這里的實施例涉及一種模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和一種校正電路以及一種用于ADC的校正方法。

背景技術(shù)：
模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)是一種將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號的電路。為了提高模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣頻率，提出了時間交織ADC，其中設(shè)置多個ADC(ADC通道)并且多個ADC按時分方式依序?qū)⒛M輸入信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號。在日本專利申請公開第2005-348156號和日本專利申請公開第2008-11189號中描述了時間交織ADC。時間交織ADC實現(xiàn)了高速操作。然而，當ADC的特性是不同的或者ADC操作時的定時之間的關(guān)系偏離時，信噪(S/N)比有時下降。作為一種校正ADC通道之間的誤差的方法，提出了前臺校準和后臺校準。前者需要ADC的正常操作時間以外的用于校正的時間。另一方面，由于后者在ADC的正常操作期間執(zhí)行校正，因此其在后臺中校正由老化劣化、溫度改變等引起的誤差。在S.M.Jamal等人的“A10b120Msample/sTime-InterleavedAnalog-to-DigitalConverterWithDigitalBackgroundCalibration”,JSSC2002中描述了后臺校準電路。在后臺校準電路中，在以時間交織(時分)方式操作的多個ADC通道中的至少一個中設(shè)置自適應(yīng)濾波器?；谕ㄟ^對多個ADC通道的輸出求和而獲得的求和輸出，計算自適應(yīng)濾波器的系數(shù)?？刂谱赃m應(yīng)濾波器的系數(shù)以抑制求和輸出的亂真信號分量。因此，抑制了作為由時間交織的采樣定時的偏離(偏斜)引起的誤差(偏斜誤差)的亂真信號分量(誤差信號分量或鏡像信號分量)。然而，當使用sinc函數(shù)替換delta函數(shù)作為自適應(yīng)濾波器的系數(shù)時，只要以自適應(yīng)濾波器的抽頭精度來執(zhí)行相移控制，所期望的相移控制即是可能的。然而，當以小于抽頭精度的精度執(zhí)行相移控制時，自適應(yīng)濾波器的特性具有頻率依賴性。因此，當模擬輸入信號具有高頻率時，由于頻率依賴性，所期望的相移控制是困難的或者不可能的。

技術(shù)實現(xiàn)要素：
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種將用于校正偏斜誤差的后臺校準應(yīng)用于甚至高頻模擬輸入信號的ADC以及一種用于ADC的校正電路。實施例的一個方面是一種模數(shù)轉(zhuǎn)換器(以下稱為ADC)，其以采樣頻率對模擬輸入信號進行采樣并且將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號，該ADC包括：多個ADC通道，被配置成以時間交織方式將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號；通道組合器，被配置成組合多個ADC通道分別輸出的通道數(shù)字信號并且生成數(shù)字輸出信號；自適應(yīng)濾波器，設(shè)置在多個ADC通道中的至少一個的輸出和通道組合器之間；以及校正電路，被配置成檢測數(shù)字輸出信號中包括的偏斜誤差，根據(jù)偏斜誤差生成自適應(yīng)濾波器的系數(shù)，并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定系數(shù)，其中在第一設(shè)定中，校正電路根據(jù)偏斜誤差來設(shè)定系數(shù)，使得自適應(yīng)濾波器相移至用于使通道數(shù)字信號的相位提前或延遲的一個方向，并且在第二設(shè)定中，校正電路根據(jù)偏斜誤差來設(shè)定系數(shù)，使得自適應(yīng)濾波器相移至與該一個方向相反的方向，并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定將偏斜誤差抑制到期望水平的系數(shù)。附圖說明圖1是圖示時間交織類型ADC的示圖。圖2是圖示頻分采樣時鐘ΦA(chǔ)和ΦB的示例的示圖。圖3A至3C是圖示偏斜誤差的示圖。圖4是圖示時間交織類型的ADC的示例的示圖。圖5A和5B是用于解釋偏斜誤差檢測電路10的示圖。圖6是自適應(yīng)濾波器7的電路圖。圖7A和7B是圖示自適應(yīng)濾波器的操作的示圖。圖8是圖示sinc函數(shù)的波形的示圖。圖9是圖示使用sinc函數(shù)的濾波器系數(shù)的自適應(yīng)濾波器的操作的示圖。圖10是圖示sinc函數(shù)h(n)的相移量(延遲量)FD不是整數(shù)的示例中的波形的示圖。圖11是圖示轉(zhuǎn)移函數(shù)的頻率特性的示圖。圖12是圖示微分值H’的特性的示圖。圖13是圖示群延遲D(ω)的頻率特性的示圖。圖14是圖示群延遲特性D(ω)和頻率特性H(ω)的具體波形示例的示圖。圖15A和15B是圖示群延遲D(ω)的頻率特性以及設(shè)定sinc函數(shù)的系數(shù)的自適應(yīng)濾波器的偏斜校正控制的示圖。圖16A和16B是圖示當輸入信號具有高頻率時執(zhí)行的偏斜校正控制的問題的示圖。圖17是用于解釋該實施例中的第一偏斜校正方法的示圖。圖18是用于解釋該實施例中的第二偏斜校正方法的示圖。圖19是第一實施例中的時間交織ADC的配置圖。圖20是用于解釋圖19中所示的時間交織ADC的偏斜校正電路20的操作的流程圖。圖21是第二實施例中的時間交織ADC的配置圖。圖22是用于解釋圖21中所示的時間交織ADC的偏斜校正電路20的操作的流程圖。具體實施方式圖1是圖示時間交織類型ADC的示圖。時間交織類型ADC包括：多個(在圖1中所示的示例中是2個)ADC通道100和200，其被配置成以時間交織方式將模擬輸入信號A_IN轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號；以及通道組合器1，其被配置成組合多個ADC通道100和200分別輸出的通道數(shù)字信號D1和D2以生成數(shù)字輸出信號D_OUT。通道組合器1是例如加法器。模擬輸入信號A_IN分別經(jīng)由開關(guān)SW1和SW2被輸入到ADC通道100和200。開關(guān)SW1和SW2與具有采樣頻率fs的采樣時鐘SCLK同步地以時間交織方式重復(fù)接通(ON)和斷開(OFF)。在圖1中所示的示例中，由于ADC包括兩個ADC通道，因此開關(guān)SW1和SW2與具有頻率fs/2的采樣時鐘ΦA(chǔ)和ΦB的上升沿(或下降沿)同步地接通，其中頻率fs/2是通過對具有采樣頻率fs的采樣時鐘SCLK進行2分頻(當通道數(shù)目為N時進行N分頻)而獲得的。開關(guān)SW1和SW2在采樣時鐘ΦA(chǔ)和ΦB處于H電平(或L電平)時分別將模擬輸入信號A_IN輸入到與其對應(yīng)的ADC通道100和200。ADC通道100和200分別包括ADC電路并且將模擬輸入信號A_IN轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號D1和D2。ADC通道中包括的ADC電路以頻率fs/2的周期執(zhí)行AD轉(zhuǎn)換，即以采樣頻率fs的周期的兩倍的周期2/fs執(zhí)行AD轉(zhuǎn)換，其中頻率fs/2是通過對具有采樣頻率fs的采樣時鐘SCLK進行2分頻而獲得的。因此，ADC通道的ADC電路僅需以采樣周期的兩倍的周期執(zhí)行AD轉(zhuǎn)換。圖2是圖示頻分采樣時鐘ΦA(chǔ)和ΦB的示例的示圖。理想地，采樣時鐘ΦA(chǔ)的ON占空比是50％。然而，如圖2中所示，當H電平的周期是1/fs+Δt/2并且L電平的周期是1/fs-Δt/2時，相位與采樣時鐘ΦA(chǔ)的相位相反的采樣時鐘ΦB的上升沿的定時比理想定時1/fs早-Δt/2。由于ADC的采樣定時的這種偏離(偏斜)，在經(jīng)AD轉(zhuǎn)換的通道數(shù)字輸出信號D1和D2中出現(xiàn)偏斜誤差。圖3A至3C是圖示偏斜誤差的示圖。在圖3A中圖示了模擬輸入信號fin。在圖3B中示出了具有周期1/fs的采樣定時以及由ADC通道100和200進行AD轉(zhuǎn)換的數(shù)字輸出信號D1、D2。作為一個示例，模擬輸入信號A_IN是正弦波或余弦波。如圖2中所示，當在這兩個通道的采樣定時之間存在偏斜Δt時，以偏離一個ADC通道的采樣定時正中的定時的定時對另一ADC通道進行采樣。結(jié)果，如圖3B中所示，當以周期1/fs的采樣定時觀察這兩個ADC通道的數(shù)字輸出信號D1和D2時，數(shù)字輸出信號D1和D2具有與偏斜Δt對應(yīng)的相位差。在圖3B中所示的示例中，ADC通道100側(cè)的數(shù)字輸出信號D1具有比ADC通道200側(cè)的數(shù)字輸出信號D2的相位晚的相位。結(jié)果，當組合器1組合數(shù)字輸出信號D1和D2時，組合數(shù)字輸出信號D_OUT具有相對于原始模擬輸入信號A_IN的、圖3C中所示的偏斜誤差dt。偏斜誤差dt是數(shù)字輸出信號D1和D2之間的差D2-D1。在偏斜Δt較大時，偏斜Δt的幅度較大。當采樣時鐘的偏斜Δt為零時，圖3B中所示的數(shù)字輸出信號D1和D2的相位彼此一致。在所有采樣定時處圖3C中所示的偏斜誤差dt是零。如上文所述，兩個數(shù)字輸出D1和D2的波形之間的差是由采樣時鐘的偏斜，即偏斜誤差引起的誤差。該差包括在通過組合兩個ADC通道的輸出而獲得的數(shù)字輸出信號D_OUT中。在通過對數(shù)字輸出D1進行采樣和AD轉(zhuǎn)換而獲得的值中，如圖3C中的橫坐標上的白色圓形所指示的，偏斜誤差是零。然而，通過對數(shù)字輸出D2進行采樣和AD轉(zhuǎn)換而獲得的值具有如圖3C中的黑色圓形指示的、與數(shù)字輸出D2和D1的差D2-D1對應(yīng)的誤差。換言之，除了模擬輸入信號分量(數(shù)值輸出D1的值)之外，組合數(shù)字輸出信號D_OUT包括由于偏斜誤差引起的鏡像信號分量(亂真分量)，其是采樣時鐘ΦB下的數(shù)字輸出D1和D2之間的差。如圖3C中所示，偏斜誤差在采樣時鐘ΦB的每個周期2/fs(頻率fs/2)處出現(xiàn)。偏斜誤差具有與模擬輸入信號(D1的波形)的周期1/fin的包絡(luò)值對應(yīng)的值。偏斜誤差的相位相對于模擬輸入信號移位π/2。因此，由于偏斜誤差引起的鏡像信號分量是具有作為采樣頻率fs的一半的高頻fs/2以及模擬輸入信號(D1的波形)的頻率fin的低頻的波形。鏡像信號分量的頻率是fs/2-fin。圖4是圖示時間交織類型的ADC的示例的示圖。該示例是在后臺校準作為偏斜誤差的鏡像信號分量的ADC。該示例也是包括兩個ADC通道100和200的示例。如圖1中所示的ADC，圖4中所示的時間交織類型的ADC包括兩個ADC通道100和200以及被配置成組合ADC通道100和200的數(shù)字輸出D1和D2的加法器1。此外，ADC包括用于執(zhí)行使第二通道的ADC200的數(shù)字輸出D2的相位提前或延遲的相移的自適應(yīng)濾波器7。圖4中所示的ADC包括校正電路20。校正電路20根據(jù)加法器1組合的數(shù)字輸出信號D_OUT檢測偏斜誤差，并且生成自適應(yīng)濾波器7的系數(shù)S6以便根據(jù)數(shù)字輸出D2的偏斜執(zhí)行相移，并且抑制或消除組合數(shù)字輸出信號D_OUT的偏斜誤差。校正電路20包括被配置成根據(jù)組合數(shù)字輸出信號D_OUT檢測偏斜誤差的偏斜誤差檢測電路10、被配置成生成偏斜誤差的平均值dt(n)的累加器5、以及被配置成基于偏斜誤差的平均值dt(n)生成自適應(yīng)濾波器7的系數(shù)S6的系數(shù)計算器6。具體地，如圖3A至3C中所示，偏斜誤差dt以采樣周期1/fs的兩倍的周期2/fs出現(xiàn)并且以與偏斜Δt的幅值成正比的幅度波動。因此，校正電路20計算偏斜誤差的平均值dt(n)(還被稱為偏斜誤差估計量)作為與偏斜Δt對應(yīng)的值，并且在自適應(yīng)濾波器7中設(shè)定用于抑制偏斜誤差的平均值dt(n)的系數(shù)S6。換言之，校正電路20在自適應(yīng)濾波器7中設(shè)定用于執(zhí)行與圖3B中所示的偏斜Δt對應(yīng)的相移的系數(shù)S6。更具體地，校正電路20使用偏斜誤差檢測電路10和累加器5根據(jù)數(shù)字輸出信號D_OUT計算偏斜誤差估計量dt(n)，并且使用系數(shù)計算器6基于該估計量計算濾波器系數(shù)S6。在偏斜誤差估計量dt(n)中，n表示采樣次數(shù)。自適應(yīng)濾波器7根據(jù)濾波器系數(shù)S6將第二ADC通道200的數(shù)字輸出D2校正到相移信號的數(shù)字值。校正電路20再次根據(jù)作為校正結(jié)果獲得的數(shù)字輸出信號D_OUT計算偏斜誤差估計量dt(n)，并且計算濾波器系數(shù)S6。校正電路20重復(fù)該處理，直到偏斜誤差估計量dt(n)變?yōu)闈u進到接近零，從而校正偏斜誤差。圖5A和5B是用于解釋偏斜誤差檢測電路10的示圖。在圖5A中，通過橫坐標上繪出的歸一化頻率和縱坐標上繪出的功率圖示了模擬輸入信號分量(頻率fin)和由于偏斜誤差引起的鏡像分量(頻率fs/2-fin)。偏斜誤差檢測電路10包括頻移電路2，其被配置成使組合數(shù)字輸出信號D_OUT(或y(n))乘以信號(-1)n，其符號在每個采樣定時n處反轉(zhuǎn)成+1、-1、+1和-1。信號(-1)n是以采樣周期1/fs兩倍的周期2/fs改變的信號。信號(-1)n的頻率是fs/2。因此，頻移電路2是一種包括乘法電路的混頻器電路。因此，在如圖5B中所示的頻移電路2的輸出yd1(n)中，頻率fs/2-fin的鏡像分量移位到頻率fin，其是頻率fs/2-fin和信號(-1)n的頻率fs/2之間的差。具有頻率fin的輸入信號移位到頻率fs/2-fin，其是頻率fin和信號(-1)n的頻率fs/2之間的差。此外，如圖3C中所示，輸入信號fin和鏡像分量的信號(偏斜誤差信號)的相位偏離π/2。因此，偏斜誤差檢測電路10包括被配置成使頻移電路2的輸出相位移位-π/2的相移電路3。根據(jù)相移電路3的-π/2移位，圖5A中所示的組合數(shù)字輸出信號y(n)的輸入信號分量和鏡像分量變?yōu)橄辔幌嗤蛳喾吹男盘?。這同樣適用于圖5B中所示的相移電路3的輸出信號yd1(n)的鏡像分量和輸入信號分量。簡言之，如參照圖3B和3C所解釋的，根據(jù)ADC通道Ch2側(cè)的相位相對于Ch1側(cè)的相位延遲還是提前，通過使偏斜誤差dt移位-π/2而獲得的信號具有與輸入信號D2的相位相反或相同的相位。因此，偏斜誤差檢測電路10中的乘法器4使組合數(shù)字輸出信號y(n)和相移電路3的輸出信號yd1(n)相乘，并且輸出通過對組合數(shù)字輸出信號y(n)的輸入信號分量(fin)和相移電路3的輸出信號yd1(n)的鏡像分量(fin)的乘法值與組合數(shù)字輸出信號y(n)的鏡像分量(fs/2-fin)和相移電路3的輸出信號yd1(n)的輸入信號分量(fs/2-fin)的乘法值求和而獲得的值。結(jié)果，乘法器4輸出與鏡像分量的幅度成正比的值。此外，根據(jù)ADC通道Ch2側(cè)的相位相對于Ch1側(cè)的相位延遲還是提前，乘法器4的輸出的偏斜誤差dt的極性是相反的。由于相乘的信號的頻率彼此一致，因此輸出不包括頻率分量。盡管乘法器4的輸出dt具有與偏斜誤差對應(yīng)的值，但是偏斜誤差如圖3C中所示波動。因此，校正電路20中的累加器5對乘法器4的輸出進行積分并取平均，并且去除輸出的AC分量。因此，累加器5輸出的偏斜誤差的平均值dt(n)是在每個采樣定時處更新的平均值，并且是與偏斜Δt的幅值對應(yīng)的值。偏斜誤差的平均值dt(n)指示偏斜的方向作為極性。最后，系數(shù)計算電路6與采樣時鐘SCLK(fs)同步地，基于與偏斜的幅值對應(yīng)的偏斜誤差的平均值dt(n)計算用于設(shè)定自適應(yīng)濾波器7的相移量以抑制偏斜誤差的系數(shù)S6，并且在自適應(yīng)濾波器7中設(shè)定系數(shù)S6。該反饋控制與采樣時鐘(或者通過對采樣時鐘分頻而獲得的時鐘)同步地重復(fù)，從而將偏斜誤差的平均值dt(n)抑制成接近零。向乘法器4提供步長尺寸作為系數(shù)。步長尺寸是用于控制反饋控制的速度的系數(shù)。當步長尺寸大時，盡管反饋控制較快地建立，但是過沖和下沖也增加。當步長尺寸小時，盡管過沖和下沖減少，但是反饋控制建立緩慢。圖6是自適應(yīng)濾波器7的電路圖。自適應(yīng)濾波器7輸出通過根據(jù)系數(shù)S6將n位輸入數(shù)字信號x(t)校正到期望的波形而獲得的輸出數(shù)字信號y(t)。在該實施例中，自適應(yīng)濾波器7輸出通過根據(jù)系數(shù)S6使輸入數(shù)字信號x(t)的相位移位期望的相移量而獲得的輸出數(shù)字信號y(t)。自適應(yīng)濾波器7的該相移量是校正量。自適應(yīng)濾波器7包括多個延遲電路711，其按位數(shù)包括用于使輸入數(shù)字信號x(t)延遲一個時鐘的延遲觸發(fā)器DFF。此外，自適應(yīng)濾波器7包括：多個乘法器712，其包括作為抽頭的延遲電路711的輸入節(jié)點和輸出節(jié)點并且被配置成使抽頭的數(shù)字值分別乘以系數(shù)計算電路6輸出并且設(shè)定在抽頭中的系數(shù)S6；以及加法器713，其被配置成對乘法器712的輸出求和。加法器713的數(shù)字輸出是輸出數(shù)字信號y(t)。在抽頭數(shù)目較大時，圖6中所示的自適應(yīng)濾波器7是較高階的濾波器。圖7A和7B是圖示自適應(yīng)濾波器的操作的示圖。在圖7A和7B中，圖示了輸入數(shù)字信號x(t)、用作系數(shù)S6的δ(delta)函數(shù)以及輸出數(shù)字信號y(t)。橫坐標是時間軸。橫坐標表示圖6中所示的自適應(yīng)濾波器中的抽頭位置。自適應(yīng)濾波器7是允許所有輸入數(shù)字信號x(t)通過的全通濾波器。因此，自適應(yīng)濾波器7執(zhí)行如下式(1)指示的輸入數(shù)字信號x(t)和狄拉克δ函數(shù)δ(t)的卷積運算：[E1]其中T表示常數(shù)并且N表示抽頭數(shù)目。如圖7A和式(1)所指示的，輸入數(shù)字信號x(t)是以時間T的采樣間隔改變的數(shù)字值。δ函數(shù)δ(t)在時間t＝0(在中心抽頭中)具有預(yù)定幅值并且在其他時間具有幅值0。因此，自適應(yīng)濾波器7的多個乘法器12使中心抽頭(t＝0)的輸入數(shù)字信號x(t)乘以在時間t＝0的δ函數(shù)δ(t)的值，使其他抽頭(t＝0以外)的輸入數(shù)字信號x(t)乘以時間t＝0以外的值0，并且輸出通過乘法獲得的乘法值的求和值。自適應(yīng)濾波器7與采樣時鐘同步地依次輸出以采樣間隔延遲移位的輸入數(shù)字信號x(t)的中心抽頭的輸入數(shù)字值。換言之，如圖7A中所示，輸出數(shù)字信號y(t)依次具有中心在各個采樣定時的每個采樣周期處的不同的數(shù)字值。解釋系數(shù)S6的相移。如圖7B中所示，系數(shù)計算電路6使δ函數(shù)δ(t)在時間軸上向右側(cè)移位(即使抽頭位置向右側(cè)移位)以將系數(shù)S6設(shè)定為在時間2T具有例如不同于零的預(yù)定值并且在不同于時間2T的時間是零。在將系數(shù)S6設(shè)定為該系數(shù)時，圖7B中的自適應(yīng)濾波器7輸出的在時間nT的輸出數(shù)字信號y(t)具有輸入數(shù)字信號x(t)的在時間(n+2)T的數(shù)字值。換言之，圖7B中的輸出數(shù)字信號y(t)是通過使輸入數(shù)字信號x(t)的相位向左移位兩個抽頭，即使相位延遲而獲得的信號。隨著時間的消逝，輸入數(shù)字信號x(t)移位到自適應(yīng)濾波器7中的多個抽頭。因此，使抽頭位置向左移位意味著輸出過去兩個時鐘的信號。輸入數(shù)字信號的相位被延遲。相反，在使δ函數(shù)δ(t)向左側(cè)移位時，可以使相位提前。如上文所述，使δ函數(shù)δ(t)的相位移位以設(shè)定自適應(yīng)濾波器7中的系數(shù)。因此，自適應(yīng)濾波器7使輸入數(shù)字信號的相位在任何方向上移位并且輸出該輸入數(shù)字信號。以上解釋了圖4中所示的校正電路20和自適應(yīng)濾波器7。自適應(yīng)濾波器的改進點在下面的解釋中，系數(shù)S6是sinc函數(shù)而非狄拉克δ函數(shù)。由于電路配置，圖4中所示的校正電路20的系數(shù)計算電路6通過sinc函數(shù)的系數(shù)而非諸如非狄拉克δ函數(shù)的理想系數(shù)實現(xiàn)。然而，當使用sinc函數(shù)的濾波器系數(shù)時，改進了以下解釋的各點。圖8是圖示sinc函數(shù)的波形的示圖。sinc函數(shù)h(n)由下式(2)表示：[E2]其中FD表示與自適應(yīng)濾波器7的多個抽頭對應(yīng)的橫坐標方向上的相移量(或延遲量)。如根據(jù)圖8而顯見的，當橫坐標值n等于相移量FD(圖8中FD＝3)(n＝FD＝3)時，sinc函數(shù)h(n)的輸出是1。當橫坐標值n不同于相移量FD(FD＝3)時，sinc函數(shù)h(n)的輸出是0。當自適應(yīng)濾波器7使用以上sinc函數(shù)h(n)的濾波器系數(shù)時，自適應(yīng)濾波器7是如同使用δ函數(shù)δ(t)的濾波器系數(shù)的濾波器的全通濾波器。圖9是圖示使用sinc函數(shù)的濾波器系數(shù)的自適應(yīng)濾波器的操作的示圖。當使用sinc函數(shù)h3的濾波器函數(shù)時，抽頭mT中的輸入數(shù)字信號x(t)被輸出。當使用sinc函數(shù)h5的濾波器系數(shù)時，抽頭(m+2)T中的輸入數(shù)字信號x(t)被輸出并且相位移位(延遲)。即使在如上文解釋的那樣設(shè)定sinc函數(shù)的系數(shù)時，當相移量(延遲量)FD是整數(shù)時，可以執(zhí)行與使用δ函數(shù)的系數(shù)所執(zhí)行的相移控制相同的相移控制。然而，時間交織ADC中的ADC通道之間的偏斜量是比采樣時鐘的周期短的時間。因此，需要以非整數(shù)(小數(shù)點后的數(shù))的精度設(shè)定相移量(延遲量)FD。圖10是圖示sinc函數(shù)h(n)的相移量(延遲量)FD不是整數(shù)的示例中的波形的示圖。在該示例中，相移量FD是3.2，其是非整數(shù)。因此，盡管輸入到自適應(yīng)濾波器7中的抽頭的乘法器的系數(shù)在n＝3處采取接近1的大的值，但是在n＝-2至2和4至8處系數(shù)不為零。然而，根據(jù)n＝3處的大的值和n＝4處的相對大的值，相移量FD被控制為n＝3.2。自適應(yīng)濾波器7中的相應(yīng)的乘法器根據(jù)n＝3和4以外的值處的相對小的值輸出相對小的乘法值。因此，當相移量FD是非整數(shù)時，自適應(yīng)濾波器7的輸出數(shù)字信號y(t)是不同于輸入數(shù)字信號x(t)的值。下式(3)表示在如下波形的情況下的自適應(yīng)濾波器7的轉(zhuǎn)移函數(shù)Hd：如圖8中所示，在該波形中僅一個抽頭的系數(shù)是1并且其他抽頭的系數(shù)是0，即理想的轉(zhuǎn)移函數(shù)Hd。[E3]換言之，根據(jù)轉(zhuǎn)移函數(shù)Hd，生成通過使輸入數(shù)字信號x(t)的相位移位FD而獲得的輸出數(shù)字信號y(t)。使用sinc函數(shù)的系數(shù)的自適應(yīng)濾波器的轉(zhuǎn)移函數(shù)H如下式(4)表示的那樣。換言之，由于采用sinc函數(shù)h(n)，誤差被加到理想的轉(zhuǎn)移函數(shù)Hd。[E4]結(jié)果，式(4)和(3)之間的差是誤差E，其如下式(5)表示的那樣：[E5]誤差E是奈奎斯特角頻率ωs，即當ω＝π時，誤差E如下式(6)表示的那樣。[E6]圖11是圖示轉(zhuǎn)移函數(shù)的頻率特性的示圖。當輸入數(shù)字信號x(t)具有低頻率時，式(5)和(6)指示的誤差是可忽略的尺度。轉(zhuǎn)移函數(shù)H是理想值1。然而，當輸入數(shù)字信號x(t)具有高頻率時，誤差增加。當相移量FD為正時，轉(zhuǎn)移函數(shù)H在高頻帶中減少，并且當相移量FD為負時(虛線)，轉(zhuǎn)移函數(shù)H在高頻帶中增加。圖11中的“a”是任意值。當設(shè)定sinc函數(shù)的系數(shù)時，自適應(yīng)濾波器7的轉(zhuǎn)移函數(shù)H具有圖11中所示的頻率特性。其原因如下文所解釋的那樣。圖10中所示的sinc函數(shù)的濾波器系數(shù)具有小的幅度并且在中心的峰值以外的值處是正的和負的。因此，當模擬輸入信號fin具有低頻率時，自適應(yīng)濾波器7中的多個抽頭中的幅度逐漸改變。在利用圖10中所示的系數(shù)的卷積運算中，使中心抽頭以外的抽頭的乘法值的積累值偏移正的系數(shù)和負的系數(shù)。輸出與理想值接近的值。這是在圖11中轉(zhuǎn)移函數(shù)H在低頻域中為1的原因。轉(zhuǎn)移函數(shù)H＝1意味著自適應(yīng)濾波器7允許輸入信號通過并且原樣輸出該輸入信號。另一方面，當模擬輸入信號fin具有高頻率時，自適應(yīng)濾波器中的多個抽頭中的輸入信號的幅度極大地波動。濾波器系數(shù)的正值和負值的偏移效果被弱化并且誤差增加。結(jié)果，在高頻域中，轉(zhuǎn)移函數(shù)H從理想值1下降或上升。轉(zhuǎn)移函數(shù)H從理想值1下降或上升意味著自適應(yīng)濾波器7的輸出信號不等于輸入信號并且具有誤差。當自適應(yīng)濾波器7的抽頭數(shù)目大時，偏移效果被強化，并且直到高頻率，頻率特性H是1。相反，當抽頭數(shù)目小時，偏移效果被弱化，并且即使在低頻率，轉(zhuǎn)移函數(shù)H從1下降或上升。解釋自適應(yīng)濾波器的群延遲量(相移量)。下式(7)表示自適應(yīng)濾波器7的頻率響應(yīng)。自適應(yīng)濾波器7的頻率特性具有幅度特性G(ω)和相位特性θ(ω)。式(7)對應(yīng)于式(4)的轉(zhuǎn)移函數(shù)H。[E7]H(ejω)＝G(ω)ejθ(ω)(7)其中，G(ω)表示幅度特性并且θ(ω)表示相位特性。另一方面，通過根據(jù)式(7)使相位特性θ(ω)相對于角頻率ω求微分來獲得自適應(yīng)濾波器7的群延遲特性(相移量)D(ω)。群延遲特性D(ω)如下式(8)表示的那樣：[E8]其中，F(xiàn)D表示濾波器的延遲量。因此，當計算式(7)的對數(shù)時，推導(dǎo)下式(9)。[E9]lnH(ejω)＝lnG(ω)+jθ(ω)(9)其中，ln表示對數(shù)。當使式(9)相對于角頻率ω求微分時，獲得了下式(10)。[E10]因此，當在式(8)中代入式(10)時，自適應(yīng)濾波器7的群延遲D(ω)如下式(11)表示的那樣：[E11]根據(jù)式(11)，可以理解，群延遲D(ω)具有與式(7)，即式(4)的轉(zhuǎn)移函數(shù)H的微分值H’對應(yīng)的特性。通過使圖11中所示的特性相對于角頻率ω求微分，獲得了微分值H’。圖12是圖示微分值H’的特性的示圖。圖11中所示的轉(zhuǎn)移函數(shù)H的曲線的梯度是H’。因此，圖12中的微分值H’在低頻域中是0。在高頻域中，當轉(zhuǎn)移函數(shù)H下降時，微分值H’是負的，并且當轉(zhuǎn)移函數(shù)H上升時，微分值H’是正的。圖13是圖示群延遲D(ω)的頻率特性的示圖。在式(11)中，相移量FD被加到H’。因此，當FD為正時，圖13中所示的特性圖表是由在縱坐標的正方向上移位的實線指示的特性。當FD為負時，特性圖表是由在縱坐標的負方向上移位的虛線指示的特性。當正相移量FD的絕對值增加時，該特性在正方向上移位。當負相移量FD的絕對值增加時，該特性在負方向上移位。群延遲下降或上升的頻率f4在自適應(yīng)濾波器7是較高階濾波器(具有較大的抽頭數(shù)目)時較高，并且在自適應(yīng)濾波器7是較低階濾波器(具有較小的抽頭數(shù)目)時較低。圖14是圖示群延遲特性D(ω)和頻率特性H(ω)的具體波形示例的示圖。如圖14中所示，自適應(yīng)濾波器7的轉(zhuǎn)移函數(shù)的頻率特性H(ω)在高頻域中略微下降。在H(ω)的放大視圖中看到該下降。根據(jù)頻率特性H(ω)的下降，與H(ω)的微分值對應(yīng)的群延遲特性D(ω)在高頻域中下降到負側(cè)。這樣，圖14中的具體波形示例與圖13中所示的群延遲的頻率特性一致。如上文解釋的，在自適應(yīng)濾波器7中設(shè)定sinc函數(shù)的系數(shù)并且相位將要移位。在該情況下，當輸入信號具有低頻率時，可以使相位在與延遲量FD對應(yīng)的方向上移位。然而，當輸入信號具有高頻率時，并不總是可以使相位在該方向上移位。當輸入信號具有高頻率時，相移方向與對應(yīng)于延遲量FD的方向相反。此外，在圖13中所示的特性中，證實了當延遲量FD增加時，在高于頻率f4的頻域中由實線指示的下降(或由虛線指示的上升)的梯度是較陡峭的。如圖13中所解釋的，在自適應(yīng)濾波器使用sinc函數(shù)的系數(shù)的情況下，群延遲量D(ω)具有特有的頻率特性。由于該頻率特性，優(yōu)選的是設(shè)計通過圖4中所示的校正電路20進行偏斜誤差抑制的反饋控制。在下文中解釋這一點。圖15A和15B是圖示群延遲D(ω)的頻率特性以及設(shè)定sinc函數(shù)的系數(shù)的自適應(yīng)濾波器的偏斜校正控制的示圖。假設(shè)針對自適應(yīng)濾波器的輸入信號的頻率是fin。較之采樣頻率fs/2，頻率fin是充分低的。在圖15A中，自適應(yīng)濾波器中所需的、用于抑制ADC通道200側(cè)的數(shù)字信號D2中包括的偏斜的相移量(延遲量)是SK1。為了在自適應(yīng)濾波器中將相移量設(shè)定為SK1，還需要將sinc函數(shù)的相移量設(shè)定為SK1。因此，在該情況下，圖4中所示的系數(shù)計算電路6計算在箭頭指示的偏斜校正方向SCD1上將sinc函數(shù)的相移量FD控制到Δt1和Δt2時的系數(shù)，并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定該系數(shù)。因此，可以抑制偏斜誤差的平均值dt(n)并且隨后使相移量FD與目標相移量SK1匹配。另一方面，在圖15B中，用于抑制ADC通道200側(cè)的數(shù)字信號D2中包括的偏斜的相移量(延遲量)SK2的符號與相移量SK1的符號相反。在該情況下，如圖15A中所示的情況，圖4中所示的系數(shù)計算電路6計算在箭頭指示的偏斜校正方向SCD2上將sinc函數(shù)的相移量FD控制到-Δt1和-Δt2時的系數(shù)，并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定該系數(shù)。因此，可以抑制偏斜誤差的平均值dt(n)并且隨后使相移量FD與目標相移量SK2匹配。圖16A和16B是圖示當輸入信號具有高頻率時執(zhí)行的偏斜校正控制的問題的示圖。在圖16A和16B中所示的示例中，輸入信號的頻率fin是接近采樣頻率fs/2的高頻率并且高于過零點處的頻率f1，在過零點處自適應(yīng)濾波器的群延遲的極性變得與所設(shè)定的延遲量FD的極性相反。在圖16A中，偏斜校正所需的相移量(延遲量)是SK3。在該情況下，即使系數(shù)計算電路6如圖15A中的那樣計算在偏斜校正方向SCD3上將sinc函數(shù)的相移量FD控制到Δt1和Δt2時的系數(shù)并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定該系數(shù)，由于輸入信號的頻率fin高于過零點處的頻率f1，因此自適應(yīng)濾波器的延遲量在相反極性的方向上改變。因此，不可能將自適應(yīng)濾波器的延遲量設(shè)定到偏斜校正所需的延遲量SK3而不管相移量FD在偏斜校正方向SCD3上增加了多少。當如圖16B中所示自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)目增加以使階數(shù)上升時，可以使頻率特性在箭頭方向(高頻方向)上移位。僅需執(zhí)行如圖15A和15B中所示的自適應(yīng)濾波器的系數(shù)控制。然而，當自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)目增加時，電路尺寸增加并且功耗和芯片面積增加。因此，這不是理想方法。該實施例中的偏斜校正方法圖17是用于解釋該實施例中的第一偏斜校正方法的示圖。在圖17中所示的示例中，如圖16A和16B中的那樣，偏斜校正所需的相移量(延遲量)是SK4。輸入信號的頻率fin高于過零點處的頻率f1，即f1<fin<fs/2。在第一偏斜校正方法中，如圖17中的步驟1中所示，系數(shù)計算電路6計算用于在偏斜校正方向SCD4-1上將sinc函數(shù)的相移量FD控制到Δt1和Δt2的系數(shù)并且在自適應(yīng)濾波器中設(shè)定該系數(shù)，從而獲得相移量(延遲量)SK4。然而，在圖16A和16B以及圖17中所述的示例中，由于輸入信號的頻率fin高于過零點處的頻率f1，因此形狀移位方向相反。因此，偏斜誤差dt(t)增加到相反側(cè)。這是因為，如圖17中所示，作為群延遲的頻率特性，在高于過零點處的頻率f1的頻域中，當相移量FD在正方向上增加時，自適應(yīng)濾波器的相移在負方向上增加。因此，當在步驟1中未能抑制偏斜誤差的平均值dt(t)時，即使與系數(shù)對應(yīng)的相移量FD(fin<f2、f1的FD)達到可允許的最大值時，如步驟2中所示，系數(shù)計算電路6仍使sinc函數(shù)的相移量FD的極性反轉(zhuǎn)并且計算并控制系數(shù)以在偏斜校正方向SCD4-2上使FD的絕對值從FD＝-Δt3增加。當相移量FD為負時，自適應(yīng)濾波器的相移在頻率fin(>f1)處在正方向上。當相移量FD的絕對值增加時，相移量(延遲量)在正方向上增加。換言之，頻率特性的梯度在高于f1的頻率處變得陡峭。因此，如圖17中的步驟2中所示，可以向自適應(yīng)濾波器提供所需的相移SK4。偏斜誤差dt(t)被抑制。在圖17中，偏斜校正所需的相移量(延遲量)是在正方向上的SK4。然而，當相移量是負的相移量時，相同的控制是可能的。換言之，首先，系數(shù)計算電路6僅需執(zhí)行對系數(shù)的控制以使相移量FD的FD絕對值從負值逐漸增加，并且當絕對值達到最大值時，使極性反轉(zhuǎn)并且使FD的絕對值從正值逐漸增加。圖18是用于解釋該實施例中的第二偏斜校正方法的示圖。在圖18中所示的示例中，不同于圖17，輸入信號的頻率fin低于過零點處的頻率f1并且高于群延遲開始下降的頻率f2(當群延遲具有負極性時，群延遲開始增加的頻率)，即f2<fin<f1。這樣，當輸入信號的頻率fin低于過零點處的頻率f1時，常常不能通過圖17中所示的第一偏斜校正方法來抑制偏斜。在圖18中所示的第二偏斜校正方法中，步驟1和步驟2中的校正控制與圖17中的校正控制相同。在步驟1中，系數(shù)計算電路6執(zhí)行對系數(shù)的控制以使相移量FD的FD絕對值從正值逐漸增加，并且當絕對值達到最大值時，在步驟2中，使極性反轉(zhuǎn)并且使FD的絕對值從負值逐漸增加。然而，由于頻率fin具有關(guān)系f2<fin<f1，因此不能相對于自適應(yīng)濾波器的頻率fin將群延遲調(diào)整到SK5。因此，當與系數(shù)對應(yīng)的相移量FD的絕對值在步驟2中達到最大值時，在步驟3中，系數(shù)計算電路6減少自適應(yīng)濾波器的抽頭數(shù)目并且減少濾波器階數(shù)。為了減少抽頭數(shù)目，在自適應(yīng)濾波器的兩個端側(cè)的乘法器712中設(shè)定的系數(shù)僅需被設(shè)定為零以防止兩側(cè)的乘法器712的輸出被加到加法器713。當濾波器的階數(shù)減少時，在群延遲的頻率特性中，群延遲量下降(或上升)的頻率f2是低的。因此，減少濾波器的階數(shù)，直到輸入信號的頻率fin變得高于過零點處的頻率f1。隨后，如在步驟2中的那樣，使相移量FD的絕對值從負值逐漸增加。結(jié)果，群延遲量在輸入信號的頻率fin處在正方向上增加。可以向頻率fin提供延遲量SK5的所需的群延遲量。第一實施例中的時間交織ADC圖19是第一實施例中的時間交織ADC的配置圖。作為與圖4中所示的部件不同的部件，在偏斜誤差檢測電路10和累加器5之間設(shè)置有使偏斜誤差dt的極性反轉(zhuǎn)的極性反轉(zhuǎn)電路12，并且設(shè)置有確定偏斜誤差的平均值dt(n)是否達到最大可允許值MAX的比較器17、控制圖16A和16B以及圖17中解釋的步驟1、2和3的狀態(tài)控制電路18以及確定自適應(yīng)濾波器7的階數(shù)的濾波器階數(shù)判定電路19。極性反轉(zhuǎn)電路12包括被配置成使偏斜誤差dt與(-1)相乘以使極性反轉(zhuǎn)的乘法器14，以及被配置成基于控制信號S18-1選擇在不使極性反轉(zhuǎn)的情況下還是在使極性反轉(zhuǎn)之后輸出偏斜誤差檢測電路10的輸出的乘法器13。累加器5包括被配置成使極性反轉(zhuǎn)電路12的輸出延遲一個時鐘的延遲FF電路15以及被配置成將延遲電路15的輸出加到作為極性反轉(zhuǎn)電路12的輸出的當前偏斜誤差dt的加法器16。因此，累加器5的輸出是通過對根據(jù)偏斜誤差檢測電路10中的步長尺寸按預(yù)定比例減小的偏斜誤差dt進行累加而獲得的偏斜誤差的平均值dt(n)。狀態(tài)控制電路18通過情況控制信號S18-1控制極性反轉(zhuǎn)電路12的極性反轉(zhuǎn)的存在與否，并且通過重置控制信號S18-2來重置累加器5的累加值。圖20是用于解釋圖19中所示的時間交織ADC的偏斜校正電路20的操作的流程圖。偏斜校正電路20依序執(zhí)行圖18中的三個步驟作為偏斜校正。下文根據(jù)圖20的流程圖解釋圖19中所示的偏斜校正電路20的操作。步驟1首先，在步驟1中，狀態(tài)控制電路18將情況控制信號S18-1設(shè)定為0以將極性反轉(zhuǎn)電路12控制為不反轉(zhuǎn)并且將重置控制信號S18-2設(shè)定為重置狀態(tài)以重置累加器5中的延遲FF電路15用于重置累加值。根據(jù)偏斜誤差的平均值dt(n)的幅值和極性，系數(shù)計算電路6計算所需的相移量(延遲量)FD，使用sinc函數(shù)計算系數(shù)S6，并且設(shè)定自適應(yīng)濾波器7的抽頭的乘法器12中的系數(shù)S6(參見圖6)。結(jié)果，當所獲得的偏斜誤差的平均值dt(n)下降到零(或者被抑制到期望的低水平)時，偏斜校正控制結(jié)束(S51中的“是”)。然而，當偏斜誤差的平均值dt(n)未下降到零時(S51中的“否”)，則在平均值dt(n)的絕對值未達到可允許的最大值MAX(S52中的“否”)或者與系數(shù)S6對應(yīng)的相移量FD未達到最大量時，狀態(tài)控制電路18重復(fù)步驟S50。因此，偏斜誤差的平均值dt(n)漸進到零。比較器17確定偏斜誤差的平均值dt(n)的絕對值是否達到最大值MAX。比較器17向狀態(tài)控制電路18通知確定結(jié)果?；蛘?，系數(shù)計算電路6確定與S6對應(yīng)的FD是否達到最大值，并且向狀態(tài)控制電路18通知確定結(jié)果。步驟1中的偏斜校正控制如參照圖17和18解釋的那樣。系數(shù)計算電路6根據(jù)偏斜誤差的平均值dt(n)的極性確定所需的相移量(延遲量)FD的極性。系數(shù)計算電路6根據(jù)偏斜誤差的平均值dt(n)的幅值確定所需的相移量(延遲量)FD的幅值。相移量(延遲量)FD與圖17和18中的縱坐標上的群延遲量對應(yīng)。步驟2當在步驟1中比較器17檢測到偏斜誤差的平均值dt(n)達到最大值MAX時(S52中的“是”)，或者當與S6對應(yīng)的FD達到最大值時，狀態(tài)控制電路18將情況控制信號S18-1設(shè)定為1，將重置控制信號S18-2設(shè)定為重置狀態(tài)，并且移至步驟2中的控制。因此，偏斜誤差檢測電路10輸出的偏斜誤差dt的極性被反轉(zhuǎn)，并且累加值被重置。根據(jù)偏斜誤差的平均值dt(n)的幅值和極性，系數(shù)計算電路6計算所需的相移量(延遲量)FD，使用sinc函數(shù)計算系數(shù)S6，并且設(shè)定自適應(yīng)濾波器7的抽頭的乘法器12中的系數(shù)S6(S54)。在偏斜誤差的平均值dt(n)未下降到零(S55中的“否”)并且平均值dt(n)的絕對值未達到最大值MAX或者FD未達到最大值(S56中的“否”)時，重復(fù)步驟S54。在步驟2中，根據(jù)極性反轉(zhuǎn)電路12的極性反轉(zhuǎn)，系數(shù)計算電路6根據(jù)通過使自適應(yīng)濾波器7所需的相移量SK4的極性反轉(zhuǎn)而獲得的鏡像相移量-SK4來設(shè)定系數(shù)S6。因此，校正電路20執(zhí)行校正控制以使負側(cè)的相移量FD的絕對值逐漸增加并且抑制偏斜誤差的平均值dt(n)。在圖17中所示的示例的情況下，在步驟2中，設(shè)定與自適應(yīng)濾波器所需的相移量SK4對應(yīng)的系數(shù)S6，適當?shù)乜刂破闭`差的平均值，并且偏斜校正控制結(jié)束。然而，在圖18中所示的示例的情況下，在步驟2中，偏斜誤差的平均值dt(n)未被適當?shù)乜刂撇⑶疫_到最大值MAX或者FD達到最大值(S56中的“是”)。步驟3當在步驟2中比較器17檢測到偏斜誤差的平均值dt(n)達到最大值MAX或者FD達到最大值時(S56中的“是”)，狀態(tài)控制電路18將重置控制信號S18-2設(shè)定為重置狀態(tài)，將情況控制信號S18-1保持在1，并且控制濾波器階數(shù)判定電路19以減少濾波器階數(shù)(S58)。因此，偏斜校正移至步驟3。響應(yīng)于用于減少濾波器階數(shù)的控制，系數(shù)計算電路6將針對自適應(yīng)濾波器7的兩端的乘法器12的系數(shù)設(shè)定為零。如在步驟2中的那樣，根據(jù)偏斜誤差的平均值dt(n)的幅值和極性，系數(shù)計算電路6計算所需的相移量(延遲量)FD，使用sinc函數(shù)計算系數(shù)S6，并且設(shè)定自適應(yīng)濾波器7的抽頭的乘法器12中的系數(shù)S6(S59)。在偏斜誤差的平均值dt(n)未下降到零(S60中的“否”)并且平均值dt(n)的絕對值未達到最大值MAX或者FD未達到最大值(S61中的“否”)時，重復(fù)步驟S59。當偏斜誤差的平均值dt(n)的絕對值達到最大值MAX或者FD達到最大值時(S61中的“是”)，響應(yīng)于比較器17或系數(shù)計算器6的檢測信號，狀態(tài)控制電路18再次將重置控制信號S18-2設(shè)定為重置狀態(tài)，執(zhí)行用于減少自適應(yīng)濾波器7的階數(shù)的控制(S58)，并且以相同的方式重復(fù)步驟2中的控制。隨后，當偏斜誤差的平均值dt(n)被適當?shù)匾种茣r，狀態(tài)控制電路18結(jié)束偏斜校正。根據(jù)偏斜校正控制，即使當輸入信號的頻率fin大于過零點處的頻率f1或者在頻率f2和f1之間時，偏斜校正電路20仍適當?shù)卦O(shè)定自適應(yīng)濾波器7的系數(shù)，將階數(shù)控制到適當?shù)乃?，并且?zhí)行偏斜校正。第二實施例中的時間交織ADC圖21是第二實施例中的時間交織ADC的配置圖。作為與圖19中所示的部件不同的部件，該時間交織ADC額外包括：情況控制信號生成電路30，其包括帶通濾波器21和幅度確定電路22，并且被配置成向極性反轉(zhuǎn)電路12的乘法器13提供情況控制信號；以及與(AND)門23，其被配置成當情況控制信號為1時將偏斜誤差的平均值dt(n)輸入到比較器17。情況控制信號生成電路30基于組合數(shù)字輸出信號y(n)的頻率確定執(zhí)行情況1的偏斜校正控制還是使偏斜誤差dt的極性反轉(zhuǎn)并且執(zhí)行情況2和3的偏斜校正控制。換言之，情況控制信號生成電路30確定組合數(shù)字輸出信號y(n)中包括的輸入信號的頻率fin是否具有圖17和18中的關(guān)系f2<fin。帶通濾波器21是允許比頻率f2低的頻率通過的低通濾波器，因此當濾波器21的輸出大于參考值時確定fin<f2，并且情況控制信號被設(shè)定為0，使得極性反轉(zhuǎn)電路12不使極性反轉(zhuǎn)。在該情況下，僅執(zhí)行偏斜校正控制的步驟1。另一方面，當濾波器21的輸出的幅度小于參考值時，確定f2<fin，并且極性反轉(zhuǎn)電路12使極性反轉(zhuǎn)。在該情況下，執(zhí)行偏斜校正控制的步驟2和3。比較器17確定從步驟2到步驟3的切換。因此，與門23僅在情況控制信號為1時將偏斜誤差的平均值dt(n)輸入到比較器17。情況控制信號生成電路30可以接收ADC通道100或200的輸出。圖22是用于解釋圖21中所示的時間交織ADC的偏斜校正電路20的操作的流程圖。在偏斜校正電路20的偏斜校正中，偏斜校正電路20根據(jù)情況控制信號生成電路30的情況控制信號執(zhí)行步驟1中的控制(S50至S52)或者執(zhí)行控制步驟2和3(S54至S61)(S62)。因此，不同于第一實施例中的圖20的操作流程圖，偏斜校正電路20不按序執(zhí)行步驟1、2和3，而是執(zhí)行步驟1或者執(zhí)行步驟2和3。因此，可以設(shè)定比第一實施例中的偏斜校正處理短的偏斜校正處理。在第二實施例中，步驟1、2和3中的偏斜校正控制與第一實施例中的偏斜校正控制相同。如上文所述，通過該實施例的時間交織ADC，即使當輸入信號的頻率fin高時，仍可以適當?shù)貓?zhí)行偏斜校正控制。