本說明書涉及可編程增益放大器(PGA)。一個或多個實施例的可能的應(yīng)用可以包括超聲(例如，便攜式超聲探測器)、醫(yī)療成像、硬盤(例如，讀取通道)、無線通信等。
背景技術(shù)：
：：可變增益放大器可以被用在增益控制環(huán)路中。這些放大器的期望特征可以包括，例如：具有例如50dB至60dB的最大增益和/或可能超過20MHz的恒定帶寬的寬范圍的增益變化，這意味著在幾十GHz的數(shù)量級上的增益-帶寬乘積；低功耗；以dB比例呈線性的增益控制。用技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)滿足這些規(guī)范可能并不容易；盡管在該領(lǐng)域廣闊的活動力，也仍然有改進的可編程增益放大器布置的需求。技術(shù)實現(xiàn)要素：根據(jù)一個或多個實施例，可編程增益放大器具有所附權(quán)利要求中所闡述的特征。一個或多個實施例還可以涉及對應(yīng)的系統(tǒng)(例如，諸如便攜式超聲探測器等的超聲裝置、醫(yī)療成像系統(tǒng)、硬盤驅(qū)動器、無線通信設(shè)備)和對應(yīng)的方法。權(quán)利要求是在本文中所提供的一個或多個示例性實施例的本公開的不可分割的一部分。一個或多個實施例可以提供線性再生放大器。一個或多個實施例可以包括負電阻器，負電阻器包括具有差分布 置的兩個交叉耦合對和前置放大器級。一個或多個實施例可以提供以下優(yōu)點中的一個或多個：高增益(可選地在單個級中，這有利于實現(xiàn)線性度)，寬的帶寬，低功耗，和通過線性地(且精確地)改變再生時間實現(xiàn)的“自然”dB線性增益控制。附圖說明現(xiàn)在將通過僅示例的方式參照附圖來描述一個或多個實施例中，其中：圖1是一個或多個實施例的示意性框圖示例，圖2包括兩個部分a)和b)，其中部分a)是對比如部分b)中所表示的某些定時信號的時間行為繪制的在一個或多個實施例中的輸出電壓的可能的時間行為的示例，圖3是一個或多個實施例的定時生成的示意性框圖示例，和圖4在框圖中進一步詳細示出了圖3的框圖。具體實施方式在接下來的描述中，一個或多個特定細節(jié)被圖示出，其目的是提供對實施例的示例的深入了解。實施例可以在沒有特定細節(jié)中的一個或多個的情況下得到，或者可以利用其他方法、部件、材料等得到。在其他情況中，已知的結(jié)構(gòu)、材料或操作未詳細圖示出或描述，使得實施例的某些方面將不被掩蓋。本說明書的體系中對“實施例”或“一個實施例”的引用意在指示出與實施例有關(guān)地描述的特別的配置、結(jié)構(gòu)或特性被包括在至少一個實施例中。因此，可能存在于本說明書的一個或多個點中的諸如“在實施例中”或“在一個實施例中”等的短語不一定是指同一實施例。此外，特別的構(gòu)造、結(jié)構(gòu)或特性可以在一個或多個實施例中以任何適 當(dāng)?shù)姆绞浇M合。本文中所使用的附圖標(biāo)記僅僅為了方便而提供并因此不限定實施例的保護程度或范圍。為了簡明起見，將在以下描述中借助于在括號之間的參考標(biāo)號(例如，[X])來提到某些文獻，其中標(biāo)號指示了出現(xiàn)在本說明書的結(jié)尾的文獻列表中的文獻。如所指示的，可編程增益放大器的期望的特征是dB線性增益控制。行波(例如電磁波或者在人體內(nèi)傳播的壓力波)可能經(jīng)受到指數(shù)衰減。取決于線性控制而以dB線性地改變的指數(shù)增益因此是在打算處理對應(yīng)的信號以便適當(dāng)?shù)匮a償該衰減的放大器中的期望特征。dB線性控制牽涉到實施指數(shù)函數(shù)，這可能難以利用MOS技術(shù)實現(xiàn)?？删幊淘鲆娣糯笃骺梢詼?zhǔn)許多種實施方式。這些實施方式中的一些(參見例如，IEEE電路系統(tǒng)I上的匯刊正式論文2006年8月第53卷第8期第1648頁至1657頁G.-H.Duong等人的：“95-dB線性低功率可變增益放大器”(G.-H.Duong,etal.:“A95-dBlinearlow-powervariablegainamplifier”,IEEETrans.CircuitsSyst.I,Reg.Papers,vol.53,no.8,pp.1648-1657,Aug.2006))可以基于指數(shù)函數(shù)的近似(例如，偽指數(shù)近似)，這可能導(dǎo)致處于高增益和高功耗的有限的帶寬。此外，該近似具有有限的操作范圍。其他實施方式(參見例如，IEEE固態(tài)電路的日志2002年5月第37卷第5期第553頁至558頁T.Yamaji等人的：“具有80-dB線性受控增益范圍的溫度穩(wěn)定CMOS可變增益放大器”(T.Yamaji,etal.:“Atemperature-stableCMOSvariable-gainamplifierwith80-dBlinearlycontrolledgainrange”,IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.37,no.5,pp.553-558,May2002))可以牽涉到電流“導(dǎo)引”。在該情況中，給定MOS二次特性，存在著用以產(chǎn)生指數(shù)函數(shù)的單獨塊的需要。另一可能性(參見例如，IEEE固態(tài)電路的日志2009年9月第44卷第9期第2503頁至2514頁H.Elwan等人的：“65nmCMOS中的 基于差分斜坡的65-dB線性VGA技術(shù)”(H.Elwan,etal.:“Adifferential-rampbased65-dBlinearVGAtechniquein65nmCMOS”,IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.44,no.9,pp.2503-2514,Sep.2009))牽涉到反饋環(huán)路中的運算放大器。在該情況中，可能會出現(xiàn)大面積占據(jù)并且可能需要復(fù)雜的斜坡生成器以便實現(xiàn)連續(xù)的增益范圍。在IEEE固態(tài)電路的日志2015年2月第50卷第2期第586頁至596頁H.Liu等人的“具有在0.18μmCMOS技術(shù)中的準(zhǔn)確dB線性特性的基于單元的可變增益放大器”(H.Liuetal.,“Cell-BasedVariable-GainAmplifiersWithAccuratedB-LinearCharacteristicin0.18μmCMOSTechnology,”IEEEJ.Solid-StateCircuits,vol.50,no.2,pp.586-596,Feb.2015)中公開了一種使用多級途徑的開環(huán)構(gòu)架。在這樣的多級布置中，放大器的級聯(lián)可以增加GBW，具有較高功耗和線性度不佳的缺點。此外，歸因于添加的誤差可能要求每個單個單元的準(zhǔn)確修整以便在增益控制上實現(xiàn)良好的準(zhǔn)確度。再生放大被大規(guī)模地用在例如感測放大器、再生比較器中以使邏輯電平再生。再生放大的基本操作原理可以舉例如下。對于t<0，經(jīng)由“采樣”開關(guān)在電容器C上采樣輸入信號Vin。采樣開關(guān)隨后斷開并且電容器C經(jīng)由“再生”開關(guān)與使跨電容器的電壓再生的負電阻-R耦合。在時間t_reg之后，跨電容器的電壓是正指數(shù)e(t_reg/RC)的Vin倍。這使得通過線性地改變再生時間t_reg能夠獲得以dB線性受控的指數(shù)增益。已觀察到，再生放大可以用在基于閉合正反饋環(huán)路中的運算放大器的單端型的線性放大(例如作為分立部件實施方式(也就是非IC)的實施方式)中(參見例如，IEEE電路與系統(tǒng)I上的匯刊2009年9月第56卷第9期第1930頁至1937頁P.P.Schonwalder等人的“基帶超再生放大”(P.P.Schonwalderetal.,“BasebandSuperregenerativeAmplification,”IEEETrans.CircuitsandSystems-I,vol.56,no.9,pp. 1930-1937,Sept.2009))。這可能導(dǎo)致非常窄的帶寬。類似地觀察到，出于電子器件的基礎(chǔ)電路的交叉耦合對(參見例如，IEEE固態(tài)電路雜志2014年8月第6卷第3期第7頁至10頁B.Razavi的“交叉耦合對-部分I”(B.Razavi,“TheCross-CoupledPair-PartI,”IEEESolid-StateCircuitsMagazine,vol.6,no.3,pp.7-10,August2014))處在最廣泛采用的那些之中并且如今仍然在使用中。該裝置布置產(chǎn)生了具有高增益和低功率的寬帶正反饋，是模擬和數(shù)字應(yīng)用兩者中都期望的特征。它的小信號屬性在振蕩器、阻抗非元件(impedancenegator)中一致地被利用并且以提高跨導(dǎo)器的增益，而雙穩(wěn)態(tài)行為在靜態(tài)鎖存器和存儲器單元中被利用。傳統(tǒng)上，它們的再生能力在感測放大器和高速比較器的設(shè)計中被利用。一個或多個實施例因此可以依賴于離散時間線性放大上的交叉耦合對的性能，其中再生特征有利于可編程增益放大器(PGA)的實現(xiàn)。如所指出的，PGA的期望的特征是提供dB線性增益控制的能力。這可能牽涉到實施指數(shù)函數(shù)，這可能是利用MOS器件的平方定律和線性I-V特性來實現(xiàn)的一個具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。另外，增益變化的寬范圍、大帶寬和具有低功耗的軌到軌輸出擺幅是期望的特征(參見例如，IEEE固態(tài)電路的日志2015年2月第50卷第2期第586頁至596頁H.Liu等人的“具有在0.18μmCMOS技術(shù)中的準(zhǔn)確dB線性特性的基于單元的可變增益放大器”；IEEE固態(tài)電路的日志2013年2月第48卷第2期第456頁至464頁I.Choi等人的“具有增益誤差補償?shù)臏?zhǔn)確dB線性可變增益放大器”(I.Choietal.,“AccuratedB-LinearVariableGainAmplifierWithGainErrorCompensation,”IEEEJ.SolidStateCircuits,vol.48,no.2,pp.456-464,Feb.2013)；IEEE電路系統(tǒng)I上的匯刊正式論文2014年1月第61卷第1期第247頁至257頁R.Onet等人的“用于多標(biāo)準(zhǔn)WLAN/WiMAX/LTE接收器的緊湊型可變增益放大器”(R.Onetetal.,“CompactvariablegainamplifierforamultistandardWLAN/WiMAX/LTEreceiver,”IEEETrans.CircuitsSyst. I,Reg.Papers,vol.61,no.1,pp.247–257,Jan.2014))。一個或多個實施例因此可以基于如下認識：通過訴諸于再生放大，輸出電壓的指數(shù)增長可以使得能夠?qū)崿F(xiàn)dB線性增益控制。與此同時，再生可以大大地勝過連續(xù)時間放大器的線性增益帶寬(GBW)權(quán)衡(參見例如，IEEE電路與系統(tǒng)I上的匯刊2009年9月第56卷第9期第1930頁至1937頁P.P.Schonwalder等人的“基帶超再生放大”)，從而產(chǎn)生了處于高頻率且具有低功率的優(yōu)異的驅(qū)動能力。圖1是包括了分別由Mn-a、Mn-b和Mp-a、Mp-b指定的兩個互補的交叉耦合晶體管(例如，MOS)對的一個或多個實施例的示意性框圖示例。兩個對可以以如下方式相互耦合：使得一個對中的每個晶體管的電流流動路徑(即，電流源-電流宿(currentsource-currentsink)路徑、例如FET中的源極-漏極路徑)與另一個對中的晶體管中的相應(yīng)的一個的電流流動路徑級聯(lián)。例如，在圖1的示例性布置中：-第一對中的晶體管Mn-a的電流流動路徑與第二對中的晶體管Mp-a的電流流動路徑級聯(lián)；-第一對中的晶體管Mn-b的電流流動路徑與第二對中的晶體管Mp-b的電流流動路徑級聯(lián)。在一個或多個實施例中，采樣電容器Ca、Cb(例如，具有相同電容值)可以設(shè)置在晶體管對間的耦合點A、B(例如級聯(lián)的電流流動路徑的共用點(這里是漏極))與接地之間。在一個或多個實施例中，采樣電容器Ca、Cb可以由例如具有相同跨導(dǎo)值gm,in的由10、12指定的相應(yīng)的跨導(dǎo)器級驅(qū)動。跨導(dǎo)器級10、12可以具有用于接收輸入(電壓)信號Vin-、Vin+的相應(yīng)的輸入端子和用以提供待在電容器Ca、Cb上被采樣的相應(yīng)的輸出信號的輸出端子。在一個或多個實施例中，跨導(dǎo)器級10、12可以利用CMOS反相器來實施以提供待在電容器Ca、Cb上被采樣的相應(yīng)的輸出信號Vout+、 Vout-。在一個或多個實施例中，電路可以利用由開關(guān)(例如，諸如MOSFET等的電子開關(guān))鐘控的操作設(shè)置在供電電壓軌Vdd與接地之間，該開關(guān)包括：-(第一)開關(guān)101，用第一相位Φ1鐘控，該開關(guān)設(shè)置在點A與B之間；-(第二)組開關(guān)201、202、203、204、205、206，用第二相位Φ2鐘控并且被配置成i)將跨導(dǎo)器級10、12的輸出耦合至相應(yīng)的采樣電容器Ca、Cb，和ii)將跨導(dǎo)器級10、12耦合在供電電壓Vdd與接地之間；-(第三)組開關(guān)301、302，用第三相位Φ3鐘控并且被配置成將兩個互補的交叉耦合晶體管對Mn-a、Mn-b和Mp-a、Mp-b耦合在電壓Vdd與接地之間。將領(lǐng)會的是，雖然不是強制性的，但是當(dāng)跨導(dǎo)器級10、12的輸出被耦合至相應(yīng)的采樣電容器Ca、Cb時將跨導(dǎo)器級10、12耦合在供電電壓Vdd與接地之間可以有利于降低功耗，只要跨導(dǎo)器級10、12將(僅)在信號采樣到電容器Ca、Cb上期間被激勵。在本文中所舉例的，通過相位Φi(i＝1、2、3)鐘控的某開關(guān)/組開關(guān)意味著開關(guān)/多個開關(guān)將在表示相位的信號是“高”時閉合(也就是接“通”、例如進行導(dǎo)電)，并且在表示相位的信號是“低”時斷開(也就是關(guān)“斷”、例如不進行導(dǎo)電)。三個相位(Φ1、Φ2、Φ3)的可能的時間行為被舉例在圖2的部分b)中。這對應(yīng)于具有四個根據(jù)下表的隨后的復(fù)位、采樣、再生和保持間隔Tres、Tsmp、Treg、Thld的時段TCK的電路的循環(huán)操作。將另外領(lǐng)會的是，如下文中所舉例的操作可以利用可由本領(lǐng)域技術(shù)人員設(shè)想到的不同布置的開關(guān)和相位來得到。無論實施例的什么特定細節(jié)，在時段TCK期間，差分輸出(Vout+-Vout-)都可以通過在Φ1和Φ3同時為高而Φ2為低的情況下接通交叉耦合對、經(jīng)由具有設(shè)置為大約Vdd/2的共模電壓的開關(guān)101將兩個電容器Ca、Cb短接而首先在復(fù)位Tres期間歸零。在采樣(Φ2為高，以及Φ1和Φ3為低)期間，輸入信號可以被部分放大并且在Ca、Cb上被采樣。在Φ2的結(jié)束時，假定合理的短采樣時間Tsmp，則差分輸入電壓Vin(Vin+-Vin-)通過(gm,in/Ca,b).Tsmp被近似地放大。再生可以接著通過向交叉耦合對Mn-a、Mn-b和Mp-a、Mp-b供電(Φ3為高以及Φ1和Φ2為低)而在Treg期間發(fā)生。交叉耦合對Mn-a、Mn-b和Mp-a、Mp-b可以使Ca、Cb與負電阻形成分路，從而產(chǎn)生負時間常數(shù)τreg＝-Ca,b/gm,xc(其中g(shù)m-xc＝(gm,n+gm,p))和Vout的指數(shù)增長。在再生、即Treg之后，電路可以進入交叉耦合對被關(guān)斷的情況下的保持模式Thld(Φ1、Φ2和Φ3全部為低)并且Vout的最終值被存儲在Ca和Cb上。由Vin的采樣值經(jīng)歷的增益可以表達為：Av＝(gm,in/Ca,b).Tsmp.eTreg/│τreg│也就是具有歸因于采樣的第一項和歸因于再生的第二項，其展現(xiàn)出在Treg/|τreg|上的指數(shù)依賴性。在一個或多個實施例中，dB線性增益控制因此可以通過線性地改變Treg來實現(xiàn)。再生允許高增益，從而產(chǎn)生了對于GBW的非常高的值。例如，利用時鐘頻率fck＝100MHz，信號帶寬可以通過采樣時間操作限制為50MHz。在一個或多個實施例中，利用例如gm,xc＝2.5mS和Ca＝Cb＝2pF， |τreg|＝800ps。假定采樣階段Tsmp中的0dB增益和限制為0.5TCK的Treg(以留下用于復(fù)位、采樣和保持階段的余量)，則可以實現(xiàn)54.3dB的增益。對應(yīng)的GBW是25.9GHz，比利用交叉耦合對的相同gm驅(qū)動Ca、Cb的連續(xù)時間放大器的GBW高大約130倍。在一個或多個實施例中，為了避免處于高增益的飽和，靜態(tài)和動態(tài)偏移可以經(jīng)由如圖1所示的兩個電流源I1和I2(例如，以本身已知的方式由電荷泵差分地驅(qū)動)被校正。在一個或多個實施例中，放大器噪聲性能可以主要由輸入跨導(dǎo)器10、12和交叉耦合對Mn-a、Mn-b和Mp-a、Mp-b決定?？紤]到熱噪聲，發(fā)現(xiàn)等效輸入噪聲功率v2n,in包括獨立于gm,n和gm,p的來自交叉耦合對的貢獻。此外，在采樣階段中的適度增益被發(fā)現(xiàn)足以使它可忽略不計，留下了輸入跨導(dǎo)器作為主噪聲源。在一個或多個實施例中，增加Tsmp被發(fā)現(xiàn)降低了v2n,in，其中Tsmp還增加了采樣階段中的增益。合理的選擇可以因此通過輸入跨導(dǎo)器的噪聲性能與增益壓縮之間的折衷來決定。在采樣階段中提供了12.8dB增益和v2n,in＝(54.3μVrms)2的諸如gm,in＝3.5mS(S＝西門子)和Tsmp＝2.5ns等的值被發(fā)現(xiàn)提供滿意的操作。在一個或多個實施例中，三個級聯(lián)的脈沖生成器14、16、18可以由外部時鐘CK驅(qū)動，并且在16和18的輸入處具有邏輯反相器15和17可以提供如圖2中所描繪的放大器控制信號。利用這樣的級聯(lián)連接，可以避免相位的重疊。在一個或多個實施例中，時間Treg的線性變化可以通過使電容的充電電流隨數(shù)字至模擬(DAC)電流變化而得到。在一個或多個實施例中，可以使Treg是可編程的，例如通過將Φ3提供為OR(或)門20的輸出，OR門20使Φ1(在脈沖生成器14的輸出處取得)以及如圖4中所舉例實施的脈沖生成器18的輸出作為其輸入。在圖3中所舉例的布置中，Φ2可以在脈沖生成器16的輸 出處取得。如圖4中所舉例的脈沖生成器18包括接收來自反相器17的輸出作為CLK輸入IN(D輸入被設(shè)置為Vdd)的輸入觸發(fā)器180，而來自觸發(fā)器180的輸出Q將輸出OUT提供至門20。來自觸發(fā)器180的輸出Q也可以經(jīng)由反相器181作為(低電平有效的)使能信號neg(en)被饋送至數(shù)字至模擬轉(zhuǎn)換器(I-DAC)182。DAC182可以接收調(diào)節(jié)信號dreg(例如，<5:0>)，并且除了參考電流Iref之外還朝向晶體管(例如，MOSFET)M1提供輸出電流I0，晶體管M1的控制電極(例如，柵極)可以耦合至來自反相器180的輸出。電容器C0可以設(shè)置在晶體管M1的至DAC182的耦合點(例如，漏極)與接地之間。晶體管M1的至DAC182的耦合點也可以經(jīng)由反相器183被稱為FF180的復(fù)位輸入。圖4的布置的操作可以描述如下。輸出OUT利用通過M1被短接至接地的電容器C0而通常為低。觸發(fā)器的CLK輸入上的上升沿觸發(fā)輸出脈沖，例如其中觸發(fā)器180的輸出Q變成高，使得C0能夠經(jīng)由電流I0充電。當(dāng)跨C0的電壓達到反相器183的邏輯閾值時，觸發(fā)器180被復(fù)位并且其輸出Q變成低。I0可以經(jīng)由DAC182被設(shè)置具有例如6位分辨率，從而允許了在輸出脈沖持續(xù)時間上的線性控制。在一個或多個實施例中，在控制信號中的定時抖動可能會限制放大器信噪比(SNR)，這主要是針對采樣和再生階段、也就是Φ1和Φ3的情況。對應(yīng)的SNR可以被表達為σsmp和σreg的函數(shù)，即表示在Tsmp和Treg上的均方根抖動。在一個或多個實施例中，圖3和圖4的脈沖生成器可以被設(shè)計為實現(xiàn)例如8ps的最大抖動，從而導(dǎo)致大約50dB的SNRsmp和大約40dB的SNRreg。在本文中所舉例的一個或多個實施例可以適于例如在0.18μmCMOS技術(shù)中實施。由申請人執(zhí)行的測量已顯示具有大約0.6dB最大增益誤差的跨越 50MHz帶寬的從15dB到66dB的dB線性放大。當(dāng)驅(qū)動2pF負載電容器時，在本文中所舉例的一個或多個實施例可以實現(xiàn)具有僅420μW功耗的多達100HGz的GBW。在由申請人執(zhí)行的測試(例如，使PGA操作于20dB和60dB的兩個增益設(shè)置以及10MHz與100MHz的兩個不同時鐘頻率)中，包括了控制信號生成的內(nèi)核功耗被發(fā)現(xiàn)隨時鐘頻率幾乎線性地上升，在100MHz處Vdd＝1.8V的情況下具有420μW的值通過在確定Treg時改變DAC180的控制代碼dreg，得到了具有與理想dB線性曲線相距+/-0.6dB最大偏差的從15dB到66dB的增益范圍。頻率響應(yīng)被發(fā)現(xiàn)多達50MHz都幾乎是平坦的(小于3dB變化)，獨立于增益設(shè)置。從測量估計出(76μVrms)2的等效輸入噪聲功率，對應(yīng)于跨越10.7nV/(Hz)1/2的50MHz帶寬分布的功率譜密度。執(zhí)行了在處于45dB增益的輸入-輸出曲線和THD方面的失真測試，具有-2dBV(在50Ω負載上的8dBm)的輸出1dB增益-壓縮點OP1dB。處于OP1dB的THD被發(fā)現(xiàn)是-32dB并且與從10dB開始退下來的-40dB相比更好。利用由100kHz分開的-14.7dBV的兩個單音的IM3測試指示出低于主單音的處于38.1dB的IM3，對應(yīng)于4.3dBV(14.3dBm)的等效OIP3。噪聲和失真因此被發(fā)現(xiàn)是與以類似帶寬和dB線性增益控制為特征的其他放大器布置相比相當(dāng)?shù)幕蛘吒?。例如，IEEE固態(tài)電路的日志2013年2月第48卷第2期第456頁至464頁I.Choi等人的“具有增益誤差補償?shù)臏?zhǔn)確dB線性可變增益放大器”的布置在65nmCOMS中示出具有限制為14.8MHz的帶寬和五倍高的功耗的較低噪聲。在本文中所舉例的一個或多個PGA實施例因此被發(fā)現(xiàn)能夠直接驅(qū)動大負載電容器而顯示出具有僅420μW功耗的100GHz的GBW。一個或多個實施例中的再生電路的存在可以例如通過觀察示出了線性放大器的輸出與再生放大器的輸出之間的明顯差異的信號的隨時間的趨勢來檢測。一個或多個實施例因此可以提供一種可編程增益放大器，包括：-兩個互補的交叉耦合晶體管(例如，MOS)對(參見例如Mn-a、Mn-b；Mp-a、Mp-b)，以一個對中的每個晶體管具有與另一個對中的晶體管中的相應(yīng)的一個晶體管的電流流動路徑級聯(lián)的電流流動路徑的狀態(tài)相互耦合，以在所述互補的交叉耦合晶體管對之間提供第一和第二耦合點(例如，A、B)；-第一和第二采樣電容器(例如，Ca、Cb)，被分別設(shè)置在所述第一耦合點與接地之間和所述第二耦合點與接地之間；-第一和第二輸入(例如，10、12)級，具有用于接收用于由所述第一和第二采樣電容器采樣的輸入信號(例如，Vin-、Vin+)的輸入端子；-開關(guān)部件(例如，201至206；301、302)，可選擇性地激活：-i)以將所述第一和第二輸入級耦合至所述第一和第二采樣電容器，其中所述輸入信號被采樣作為在所述第一和第二采樣電容器上的采樣信號(例如，Vout+,Vout-)，以及-ii)以激勵所述互補的交叉耦合晶體管對，由此在所述第一和第二采樣電容器上的所述采樣信號經(jīng)受隨時間呈指數(shù)增長的負電阻再生，由此提供指數(shù)放大器增益。一個或多個實施例可以包括設(shè)置在所述第一和第二采樣電容器之間的另一開關(guān)部件(例如，101)，所述另一開關(guān)部件可激活以將所述第一和第二采樣電容器短路以用于放大器復(fù)位(例如，Tres)。在一個或多個實施例中，所述第一和第二輸入級可以包括跨導(dǎo)器級，可選地反相器類型的、例如CMOS跨導(dǎo)器級。一個或多個實施例可以包括定時電路(例如，14至18、20)，用于激活(參見例如相位Φ3)所述開關(guān)部件(例如，301、302)以在所述負電阻再生期間跨越受控時間跨度(例如，Treg)激勵所述互補的交叉耦合晶體管對，由此控制所述指數(shù)放大器增益。在一個或多個實施例中，所述定時電路可以包括：-數(shù)字至模擬轉(zhuǎn)換器(例如，182)，具有用于接收表示所述受控 時間跨度的數(shù)字信號(dreg)的輸入，并且產(chǎn)生取決于所述數(shù)字信號的充電電流(例如，I0)，-定時電容器(例如，C0)，用所述充電電流充電，-邏輯電路(例如，觸發(fā)器180)，被配置用于當(dāng)所述定時電容器上的電荷達到電荷閾值時激活(Φ3)所述開關(guān)部件以激勵所述互補的交叉耦合晶體管對。一個或多個實施例可以提供包括如先前所討論的可編程增益放大器的電子裝置。諸如便攜式超聲探測器等的超聲裝置、醫(yī)療成像系統(tǒng)、硬盤驅(qū)動器、無線通信設(shè)備可以是這樣的裝置的示例。在一個或多個實施例中，如先前所討論的可編程增益放大器可以通過激活所述開關(guān)部件來操作：-在采樣間隔(例如，Tsmp)期間以將所述第一和第二輸入級耦合至所述第一和第二采樣電容器，由此所述輸入信號被采樣作為在所述第一和第二采樣電容器上的采樣信號，-在跟隨所述采樣間隔的再生間隔(例如，Treg)期間以激勵所述互補的交叉耦合晶體管對，由此在所述第一和第二采樣電容器上的所述采樣信號經(jīng)受隨時間呈指數(shù)增長的負電阻再生，由此提供指數(shù)放大器增益。一個或多個實施例可以包括改變所述再生間隔的持續(xù)時間由此改變所述指數(shù)放大器增益。一個或多個實施例可以包括以下項中的至少一項：-在所述再生間隔之后將所述互補的交叉耦合晶體管對去激勵，其中歸因于負電阻再生而隨時間呈指數(shù)增長的所述采樣信號在所述第一和第二采樣電容器上被保持(Thld)；和/或-在放大器復(fù)位間隔(例如，Tres)期間將所述第一和第二采樣電容器短路。在不影響基本原理的情況下，細節(jié)和實施例可以相對于已通過僅示例的方式所公開的那些是變化的、甚至顯著地變化，而不脫離保護的程度。保護的程度由所附權(quán)利要求限定。以上所描述的各種實施例可以被組合以提供進一步的實施例。在該說明書中提到的和/或申請數(shù)據(jù)表中列出的美國專利、美國專利申請出版物、美國專利申請、外國專利、外國專利申請和非專利出版物所有都通過引用全部合并于此。實施例的多個方面可以被修改，如果有必要采用各種專利、申請和出版物的概念以提供又進一步的實施例的話?？梢澡b于以上詳述的描述對實施例做出這些和其他改變。一般情況下，在以下權(quán)利要求中，所使用的術(shù)語不應(yīng)該被解釋成將權(quán)利要求限制為說明書和權(quán)利要求中所公開的特定實施例，而是應(yīng)該解釋成包括所有可能的實施例連同這樣的權(quán)利要求所賦予的等效物的全部范圍。因此，權(quán)利要求不受本公開的限制。當(dāng)前第1頁1 2 3 當(dāng)前第1頁1 2 3