhuǎn)換電路的所述高頻信號，進行放大動作，并將該放大后的信號向所述第一功率放大電路輸出， 所述電源控制電路和所述偏置控制電路中輸入用于指示由所述第一功率放大電路輸出的信號的平均功率電平的功率指示信號， 所述電源控制電路在所述第二動作模式的情況下，向所述供電電路指示與所述平均功率電平的上升成正比地上升的所述電源電壓的值， 所述電源控制電路在所述第一動作模式的情況下，指示為固定電壓值的所述電源電壓的值， 所述偏置控制電路在所述第二動作模式的情況下，以提供與所述平均功率電平的上升成正比地上升的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述偏置控制電路在所述第一動作模式的情況下，以提供為第一固定值的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述第二動作模式在所述平均功率電平為第一基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第一動作模式在所述平均功率電平小于所述第一基準值的情況下執(zhí)行。
9.如權利要求8所述的高頻信號處理裝置，其特征在于，還包括:包絡線檢測電路，該包絡線檢測電路對輸入所述第一功率放大電路的信號的包絡線進行檢測；以及 第三動作模式， 所述電源控制電路在所述第三動作模式的情況下，向所述供電電路指示根據(jù)由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線而變動的所述電源電壓的值， 所述偏置控制電路在所述第三動作模式的情況下，以提供為大于所述第一固定值的第二固定值的偏置的方式對所述第一功率放大電路進行控制， 所述第三動作模式在所述平均功率電平為大于所述第一基準值的第二基準值以上的情況下執(zhí)行， 所述第二動作模式在所述平均功率電平為所述第一基準值以上且小于所述第二基準值的情況下執(zhí)行。
10.如權利要求9所述的高頻信號處理裝置，其特征在于，還包括: 第一及第二通信模式， 在所述第一通信模式時，若所述平均功率電平在所述第一基準值以上，則執(zhí)行所述第二動作模式，若所述平均功率電平小于所述第一基準值，則執(zhí)行所述第一動作模式， 在所述第二通信模式時，若所述平均功率電平在所述第二基準值以上，則執(zhí)行所述第三動作模式，若所述 平均功率電平在所述第一基準值以上且小于所述第二基準值，則執(zhí)行所述第二動作模式，若所述平均功率電平小于所述第一基準值，則執(zhí)行所述第一動作模式。
11.如權利要求10所述的高頻信號處理裝置，其特征在于， 所述第一通信模式為使用W-CDMA， 所述第二通信模式是使用LTE。
12.如權利要求9所述的高頻信號處理裝置，其特征在于， 所述包絡線檢測電路通過計算成為所述基帶信號的正交基帶分量的矢量和的大小來實現(xiàn)， 所述電源控制電路包括: 乘法電路，該乘法電路對由所述包絡線檢測電路檢測出的包絡線和所述平均功率電平進行乘法運算； 選擇電路，該選擇電路選擇反映所述乘法電路的乘法運算結果的第一信號、或是不反映該乘法運算結果的第二信號，通過該選擇的信號來指示所述供電電路的所述電源電壓的值；以及 第一控制電路，該第一控制電路接受所述平均功率電平并判斷所述第一、第二和第三動作模式，在所述第三動作模式時將所述選擇電路的選擇對象設為所述第一信號，在所述第二或第一動作模式時將所述選擇電路的選擇對象設為所述第二信號，在所述第二動作模式時輸出所述平均功率電平作為所述第二信號，在所述第三動作模式時輸出與所述固定電壓值相對應的信號作為所述第二信號。
【文檔編號】H03F1/02GK104025452SQ201280065094
【公開日】2014年9月3日 申請日期:2012年12月5日 優(yōu)先權日:2011年12月28日
【發(fā)明者】田中聰, 竹中干一郎, 筒井孝幸, 山脅大造, 今井俊 申請人:株式會社村田制作所