本發(fā)明涉及一種校準(zhǔn)電路，尤其涉及一種基于兩點(diǎn)調(diào)制器的振蕩器非線性校準(zhǔn)電路。
背景技術(shù)：
：隨著手機(jī)系統(tǒng)的快速發(fā)展和復(fù)雜度的加深，越來越多的人開始利用手機(jī)在線欣賞音樂和視頻、下載并運(yùn)行需要后臺(tái)連網(wǎng)的大型應(yīng)用程序，人們對(duì)高速、可靠的移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)的需求與日俱增。雖然3g（3rd-generation，第三代移動(dòng)通信技術(shù)）數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)最近已在無線通信領(lǐng)域中取得了重大突破，但仍不能滿足終端用戶群對(duì)信息流的巨大需求。如果說3g將手機(jī)互聯(lián)網(wǎng)從構(gòu)想變成了現(xiàn)實(shí)，那么4g（4th-generation，第四代移動(dòng)通信技術(shù)）就將使手機(jī)網(wǎng)絡(luò)變得更加快速。在不久的將來，lte（longtermevolution，長期演化）及與其配套的wimax（worldwideinteroperabilityformicrowaveaccess，全球微波互聯(lián)接入）將成為取代現(xiàn)存3g網(wǎng)絡(luò)，成為占據(jù)手機(jī)互聯(lián)網(wǎng)市場的新技術(shù)。多種標(biāo)準(zhǔn)的共存也導(dǎo)致了發(fā)射機(jī)前端設(shè)計(jì)的一些障礙，像在模式帶寬、動(dòng)態(tài)范圍、功耗控制的準(zhǔn)確度、變量的均峰值比（peak-to-averageratio，par）等方面，都需要一個(gè)在整個(gè)功耗范圍上高度線性的調(diào)制器。極坐標(biāo)調(diào)制是一個(gè)在增加功率放大器平均效率方面很有前途的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)，同時(shí)也保證了調(diào)制的線性化。圖1展示了一個(gè)極坐標(biāo)發(fā)射機(jī)的模塊化框圖。開環(huán)的極坐標(biāo)發(fā)射器通過控制功率放大器的偏置電流或電源電壓，直接對(duì)功率放大器的信號(hào)振幅進(jìn)行調(diào)制。通過特別的功率放大器設(shè)計(jì)以及在幅度相位調(diào)制支路上采用預(yù)失真處理，對(duì)am-am（amplitudemodulation-amplitudemodulation，幅度調(diào)制-幅度調(diào)制）和am-pm（amplitudemodulation-phasemodulation，幅度調(diào)制-相位調(diào)制）的非線性進(jìn)行了必要的補(bǔ)償，從而使非線性功率放大器能夠達(dá)到很高的功率放大效率。然而，極坐標(biāo)發(fā)射器需要采用相位調(diào)制，其帶寬需求比信道帶寬高出一個(gè)量級(jí)。對(duì)于相位開關(guān)的方法，高效的寬帶相位調(diào)制器是基于直接調(diào)頻（frequencymodulation，fm）的pll（phaselockedloop，鎖相環(huán)）和兩點(diǎn)信號(hào)注入電路實(shí)現(xiàn)的。然而滿足噪聲/帶寬需求的4g無線標(biāo)準(zhǔn)需要很好的頻率分辨率、嚴(yán)格的vco（voltagecontrolledoscillator）線性度和pll兩點(diǎn)注入信號(hào)之間的精確同步。圖2是一個(gè)δσ分頻合成器，常用于實(shí)現(xiàn)相位合成。圖2所示結(jié)構(gòu)的δσ調(diào)制器處注入調(diào)制信號(hào)，即為單點(diǎn)調(diào)制器，其調(diào)制帶寬及數(shù)據(jù)傳輸率受限于pll自身的帶寬。對(duì)基于pll的調(diào)制器，其數(shù)據(jù)傳輸率取決于pll自身的帶寬。又由于pll的帶寬受限于穩(wěn)定性和噪聲等問題，要在lte標(biāo)準(zhǔn)下實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)率的調(diào)制模式成為現(xiàn)代發(fā)射機(jī)ic（integratedcircuit，集成電路）設(shè)計(jì)中一項(xiàng)巨大挑戰(zhàn)。更寬的調(diào)制帶寬可以通過寬帶技術(shù)來實(shí)現(xiàn)，例如相位噪聲消除技術(shù)、多相位分?jǐn)?shù)型鎖相環(huán)或具備理想環(huán)路濾波器的i型分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)。在帶寬受限的分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)中，可以通過數(shù)字預(yù)補(bǔ)償濾波器或兩點(diǎn)調(diào)制獲得寬帶相位調(diào)制。兩點(diǎn)調(diào)制，即調(diào)制信號(hào)增加一條高頻支路，利用額外的前饋支路來擴(kuò)展pll調(diào)制器的帶寬；而另一種方法則對(duì)發(fā)射機(jī)數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償處理。兩種實(shí)現(xiàn)方式都需要對(duì)模擬pll的動(dòng)態(tài)特性有準(zhǔn)確的了解，包括其對(duì)工藝、電壓和溫度（process,voltage,temperature，pvt）變化的敏感度的分析。上述的寬帶技術(shù)也可以應(yīng)用于全數(shù)字鎖相環(huán)（alldigitalphaselockedloop，adpll）。adpll對(duì)于pvt變化的敏感度較低，并且可以進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)。特別是兩點(diǎn)調(diào)制，其應(yīng)用于adpll能夠?qū)崿F(xiàn)精確的頻率合成和寬帶相位調(diào)制。擁有寬帶寬的wcdma（widebandcodedivisionmultipleaccess，寬帶碼分多址）相位調(diào)制技術(shù)也已見諸文獻(xiàn)；然而，在更寬調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)（例如wlan（wirelesslocalareanetwork，無線局域網(wǎng)），wimax和lte）下，還未能實(shí)現(xiàn)可用的相位調(diào)制器。最近，開環(huán)相位選擇技術(shù)——即在一組頻率相位差固定的周期信號(hào)中動(dòng)態(tài)地選擇信號(hào)，例如正交信號(hào)或環(huán)形振蕩器的輸出信號(hào)——能夠用于更寬帶寬的相位調(diào)制的實(shí)現(xiàn)。然而相位選擇分辨率的限制導(dǎo)致相位量化噪聲（phasequantizationnoise，pqn）過大，以致很多無線通訊標(biāo)準(zhǔn)都無法接受。因此，從現(xiàn)有文獻(xiàn)可以得知，受限的pll帶寬和量化噪聲的影響最終限制了相位調(diào)制技術(shù)的最大數(shù)據(jù)傳輸率。如圖3所示為兩點(diǎn)調(diào)制器100的結(jié)構(gòu)圖，其基本結(jié)構(gòu)為一個(gè)鎖相環(huán)。調(diào)制信號(hào)分成兩路注入鎖相環(huán)中，使其成為一個(gè)相位/頻率調(diào)制器。如圖所示，調(diào)制信號(hào)經(jīng)過微分之后，產(chǎn)生兩條調(diào)制通路：高通支路20和低通支路10。高通支路20實(shí)現(xiàn)高通調(diào)制。低通支路10實(shí)現(xiàn)低通調(diào)制。兩個(gè)調(diào)制支路如果完美匹配，則鎖相環(huán)保持鎖定。圖3中，振蕩器30為模擬模塊，受pvt影響以及布局布線的寄生的不均衡性，注入振蕩器30的高通調(diào)制信號(hào)所帶來的頻率偏移與調(diào)制信號(hào)呈現(xiàn)不理想的非線性，即為振蕩器30的非線性問題。針對(duì)兩點(diǎn)調(diào)制器中存在的問題，目前較為完整的校準(zhǔn)結(jié)構(gòu)是2012年發(fā)表于jssc（journalofsolid-statecircuits，固態(tài)電路雜志）的一種基于最小二乘法的結(jié)構(gòu)，如圖4所示。非線性校準(zhǔn)電路，如圖4虛線框圖內(nèi)結(jié)構(gòu)，采用級(jí)聯(lián)的δσ調(diào)制器，利用最小二乘法的算法，實(shí)現(xiàn)振蕩器中電容陣列的非線性校準(zhǔn)。級(jí)聯(lián)的δσ調(diào)制器以及最小二乘法算法，在電路實(shí)現(xiàn)上非常復(fù)雜，校準(zhǔn)過程也比較長。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：有鑒于此，有必要提供一種結(jié)構(gòu)簡單的振蕩器非線性校準(zhǔn)電路，以解決上述問題。本發(fā)明提供了一種振蕩器非線性校準(zhǔn)電路，用于對(duì)一兩點(diǎn)調(diào)制器的振蕩器進(jìn)行非線性校準(zhǔn)，該振蕩器具有多個(gè)電容，所述校準(zhǔn)電路包括：非均衡量化器，用于對(duì)輸入所述振蕩器的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，并輸出量化誤差信號(hào)；以及線性數(shù)據(jù)處理單元。該線性數(shù)據(jù)處理單元包括：多個(gè)多路選擇器，每一個(gè)多路選擇器對(duì)包含所述量化誤差信號(hào)的多個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行多路選擇；以及多個(gè)并行的有限脈沖響應(yīng)濾波器，所述多個(gè)電容分為多組，每組包括多個(gè)電容，每一個(gè)所述有限脈沖響應(yīng)濾波器根據(jù)所述多路選擇器的選擇結(jié)果對(duì)一組所述電容進(jìn)行調(diào)制。本發(fā)明還提供了一種多比特有限脈沖響應(yīng)濾波器，應(yīng)用于一振蕩器非線性校準(zhǔn)電路中，該校準(zhǔn)電路用于對(duì)一兩點(diǎn)調(diào)制器的振蕩器進(jìn)行非線性校準(zhǔn)，該兩點(diǎn)調(diào)制器具有一振蕩器，該振蕩器具有多個(gè)電容，所述多個(gè)電容分為多組，每組包括多個(gè)所述電容，所述多比特有限脈沖響應(yīng)濾波器包括多個(gè)有限脈沖響應(yīng)濾波器，每一個(gè)有限脈沖響應(yīng)濾波器對(duì)一組所述電容進(jìn)行調(diào)制。本發(fā)明還提供了一種兩點(diǎn)調(diào)制器，具有一振蕩器，該振蕩器具有多個(gè)電容，所述兩點(diǎn)調(diào)制器具有振蕩器非線性校準(zhǔn)電路，該校準(zhǔn)電路包括：非均衡量化器，用于對(duì)輸入所述振蕩器的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，并輸出量化誤差信號(hào)；以及線性數(shù)據(jù)處理單元。該線性數(shù)據(jù)處理單元包括：多個(gè)多路選擇器，每一個(gè)多路選擇器對(duì)包含所述量化誤差信號(hào)的多個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行多路選擇；以及多個(gè)并行的有限脈沖響應(yīng)濾波器，所述多個(gè)電容分為多組，每組包括多個(gè)所述電容，每一個(gè)所述有限脈沖響應(yīng)濾波器根據(jù)所述多路選擇器的選擇結(jié)果對(duì)一組所述電容進(jìn)行調(diào)制。本發(fā)明之基于兩點(diǎn)調(diào)制器的振蕩器非線性校準(zhǔn)電路，通過高通支路上的非均衡量化器對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，消除了振蕩器中電容的非線性，同時(shí)通過多個(gè)并行的fir濾波器對(duì)電容進(jìn)行分組控制，不但簡化了電路結(jié)構(gòu)，而且改善了調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量。附圖說明圖1為現(xiàn)有技術(shù)中極坐標(biāo)發(fā)射器的模塊化框圖。圖2為現(xiàn)有技術(shù)中分?jǐn)?shù)型頻率合成器的模塊化框圖。圖3為現(xiàn)有技術(shù)中兩點(diǎn)調(diào)制器的結(jié)構(gòu)圖。圖4為現(xiàn)有技術(shù)中基于級(jí)聯(lián)δσ調(diào)制器和最小二乘法的校準(zhǔn)結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖5為本發(fā)明一實(shí)施方式中兩點(diǎn)調(diào)制器結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖6為圖4中非線性校準(zhǔn)電路的模塊化框圖。圖7為圖5中多比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的模塊化框圖。圖8為圖5中fir濾波器與具有六十四個(gè)d觸發(fā)器的fir濾波器的阻帶頻率對(duì)比圖。圖9為圖5中非均衡量化器的工作示意圖。圖10為具有圖5中非線性校準(zhǔn)電路的兩點(diǎn)調(diào)制器結(jié)構(gòu)框圖。圖11為單比特fir濾波器及圖6中多比特fir濾波器的仿真結(jié)果。圖12為單比特fir濾波器及圖6中多比特fir濾波器的evm曲線圖。主要元件符號(hào)說明兩點(diǎn)調(diào)制器100、200低通支路10高通支路20非線性校準(zhǔn)電路21非均衡量化器22線性數(shù)據(jù)處理單元23多路選擇器231fir濾波器232d觸發(fā)器233電容234振蕩器30微分模塊40δσ調(diào)制器50、51分頻器60相位頻率鑒別器70電荷泵80環(huán)路濾波器90如下具體實(shí)施方式將結(jié)合上述附圖進(jìn)一步說明本發(fā)明。具體實(shí)施方式下面將結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。請(qǐng)參閱圖5，本發(fā)明提供了一種兩點(diǎn)調(diào)制器200。該兩點(diǎn)調(diào)制器200包括低通支路10、高通支路20和振蕩器30，所述振蕩器30可以為壓控振蕩器（voltagecontrolledoscillator，vco）或數(shù)控振蕩器（digitalcontrolledoscillator，dco）。調(diào)制信號(hào)mod中的低頻部分經(jīng)低通支路10流向振蕩器30，高頻部分經(jīng)高通支路20流向振蕩器30。該低通支路10包括分頻器60，相位頻率鑒別器（phasefrequencydetector，pfd）70，電荷泵（chargepump，cp）80和環(huán)路濾波器（loopfilter，lpf）90。調(diào)制信號(hào)mod中的低頻部分的傳輸路徑為微分模塊40—δσ調(diào)制器50—分頻器60—相位頻率鑒別器70—電荷泵80—環(huán)路濾波器90—振蕩器30。高通支路20包括非線性校準(zhǔn)電路21，調(diào)制信號(hào)mod的高頻部分的傳輸路徑為微分模塊40—非線性校準(zhǔn)電路21—振蕩器30。請(qǐng)參閱圖6，非線性校準(zhǔn)電路21包括非均衡量化器22和線性數(shù)據(jù)處理單元23。由于振蕩器30中的電容234存在非線性問題，調(diào)制信號(hào)mod首先經(jīng)非均衡量化器22進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償處理，處理后獲得的信號(hào)與振蕩器30中的電容234的非線性程度相反，該信號(hào)經(jīng)由線性數(shù)據(jù)處理單元23處理后控制振蕩器30中的電容234，以消除電容234的非線性，使輸出信號(hào)fout與調(diào)制信號(hào)mod保持線性關(guān)系。線性數(shù)據(jù)處理單元23包括多個(gè)多路選擇器231、多個(gè)fir（finiteimpuseresponse，有限脈沖響應(yīng)）濾波器232。在本實(shí)施方式中，該多路選擇器231的數(shù)量為八個(gè)，fir濾波器232的數(shù)量相應(yīng)的也為八個(gè)。由于振蕩器30中的電容234的數(shù)量為六十四個(gè)，因此將該六十四個(gè)電容234分為八組，每一組包括八個(gè)電容234，每一個(gè)fir濾波器232由八個(gè)級(jí)聯(lián)的d觸發(fā)器233實(shí)現(xiàn)，如圖6所示。在本實(shí)施方式中，該多個(gè)電容234以溫度碼電容陣列的方式排布，即各個(gè)比特位上的電容的容值均相同。在其他實(shí)施方式中，該多個(gè)電容234還可以采用二進(jìn)制電容陣列的方式排布，即高位電容的容值與低位電容的容值的比值等于二進(jìn)制編碼中高位與低位的比值。每一個(gè)d觸發(fā)器233與一個(gè)電容234連接并控制該電容234的開或關(guān)，因此八個(gè)fir濾波器232控制八組電容234。在其他實(shí)施方式中，電容234、fir濾波器232以及每個(gè)fir濾波器232中d觸發(fā)器233的數(shù)量均可以根據(jù)實(shí)際需要進(jìn)行調(diào)整。請(qǐng)一并參閱圖7和圖8，每個(gè)fir濾波器232包含八個(gè)d觸發(fā)器233，fir濾波器232的阻帶頻率為其工作頻率除以八。在單比特結(jié)構(gòu)中，一個(gè)包含六十四個(gè)d觸發(fā)器233的單比特fir濾波器（圖未示）控制所有電容234，單比特fir濾波器的阻帶頻率為其工作頻率除以六十四。圖中clk時(shí)鐘信號(hào)為振蕩器30輸出的信號(hào)經(jīng)由四分頻或者八分頻獲得的時(shí)鐘信號(hào)。圖8中曲線a為本發(fā)明中fir濾波器232的阻帶頻率曲線，曲線b為具有六十四個(gè)d觸發(fā)器233的單比特fir濾波器的阻帶頻率曲線。從圖8中的頻譜圖中可以看出，由于本發(fā)明中的fir濾波器232的階數(shù)低，因此能夠獲得較高的阻帶頻率，意味著其3db帶寬也比較大。在高數(shù)據(jù)率調(diào)制中，較高的帶寬保證了調(diào)制信號(hào)mod中的高頻分量的無衰減傳輸，因此可以提高調(diào)制信號(hào)mod質(zhì)量。八個(gè)并行的fir濾波器232對(duì)調(diào)制信號(hào)mod進(jìn)行時(shí)間交錯(cuò)處理，降低了開關(guān)噪聲的耦合。同時(shí)，把電容234分為八組進(jìn)行控制，每個(gè)fir濾波器所控制的一組電容234為整個(gè)溫度碼電容陣列的八分之一，即，受控于δσ調(diào)制器單比特輸出的電容容值51單比特輸出的電容容值降低為整個(gè)用于調(diào)制的電容陣列的八分之一，從而大大降低了量化噪聲。請(qǐng)一并參閱圖9和圖10，非均衡量化器22用于對(duì)調(diào)制信號(hào)mod進(jìn)行非線性處理，該非均衡量化器22的非線性量化步長與八組電容234產(chǎn)生的頻率偏移成比例關(guān)系。非均衡量化器22的輸出包括量化結(jié)果信號(hào)和量化誤差信號(hào)，該量化結(jié)果信號(hào)控制多路選擇器231的狀態(tài)，量化誤差信號(hào)經(jīng)過δσ調(diào)制器51處理后分為八路分別輸入每個(gè)多路選擇器231，多路選擇器231根據(jù)量化結(jié)果信號(hào)對(duì)包括量化誤差信號(hào)在內(nèi)的八個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行多路選擇，并輸出相應(yīng)的選擇結(jié)果。多路選擇器231的輸出包括三種情況：恒高電平、恒低電平以及δσ調(diào)制器51的單比特輸出，因此八個(gè)fir濾波器232也處于3種狀態(tài)。當(dāng)多路選擇器231的輸出為恒高電平或恒低電平，即fir濾波器232的輸入為恒高電平或恒低電平時(shí)，該fir濾波器232控制大部分的電容234的狀態(tài)，輸出粗略的、經(jīng)過量化的頻率偏移。當(dāng)多路選擇器231的輸出為δσ調(diào)制器51的單比特輸出，即fir濾波器232的輸入為δσ調(diào)制器51的單比特輸出時(shí)，該fir濾波器232控制的八個(gè)電容234處于不斷跳變的狀態(tài)，而且這八個(gè)電容234的控制信號(hào)是時(shí)間交錯(cuò)式的，其開啟及關(guān)斷的時(shí)長由δσ調(diào)制器51的單比特輸出決定，δσ調(diào)制器51輸出序列的平均值與量化誤差呈線性關(guān)系，因此可以利用這八個(gè)電容234的不停跳變獲取較為精細(xì)的頻率偏移。由于調(diào)制信號(hào)mod的幅度是不停變化的，在不同時(shí)刻，這八組電容234所處的狀態(tài)也不一樣。當(dāng)調(diào)制信號(hào)mod幅度較低時(shí)，八組電容234可能只有一兩組處于全開狀態(tài)，一組受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出，其他組電容234均為關(guān)閉狀態(tài)，以此獲取較小的頻率偏移。當(dāng)調(diào)制信號(hào)mod幅度較高時(shí)，八組電容234可能只有一兩組處于全關(guān)狀態(tài)，一組受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出，其他組電容234均為開啟狀態(tài)，以此獲取較大的頻率偏移。利用較高的采樣率，在調(diào)制信號(hào)mod變化的過程中，受控于δσ調(diào)制器51的單比特輸出的八個(gè)電容234的狀態(tài)切換能夠平滑過渡，因此能夠較少地引入量化噪聲。請(qǐng)參閱圖11，左圖是單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)頻譜及evm（errorvectormagnitude，誤差向量幅度），右圖是本發(fā)明中多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)頻譜及evm。采用gfsk（gaussfrequencyshiftkeying，高斯頻移鍵控）的調(diào)制方式，數(shù)據(jù)率設(shè)定為10mb/s，其他設(shè)置均保持相同。從頻譜圖上看，高頻量化噪聲明顯得到了改善，這是由于電容234被劃分為多個(gè)組進(jìn)行控制，每組電容234的電容值降低帶來了較低的量化噪聲。從數(shù)字解調(diào)的evm上看，單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的evm是4.56%，而多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的evm是1.39%。這說明，調(diào)制信號(hào)mod的質(zhì)量得到了明顯的提高。這是由于fir濾波器232的階數(shù)較低、帶寬較大，對(duì)調(diào)制信號(hào)mod的高頻成分沒有明顯的抑制作用。仿真結(jié)果表明，多比特fir濾波器232的結(jié)構(gòu)能夠提供更好的調(diào)制質(zhì)量。請(qǐng)參閱圖12，曲線c為單比特fir濾波器結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)evm曲線圖，曲線d為多比特fir濾波器232結(jié)構(gòu)的數(shù)字解調(diào)evm曲線圖，橫坐標(biāo)為δσ調(diào)制器51的時(shí)鐘頻率。fir濾波器232的帶寬與δσ調(diào)制器51的時(shí)鐘頻率成正比關(guān)系，與fir濾波器232的階數(shù)成反比關(guān)系。時(shí)鐘頻率越高，fir濾波器232的帶寬越大，對(duì)調(diào)制信號(hào)mod的高頻成分的抑制作用也會(huì)越弱，因此兩條曲線均隨著時(shí)鐘頻率的升高而降低，表明提高時(shí)鐘頻率可以改善調(diào)制信號(hào)mod的質(zhì)量。但是由于單比特結(jié)構(gòu)中fir濾波器的階數(shù)比較高，其帶寬較低，因此單比特結(jié)構(gòu)的輸出調(diào)制信號(hào)mod的質(zhì)量不如多比特結(jié)構(gòu)。在數(shù)字電路中，時(shí)鐘頻率的提高，意味著功耗的增加，而且在當(dāng)前所使用的工藝中，頻率越高，電路越不易控制，因此實(shí)際設(shè)計(jì)電路的時(shí)候，應(yīng)該盡可能降低時(shí)鐘頻率。在較低的時(shí)鐘頻率下，多比特結(jié)構(gòu)相比單比特結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢就非常明顯了。本發(fā)明之基于兩點(diǎn)調(diào)制器的振蕩器非線性校準(zhǔn)電路，通過高通支路上的非均衡量化器對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，消除了振蕩器中電容的非線性，同時(shí)通過多個(gè)并行的fir濾波器對(duì)電容進(jìn)行分組控制，不但簡化了電路結(jié)構(gòu)，而且改善了調(diào)制信號(hào)的質(zhì)量。本
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)認(rèn)識(shí)到，以上的實(shí)施方式僅是用來說明本發(fā)明，而并非用作為對(duì)本發(fā)明的限定，只要在本發(fā)明的實(shí)質(zhì)精神范圍之內(nèi)，對(duì)以上實(shí)施方式所作的適當(dāng)改變和變化都落在本發(fā)明要求保護(hù)的范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁12