本發(fā)明與相位檢測器相關(guān)，并且尤其與能處理具有多種傳輸率的數(shù)據(jù)信號的相位檢測器相關(guān)。

背景技術(shù)：

時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置是一種被廣泛應(yīng)用在電子信號接收系統(tǒng)中的電路。圖1(A)為典型的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的功能方塊圖。相位檢測器11負責(zé)利用時脈信號CLK對輸入數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣，并根據(jù)其取樣結(jié)果產(chǎn)生一控制信號，指出時脈信號CLK的頻率應(yīng)提高或降低。該控制信號用以調(diào)整充電泵12與低通濾波器13輸出的控制電壓大小。該控制電壓隨后被提供至壓控振蕩器14，以改變時脈信號CLK的頻率。在某些時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置中，如圖1(A)所示，相位檢測器11對輸入數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣所產(chǎn)生的取樣結(jié)果的一部份可直接成為回復(fù)后信號D_OUT。

圖1(B)以典型的亞歷山大式(Alexander)相位檢測器為例，呈現(xiàn)相位檢測器11的一種局部功能方塊圖范例。配合此相位檢測器架構(gòu)，振蕩器14輸出的時脈信號CLK包含四個頻率相同、相位不同的時脈信號。因時脈信號CLK的頻率大致為輸入數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率的一半，此相位檢測器被稱為具有半速(half-rate)架構(gòu)。如圖1(B)所示，相位檢測器11中的正反器111A～111D分別利用相位為0度、90度、180度、270度的時脈信號CLK0、CLK180、CLK90、CLK270各自的上升沿對數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣，產(chǎn)生四個取樣結(jié)果D0、D1、Q0、Q1。取樣結(jié)果D0、D1對應(yīng)于兩筆前后相鄰的數(shù)據(jù)，而取樣結(jié)果Q0、Q1對應(yīng)于兩筆相鄰數(shù)據(jù)間的交界處。如本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者所知，對取樣結(jié)果D0、D1、Q0、Q1進行適當(dāng)?shù)漠惢?exclusive-OR,XOR)邏輯運算，可產(chǎn)生令充電泵12充電或放電的控制信號，進而選擇性地調(diào)整時脈信號CLK的頻率。

目前有許多通信規(guī)格的輸入數(shù)據(jù)信號D_IN被設(shè)計為在不同通信模式下具有不同傳輸率。以高解析度多媒體介面(high definition multimedia interface,HDMI)為例，其數(shù)據(jù)信號的傳輸率范圍在250兆赫至3.4千兆赫之間。實務(wù)上，若欲令壓 控振蕩器產(chǎn)生的時脈信號的頻率范圍與數(shù)據(jù)信號的傳輸率范圍同等寬廣，是難度極高的挑戰(zhàn)。為此，如圖1(C)所示，針對具有多重傳輸率的通信規(guī)格，可在時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的壓控振蕩器14與相位檢測器11之間增設(shè)分頻器16與多工器17。利用分頻器16將壓控振蕩器14輸出的原始時脈信號CLK_ORG分頻，便可得到多種不同頻率的時脈信號。于此范例中，分頻器16提供與原始時脈信號CLK_ORG頻率相同的時脈信號CLK0、頻率減半后的時脈信號CLK_DIV2，以及頻率減為四分之一的時脈信號CLK_DIV4。若振蕩器14輸出的原始時脈信號CLK_ORG包含四個頻率相同、相位不同的時脈信號，分頻器16可分別將這四個時脈信號分頻，以提供四種相位不同的降頻后時脈信號給相位檢測器11。

相位檢測器11通常被設(shè)計為固定采用單一種電路架構(gòu)，例如全速(full-rate)架構(gòu)或圖1(B)呈現(xiàn)的半速架構(gòu)。當(dāng)輸入數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率改變時，只要透過多工器17相對應(yīng)改選一組頻率較適當(dāng)?shù)臅r脈信號供相位檢測器11使用即可。舉例而言，當(dāng)輸入數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率減半時，可令多工器17由輸出時脈信號CLK0的四種相位的時脈信號改為輸出降頻后時脈信號CLK_DIV2的四種相位的時脈信號，藉此保持數(shù)據(jù)信號傳輸率與時脈信號頻率的相對關(guān)系不變。相較于令壓控振蕩器14產(chǎn)生的時脈頻率涵蓋數(shù)據(jù)信號的傳輸率范圍，圖1(C)呈現(xiàn)的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置中與壓控振蕩器14相關(guān)的規(guī)格需求可較寬松，因而得以減少硬件的成本。

抖動(jitter)量是一個評估時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置表現(xiàn)的重要指標，與可接收到的信號品質(zhì)息息相關(guān)。一般而言，通過的路徑愈長、其間貢獻抖動的電路元件愈多，信號的抖動量就愈大。由此可知，圖1(C)中增設(shè)的分頻器16與多工器17會造成時脈信號CLK的抖動量增加。即使是頻率與原始時脈信號CLK_ORG相同、可不需要經(jīng)過分頻器16處理的時脈信號CLK0，其抖動量也無可避免地會受到多工器17的負面影響。若欲抵銷分頻器16與多工器17造成的抖動量增加，以保持時脈信號CLK的抖動量在特定門檻值之下，壓控振蕩器14通常會被要求產(chǎn)生品質(zhì)較佳的原始時脈信號CLK_ORG。如此一來，壓控振蕩器14的硬體成本又會再度上升。相對來說，若未在圖1(C)中改采用信號品質(zhì)較佳、成本較高的振蕩器14，分頻器16與多工器17會導(dǎo)致此時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的表現(xiàn)降低。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為解決上述問題，本發(fā)明提出一種新的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置及相位檢測器。

根據(jù)本發(fā)明的一具體實施例為一種時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置，其中包含一振蕩器、一相位檢測器與一振蕩器控制電路。該振蕩器產(chǎn)生一原始時脈信號。該相位檢測器包含一第一取樣電路、一分頻電路、一第二取樣電路與一選擇電路。該第一取樣電路利用該原始時脈信號對一數(shù)據(jù)信號進行取樣，以產(chǎn)生一第一組取樣結(jié)果。該分頻電路接收該原始時脈信號，并將該原始時脈信號分頻，以產(chǎn)生一降頻后時脈信號。該第二取樣電路利用該降頻后時脈信號進行取樣，以產(chǎn)生一第二組取樣結(jié)果。該選擇電路選擇性地輸出該第一組取樣結(jié)果與該第二組取樣結(jié)果兩者之一，做為一最終取樣結(jié)果。該振蕩器控制電路根據(jù)該最終取樣結(jié)果控制該振蕩器。

根據(jù)本發(fā)明的另一具體實施例為一種相位檢測器，其中包含一分頻電路與N個取樣電路(N為大于一的正整數(shù))。該分頻電路用以將一原始時脈信號分頻，以產(chǎn)生(N-1)個不同頻率的降頻后時脈信號。該N個取樣電路用以產(chǎn)生N組取樣結(jié)果。該N個取樣電路中的一第一取樣電路耦接至該振蕩器，用以接收該振蕩器產(chǎn)生的該原始時脈信號，并利用該原始時脈信號對一數(shù)據(jù)信號進行取樣，以產(chǎn)生該N組取樣結(jié)果中的第一組取樣結(jié)果。該N個取樣電路中的一第i取樣電路自該分頻電路接收的第(i-1)降頻后時脈信號，并利用該第(i-1)降頻后時脈信號對該數(shù)據(jù)信號或該第(i-1)組取樣結(jié)果進行取樣，以產(chǎn)生一第i組取樣結(jié)果，其中i為范圍在2到N間的一整數(shù)指標。

根據(jù)本發(fā)明的另一具體實施例為一種時脈數(shù)據(jù)回復(fù)方法。首先，一數(shù)據(jù)信號與一原始時脈信號被接收，且該原始時脈信號被用來對該數(shù)據(jù)信號進行取樣，以產(chǎn)生一第一組取樣結(jié)果。該原始時脈信號被分頻，以產(chǎn)生一降頻后時脈信號。接著，該降頻后時脈信號被用來進行取樣，以產(chǎn)生一第二組取樣結(jié)果。隨后，選擇性地根據(jù)該第一組取樣結(jié)果與該第二組取樣結(jié)果兩者之一，該原始時脈信號被調(diào)整。

關(guān)于本發(fā)明的優(yōu)點與精神可以藉由以下發(fā)明詳述及附圖得到進一步的了解。

附圖說明

圖1(A)為典型的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的功能方塊圖；

圖1(B)為典型的半速相位檢測器的局部功能方塊圖；

圖1(C)為另一典型的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的功能方塊圖。

圖2為根據(jù)本發(fā)明的一實施例中的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置的功能方塊圖。

圖3(A)呈現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的相位檢測器的一種詳細實施范例；

圖3(B)與圖3(C)為該相位檢測器對應(yīng)于半速模式及全速模式的信號時序圖。

圖3(D)呈現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的相位檢測器的另一種詳細實施范例；

圖3(E)為該相位檢測器對應(yīng)于半速模式的信號時序圖。

圖4(A)呈現(xiàn)實現(xiàn)本發(fā)明概念且具有四種取樣模式的一相位檢測器的功能方塊圖；

圖4(B)呈現(xiàn)該相位檢測器的局部詳細電路；

圖4(C)與圖4(D)為該相位檢測器對應(yīng)于兩倍過取樣模式及四倍過取樣模式的信號時序圖。

圖5為根據(jù)本發(fā)明的一實施例中的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)方法的流程圖。

符號說明

11：相位檢測器 12：充電泵

13：低通濾波器 14：壓控振蕩器

111A～111D：D型正反器 16：分頻器

17：多工器 200：時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置

21：相位檢測器 22：振蕩器控制電路

23：振蕩器 211：第一取樣電路

212：分頻電路 213：第二取樣電路

211A～211H、213A～213F：D型正反器

214：選擇電路 214A～214D：多工器

214E：控制器 41：相位檢測器

411：第一取樣電路 412：分頻電路

413：第二取樣電路 414：選擇電路

415：第三取樣電路 416：第四取樣電路

411A～411D、413A～413F、415A～415F、416A～416F：D型正反器

414A～414D：多工器 414E：控制器

S51～S55：流程步驟

須說明的是，本發(fā)明的附圖包含呈現(xiàn)多種彼此關(guān)聯(lián)的功能性模組的功能方塊圖。這些附圖并非細部電路圖，且其中的連接線僅用以表示信號流。功能性元件及/或程序間的多種互動關(guān)系不一定要透過直接的電性連結(jié)始能達成。此外，個別元 件的功能不一定要如附圖中繪示的方式分配，且分散式的區(qū)塊不一定要以分散式的電子元件實現(xiàn)。

具體實施方式

根據(jù)本發(fā)明的一具體實施例為一種時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置，其功能方塊圖繪示于圖2。時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200包含一相位檢測器21、一振蕩器控制電路22與一振蕩器23。相位檢測器21又進一步包含一第一取樣電路211、一分頻電路212、一第二取樣電路213與一選擇電路214。

如圖2所示，第一取樣電路211直接耦接至振蕩器23，并接收振蕩器23產(chǎn)生的原始時脈信號CLK_ORG。利用原始時脈信號CLK_ORG，第一取樣電路211對一數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣，以產(chǎn)生第一組取樣結(jié)果S1。分頻電路212亦接收來自振蕩器23的原始時脈信號CLK_ORG，并將原始時脈信號CLK_ORG分頻，以產(chǎn)生一降頻后時脈信號CLK_DIV。不同于第一取樣電路211，第二取樣電路213利用降頻后時脈信號CLK_DIV對一信號X進行取樣，以產(chǎn)生一第二組取樣結(jié)果S2。須說明的是，分頻電路212提供的分頻比例不以特定數(shù)值為限，可由電路設(shè)計者依實際需要(例如數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率的變化范圍)決定。此外，信號X有多種實施例，容后詳述。

隨后，選擇電路214選擇性地輸出第一組取樣結(jié)果S1或第二組取樣結(jié)果S2，做為一最終取樣結(jié)果S。耦接于相位檢測器21與振蕩器23之間的振蕩器控制電路22，負責(zé)根據(jù)最終取樣結(jié)果S控制振蕩器23。舉例而言，振蕩器控制電路22可以包含但不限于用以對最終取樣結(jié)果S進行異或(exclusive-OR)運算的邏輯電路，以及電流泵和低通濾波器等元件。

根據(jù)本發(fā)明的相位檢測器21可被視為具有不只一種取樣模式，并且藉由選擇不同的取樣結(jié)果來達成模式切換。于一實施例中，選擇電路214根據(jù)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率決定輸出第一組取樣結(jié)果S1或第二組取樣結(jié)果S2。以下配合圖3(A)～圖3(C)呈現(xiàn)的范例進行詳細說明。

圖3(A)呈現(xiàn)相位檢測器21的一種詳細實施范例。于此范例中，第一取樣電路211包含八個D型正反器(DFF)211A～211H，第二取樣電路213包含六個D型正反器213A～213F，選擇電路214包含四個多工器214A～214D。多工器214A～214D受到一控制器214E的控制，其輸出信號S1A～S1D即為圖2中的最終取樣結(jié)果S。假設(shè)振蕩器23輸出的原始時脈信號CLK_ORG包含四個頻率相同、相位不同的時脈信 號CLK0、CLK90、CLK180、CLK270。如圖3(A)所示，第一取樣電路211中的正反器211A～211D分別利用時脈信號CLK0、CLK180、CLK90、CLK270各自的上升沿(亦即原始時脈信號CLK_ORG的四種狀態(tài)轉(zhuǎn)換點)對數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣，產(chǎn)生四個取樣結(jié)果S1A”～S1D”。該四種狀態(tài)轉(zhuǎn)換點中的任一個狀態(tài)轉(zhuǎn)換點與其他三種狀態(tài)轉(zhuǎn)換點的相位差分別為九十度、一百八十度、二百七十度。正反器211E～211H各自耦接于正反器211A～211D的輸出端，并且利用時脈信號CLK0對正反器211A～211D的輸出信號S1A”～S1D”進行取樣，以產(chǎn)生四個經(jīng)過同步后的取樣結(jié)果S1A～S1D，做為第一組取樣結(jié)果S1。

此范例中的分頻電路212(為避免圖面混亂未繪出)提供之分頻比例為二，故圖2中的降頻后時脈信號CLK_DIV在圖3(A)中被表示為CLK_DVI2。須說明的是，分頻電路212的詳細實現(xiàn)方式廣為本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者所知，于此不贅述，亦不對本發(fā)明的范疇構(gòu)成限制。

如圖3(A)所示，第二取樣電路213中的正反器213A～213F是各自利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的上升沿或下降沿進行取樣，且圖2中送入第二取樣電路213的信號X包含正反器211A、211B的輸出信號S1A”、S1B”。更詳細地說，正反器213A、213C的取樣對象是正反器211A的輸出信號S1A”，而正反器213D、213F的取樣對象是正反器211B的輸出信號S1B”。正反器213B的取樣對象為正反器213A的輸出信號，正反器213E的取樣對象則是正反器213D的輸出信號。第二取樣電路213的輸出信號為正反器213B、213C、213E、213F的取樣結(jié)果S2A～S2D(亦即前述第二組取樣結(jié)果S2)。

圖3(A)中的相位檢測器21具有半速(half-rate)與全速(full-rate)兩種取樣模式。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率兩倍于原始時脈信號CLK_ORG的頻率時，可將相位檢測器21設(shè)定為半速模式(原始時脈信號CLK_ORG的頻率為數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率的一半)。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率與原始時脈信號CLK_ORG的頻率相同時，則可將相位檢測器21設(shè)定為全速模式。當(dāng)相位檢測器21處于半速模式，多工器214A～214D被控制器214E設(shè)定為輸出取樣結(jié)果S1A～S1D。當(dāng)相位檢測器21處于全速模式，多工器214A～214D則是被控制器214E設(shè)定為輸出取樣結(jié)果S2A～S2D。于一實施例中，控制器214E可接收一外來信號，產(chǎn)生對多工器214A～214D的控制信號，也可依據(jù)該外來信號產(chǎn)生設(shè)定正反器211A～211H與213A～213F的控制信號，以停用或啟用其中的一個或多個正反器。更進一步而言，控制器214E還可依據(jù)該外來信 號來控制圖2中的分頻電路212輸出第二取樣電路213所需的降頻后時脈信號CLK_DIV。圖3(B)與圖3(C)呈現(xiàn)的信號時序圖分別對應(yīng)于半速模式及全速模式，分述如下。

首先請參閱圖3(B)。正反器211A利用時脈信號CLK0的上升沿取樣。根據(jù)圖3(B)中的信號相對關(guān)系，正反器211A可依序取樣出數(shù)據(jù)信號D_IN中編號為0、2、4、6的數(shù)據(jù)。正反器211B利用時脈信號CLK180的上升沿取樣，則是依序取樣出數(shù)據(jù)信號D_IN中編號為1、3、5、7的數(shù)據(jù)。另一方面，正反器211C利用時脈信號CLK90的上升沿取樣，其取樣結(jié)果S1C”依序包含：數(shù)據(jù)編號0與數(shù)據(jù)編號1間的轉(zhuǎn)換邊緣Q0、數(shù)據(jù)編號2與數(shù)據(jù)編號3間的轉(zhuǎn)換邊緣Q2、數(shù)據(jù)編號4與數(shù)據(jù)編號5間的轉(zhuǎn)換邊緣Q4，以及數(shù)據(jù)編號6與數(shù)據(jù)編號7間的轉(zhuǎn)換邊緣Q6。相似地，正反器211D利用時脈信號CLK270的上升沿取樣，其取樣結(jié)果S1D”依序包含轉(zhuǎn)換邊緣Q1、Q3、Q5、Q7。如本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者所知，利用亞歷山大式(Alexander)相位檢測的概念，對圖3(B)中的取樣結(jié)果S1A～S1D進行適當(dāng)?shù)漠惢?XOR)邏輯運算即可看出原始時脈信號CLK_ORG的頻率應(yīng)提高或降低。以振蕩器控制電路22包含一充電泵的情況來說，在半速模式中，多工器214A～214D選擇做為輸出信號SA～SD的取樣結(jié)果S1A～S1D即足以做為產(chǎn)生令該充電泵充電或放電的控制信號的依據(jù)，其詳細實施方式為本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者所知，于此不贅述。另一方面，對應(yīng)于數(shù)據(jù)內(nèi)容的取樣結(jié)果S1A、S1B亦可做為回復(fù)后數(shù)據(jù)信號，自時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200輸出。

請參閱圖3(C)。如先前所述，當(dāng)相位檢測器21處于全速模式，多工器214A～214D被控制器214設(shè)定為輸出取樣結(jié)果S2A～S2D。由圖3(A)可看出，正反器213B是利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的下降沿對正反器213A的輸出信號進行取樣，而正反器213A是利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的上升沿對正反器211A的輸出信號進行取樣。根據(jù)圖3(C)中的信號相對關(guān)系，正反器213B可依序取樣出數(shù)據(jù)信號D_IN中編號為0、2、4、6的數(shù)據(jù)。正反器213C則是利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的下降沿對正反器211A的輸出信號進行取樣，依序取樣出數(shù)據(jù)信號D_IN中編號為1、3、5、7的數(shù)據(jù)。另一方面，正反器213E利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的下降沿對正反器213D的輸出信號進行取樣，依序取樣出轉(zhuǎn)換邊緣Q0、Q2、Q4、Q6。相似地，正反器213F利用降頻后時脈信號CLK_DVI2的下降沿對正反器211B的輸出信號進行取樣，其取樣結(jié)果依序包含轉(zhuǎn)換邊緣Q1、Q3、Q5、Q7。如本發(fā)明所屬技術(shù) 領(lǐng)域中具有通常知識者所能理解，在全速模式中，多工器214A～214D選擇做為輸出信號SA～SD的取樣結(jié)果S2A～S2D亦足以做為產(chǎn)生令該充電泵充電或放電的控制信號的依據(jù)。相似地，對應(yīng)于數(shù)據(jù)內(nèi)容的取樣結(jié)果S2A、S2B可做為回復(fù)后數(shù)據(jù)信號，自時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200輸出。

由以上說明可看出，當(dāng)相位檢測器21處于半速模式，分頻電路212與第二取樣電路213(正反器213A～213F)對多工器214A～214D的輸出信號SA～SD不會發(fā)生作用，因此可被停用(利入透過阻斷其時脈信號或停止供電)，以節(jié)省耗電量。相似地，當(dāng)相位檢測器21處于全速模式，第一取樣電路211中的正反器211C、211D對多工器214A～214D的輸出信號SA～SD不會發(fā)生作用，因此亦可被停用。于一實施例中，使半速模式中的分頻電路212與正反器213A～213F停用的控制信號和使全速模式中的正反器211C、211D停用的控制信號可由控制器214E產(chǎn)生。

從圖2與圖3(A)可看出，由于第一取樣電路211直接耦接至振蕩器23，其間并未設(shè)有其他電路元件(例如分頻電路及/或多工器)，第一取樣電路211中用以取樣的時脈信號即為振蕩器23輸出的原始時脈信號CLK_ORG。相較于需進一步通過其他電路元件的時脈信號(例如圖2中的降頻后時脈信號CLK_DIV)，原始時脈信號CLK_ORG的抖動量較小。如本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者所知，在為傳輸率愈高的數(shù)據(jù)信號進行取樣時，對于時脈信號的抖動量的要求愈嚴格。在時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200中，配合傳輸率較高的數(shù)據(jù)信號D_IN時，采用抖動量最小的原始時脈信號CLK_ORG來進行取樣，并令選擇電路214選擇利用原始時脈信號CLK_ORG取樣得到的第一組取樣結(jié)果S1。由于無須補償分頻器及/或多工器造成的抖動量增加，時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200可在未采用成本較高的振蕩器的情況下即取得理想的取樣結(jié)果。相對地，配合傳輸率較低的數(shù)據(jù)信號D_IN，選擇電路214選擇輸出第二組取樣結(jié)果S2。因為對于時脈信號的抖動量的要求在這個情況下較寬松，即使降頻后時脈信號CLK_DIV的抖動量表現(xiàn)略遜于原始時脈信號CLK_ORG，對于取樣結(jié)果的品質(zhì)影響亦不大。

須說明的是，第一取樣電路211與第二取樣電路213的實現(xiàn)方式不以圖3(A)中呈現(xiàn)的范例為限，即不限于利用D型正反器取樣，亦不限于圖3(A)繪示的正反器數(shù)量、分頻比例與各信號間的上升沿/下降沿關(guān)系。本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者可理解，另有多種電路組態(tài)和元件可在不背離本發(fā)明精神的情況下實現(xiàn)本發(fā)明的概念。

圖3(D)呈現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的另一具體實施例中的相位檢測器21。圖3(A)與圖 3(D)的主要差別在于，圖3(D)中的第一取樣電路211不包含用以同步取樣結(jié)果的正反器211E～211H，正反器211A～211D的輸出信號即為取樣結(jié)果S1A～S1D。由圖3(B)與圖3(E)可知，圖3(A)與圖3(D)的兩種相位檢測器21在半速模式中所輸出的信號S1A～S1D不同。圖3(E)呈現(xiàn)圖3(D)中的相位檢測器21處于半速模式時的信號時序圖。由于正反器211A～211D對數(shù)據(jù)信號D_IN施以取樣的時間不同，由圖3(E)可看出，對應(yīng)于數(shù)據(jù)0、1以及轉(zhuǎn)換邊緣Q0、Q1的取樣結(jié)果出現(xiàn)在信號S1A～S1D中的開始時間也會不一樣。須說明的是，振蕩器控制電路22仍然可以透過適當(dāng)?shù)漠惢?XOR)邏輯運算，根據(jù)這四個非同步的取樣結(jié)果S1A～S1D產(chǎn)生令原始時脈信號CLK_ORG的頻率提高或降低的控制信號，惟這些控制信號亦可能為非同步信號。以振蕩器控制電路22包含充電泵的情況為例，這些控制信號中用以令充電泵充電的控制信號與令充電泵放電的控制信號可能為非同步信號。值得注意的是，即使取樣結(jié)果S1A～S1D彼此不同步，圖3(D)中的相位檢測器21仍具有前述抖動量較小的優(yōu)點。

另一方面，在圖3(D)中，第二取樣電路213的取樣對象(圖2中的信號X)即為第一組取樣結(jié)果S1中的S1A、S1B。當(dāng)圖3(D)中的相位檢測器21處于全速模式，其運作方式與信號時序圖即同于圖3(C)所示，不再贅述。

本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者可理解，若適當(dāng)選擇取樣時脈的上升沿/下降沿并適當(dāng)加入延遲元件，圖2中的第二取樣電路213的取樣對象(信號X)亦可為數(shù)據(jù)信號D_IN本身或是根據(jù)數(shù)據(jù)信號D_IN產(chǎn)生的其他取樣結(jié)果，且能得到內(nèi)容相同的取樣結(jié)果(時序可能與前述實施例中的取樣結(jié)果略有不同)。

根據(jù)本發(fā)明的相位檢測器可包含不只兩種取樣模式。根據(jù)本發(fā)明的另一具體實施例為一種相位檢測器，用來配合一振蕩器以產(chǎn)生一原始時脈信號，其中包含一分頻電路與N個取樣電路(N為大于一的正整數(shù))。該分頻電路用以將振蕩器產(chǎn)生的原始時脈信號分頻，以產(chǎn)生(N-1)個不同頻率的降頻后時脈信號。圖4(A)以N等于四的情況為例，呈現(xiàn)實現(xiàn)本發(fā)明概念的一相位檢測器的功能方塊圖。相位檢測器41包含一第一取樣電路411、一分頻電路412、一第二取樣電路413、一選擇電路414、一第三取樣電路415與一第四取樣電路416。由圖4(A)可看出，四個取樣電路共產(chǎn)生四組取樣結(jié)果S1～S4。第一取樣電路411直接耦接至該振蕩器(未繪示)，用以接收該振蕩器產(chǎn)生的原始時脈信號CLK_ORG，并利用原始時脈信號CLK_ORG對數(shù)據(jù)信號D_IN進行取樣，以產(chǎn)生第一組取樣結(jié)果S1。符號i表示范圍在2到N間的一整 數(shù)指標。第二取樣電路413、第三取樣電路415與第四取樣電路416的運作方式可歸納為：第i取樣電路自分頻電路412接收第(i-1)降頻后時脈信號，并利用第(i-1)降頻后時脈信號對第(i-1)組取樣結(jié)果S(i-1)進行取樣，以產(chǎn)生第i組取樣結(jié)果Si。于此范例中，分頻電路412產(chǎn)生三種降頻后時脈信號CLK_DIV2、CLK_DIV4及CLK_DIV8，頻率分別為原始時脈信號CLK_ORG的頻率的二分之一、四分之一、八分之一。

于一實施例中，相位檢測器41是根據(jù)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率選擇性地輸出該N組取樣結(jié)果中的一組取樣結(jié)果。圖4(B)呈現(xiàn)相位檢測器41的一種局部詳細電路范例。此相位檢測器41可在半速(half-rate)、全速(full-rate)、兩倍過取樣(2xoversampling)及四倍過取樣(4x oversampl ing)等四種模式間切換。于此范例中，第二取樣電路413、第三取樣電路415與第四取樣電路416的架構(gòu)類似于圖3(A)中的第二取樣電路213，各自包含六個D型正反器。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率兩倍于原始時脈信號CLK_ORG的頻率時，可將相位檢測器41設(shè)定為半速模式。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率與原始時脈信號CLK_ORG的頻率相同時，則可將相位檢測器41設(shè)定為全速模式。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率為原始時脈信號CLK_ORG的頻率的一半時，可將相位檢測器41設(shè)定為兩倍過取樣模式。當(dāng)數(shù)據(jù)信號D_IN的傳輸率為原始時脈信號CLK_ORG頻率的四分之一時，可將相位檢測器41設(shè)定為四倍過取樣模式。當(dāng)相位檢測器41處于半速模式，控制器414E將多工器414A～414D設(shè)定為輸出正反器411A～411D的取樣結(jié)果S1A～S1D(第一組取樣結(jié)果S1)。當(dāng)相位檢測器41處于全速模式，控制器414E將多工器414A～414D設(shè)定為輸出第二取樣電路413中正反器413B、413C、413E、413F的取樣結(jié)果S2A～S2D(第二組取樣結(jié)果S2)。當(dāng)相位檢測器41處于兩倍過取樣模式，控制器414E將多工器414A～414D設(shè)定為輸出第三取樣電路415中正反器415B、415C、415E、415F的取樣結(jié)果S3A～S3D(第三組取樣結(jié)果S3)。當(dāng)相位檢測器41處于四倍過取樣模式，控制器414E將多工器414A～414D設(shè)定為輸出第四取樣電路416中正反器416B、416C、416E、416F的取樣結(jié)果S4A～S4D(第四組取樣結(jié)果S4)。圖4(C)與圖4(D)分別呈現(xiàn)相位檢測器41對應(yīng)于兩倍過取樣模式及四倍過取樣模式的信號時序圖。

相似地，當(dāng)選擇電路414選擇輸出第(i-1)組取樣結(jié)果，該N個取樣電路中的第i取樣電路至第N取樣電路可被停用，以節(jié)省耗電量。此外，當(dāng)相位檢測器41處于全速模式、兩倍過取樣模式或是四倍過取樣模式時，第一取樣電路411中的正 反器411C、411D對選擇電路414的輸出信號皆不會發(fā)生作用，因此亦可被停用。

須說明的是，雖然在以上范例中，第i取樣電路都是對第(i-1)組取樣結(jié)果S(i-1)進行取樣，但若適當(dāng)選擇取樣時脈的上升沿/下降沿并適當(dāng)加入延遲元件，亦可能采用數(shù)據(jù)信號D_IN本身或是根據(jù)數(shù)據(jù)信號D_IN產(chǎn)生的其他組取樣結(jié)果，做為第i取樣電路的取樣對象，且達到大致相同的取樣結(jié)果。采用第(i-1)組取樣結(jié)果S(i-1)做為第i取樣電路的取樣對象的優(yōu)點在于，由于各取樣對象的相位已經(jīng)過同步，整體而言有助于提升最終取樣結(jié)果的品質(zhì)。

于實際應(yīng)用中，前述時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200與相位檢測器41可獨立存在，亦可被整合在各種需要時脈數(shù)據(jù)回復(fù)功能的電子系統(tǒng)中。此外，本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者可理解，先前在介紹時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200時描述的各種操作變化(例如根據(jù)數(shù)據(jù)信號傳輸率決定輸出哪第一組取樣結(jié)果、例如停用相位檢測器中對最終輸出信號不會發(fā)生作用的電路)亦可應(yīng)用至相位檢測器41，其細節(jié)不再贅述。

根據(jù)本發(fā)明的另一具體實施例為一種時脈數(shù)據(jù)回復(fù)方法，其流程圖繪示于圖5。首先，步驟S51為接收一數(shù)據(jù)信號與一原始時脈信號。步驟S52為利用該原始時脈信號對該數(shù)據(jù)信號進行取樣，以產(chǎn)生一第一組取樣結(jié)果。步驟S53則是將該原始時脈信號分頻，以產(chǎn)生一降頻后時脈信號。步驟S54為利用該降頻后時脈信號進行取樣，以產(chǎn)生一第二組取樣結(jié)果。接著，步驟S55為選擇性地根據(jù)該第一組取樣結(jié)果與該第二組取樣結(jié)果兩者的一調(diào)整該原始時脈信號。

實務(wù)上，步驟S52與步驟S53之間并無執(zhí)行先后順序的限制，可同時進行。此外，若步驟S54中的被取樣對象為步驟S52所產(chǎn)生的該第一組取樣結(jié)果，則步驟S54需安排在步驟S52之后執(zhí)行。先前在介紹時脈數(shù)據(jù)回復(fù)裝置200時描述的各種操作變化亦可應(yīng)用至圖5呈現(xiàn)的時脈數(shù)據(jù)回復(fù)方法，其細節(jié)不再贅述。

藉由以上較佳具體實施例的詳述，希望能更加清楚描述本發(fā)明的特征與精神，而并非以上述所揭示的較佳具體實施例來對本發(fā)明的范疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排于本發(fā)明所欲申請的專利范圍的范疇內(nèi)。