本發(fā)明涉及無線射頻通訊技術領域，尤其涉及一種基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器及其實現(xiàn)方法。

背景技術：

隨著無線通信技術的迅速發(fā)展，射頻微波技術在人們的日常生活中越來越重要。為了在有限的頻譜帶寬內傳輸盡可能大的數(shù)據量，通信商通常采用非常復雜的調制方式，而這會導致信號的峰均比(PAPR)變大，而使用傳統(tǒng)的功率放大器如A類、AB類對非恒包絡信號進行放大效率很低，尤其是在大功率回退的時候。兼顧高效率和高線性度的射頻功率放大器成為學術界和工業(yè)界的研究熱點之一。Doherty功率放大器因能高效放大器調制信號且成本較低而成為當今無線通信所采用功率放大器的主流形式。一個典型的兩路Doherty功率放大器包括主輔兩個功率放大器，主輔功放輸入端由功分器將信號一分為二分別輸入，輸出端通過一個負載調制網絡將信號合路輸出，根據輸入信號的大小動態(tài)調制主輔功率放大器的有效負載阻抗，從而使Doherty功放在輸出功率大幅度回退的情況下仍然具有很高的效率。

然而，面對頻譜資源的日益短缺，能同時覆蓋多個工作頻段并兼容多種協(xié)議制式的無線寬帶通信系統(tǒng)已經成為無線技術的發(fā)展重點。然而，現(xiàn)有技術中的Doherty功率放大器存在帶寬較窄的問題，究其原因，主要由于現(xiàn)有技術中Doherty功率放大器的負載調制網絡通常采用現(xiàn)有技術通用的50歐姆的四分之一波長阻抗變換器，其阻抗變換比為4:1，這導致其阻抗變換比較大，因此，極大地限制了帶寬。同時，傳統(tǒng)負載調制網絡在不同的輸入功率下合路端的輸出阻抗都為25歐，為了匹配負載阻抗，必須在合路端和負載之間串接一根微帶線，這導致Doherty功率放大器尺寸的增大，限制了其在某些場合的應用。因此，寬帶Doherty功放成為了學術界和工業(yè)界研究的熱點，急需研制出寬帶Doherty功率放大器以滿足當前及未來無線通信系統(tǒng)高傳輸數(shù)率的要求。

故，針對目前現(xiàn)有技術中存在的上述缺陷，實有必要進行研究，以提供一種方案，解決現(xiàn)有技術中存在的缺陷。

技術實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器及其實現(xiàn)方法，通過改進傳統(tǒng)Doherty功率放大器的負載調制網絡，減少負載調制網絡的尺寸并減小負載調制網絡的阻抗變換比，同時將輔助支路的補償線加入到輔助輸出匹配電路中，減小整體輔助輸出匹配電路的品質因數(shù)，有效地抑制負載阻抗隨頻率的漂移，從而極大地拓寬Doherty功率放大器的工作帶寬。

為了克服現(xiàn)有技術的缺陷，本發(fā)明采用以下技術方案：

一種基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器，包括等分威爾金森功分器、主功率放大電路、輔助功率放大電路和新型負載調制網絡，其中，等分威爾金森功分器用于將輸入功率進行等分后分別輸出給所述主功率放大電路和輔助功率放大電路，所述主功率放大電路和輔助功率放大電路輸出功率經過所述新型負載調制網絡后輸出給負載；

所述負載的阻抗為50歐姆；所述新型負載調制網絡包括第一阻抗變換器T1、第二阻抗變換器T2和第三阻抗變換器T3，所述第一阻抗變換器T1和第三阻抗變換器T3均采用70.7歐四分之一波長的阻抗變換器，所述第二阻抗變換器T2采用四分之一波長短接線；所述主功率放大電路的輸出端與所述第一阻抗變換器T1的一端相連接，所述輔助功率放大電路的輸出端與所述第三阻抗變換器T3的一端相連接，所述第一阻抗變換器T1的另一端與所述第三阻抗變換器T3的另一端和第二阻抗變換器T2的一端相連接，并共同與所述負載的一端相連接，所述負載的另一端接地，所述第二阻抗變換器T2的另一端接地；

所述主功率放大電路包括依次串接的主輸入匹配網絡、主功率放大器和輸出匹配網絡，調試所述主輸出匹配電路使所述主功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為100歐且在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；所述輔助功率放大電路包括依次串接的輔助輸入匹配網絡、輔助功率放大器、輔助輸出匹配網絡，調試所述輔助輸出匹配電路使所述輔助值功率放大電路在高輸入功率時的負載阻抗為50歐，同時在所述輔助輸出匹配電路中一體化設置補償線使所述輔助值功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為無窮大。

優(yōu)選地，所述補償線為100歐。

優(yōu)選地，所述主輸入匹配電路的前端還設有50歐四分之一波長的相位延遲線。

優(yōu)選地，所述輔助輸入匹配電路的前端還設有50歐四分之一波長的相位延遲線。

優(yōu)選地，所述主功率放大器為AB類功率放大器。

優(yōu)選地，所述輔助功率放大器為C類功率放大器。

優(yōu)選地，所述主功率放大器和所述輔助功率放大器均采用晶體管實現(xiàn)。

為了克服現(xiàn)有技術的缺陷，本申請還提出一種基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器的實現(xiàn)方法，通過如下步驟實現(xiàn)：

調試一個標準的AB類功率放大器，作為主功率放大器，并調試主輸出匹配電路使主功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為100歐且在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；

調試一個標準的C類功率放大器，作為輔助功率放大器，并調試輔助輸出匹配電路使輔助值功率放大電路在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；

在輔助輸出匹配電路中設置補償線并一體化調試輔助輸出匹配電路和補償線使輔助值功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為無窮大；

調試一新型負載調制網絡，所述新型負載調制網絡包括第一阻抗變換器T1、第二阻抗變換器T2和第三阻抗變換器T3，所述第一阻抗變換器T1和第三阻抗變換器T3均采用70.7歐四分之一波長的阻抗變換器，所述第二阻抗變換器T2采用四分之一波長短接線；

將調試好的主功率放大電路、輔助值功率放大電路及新型負載調制網絡組合起來，構成基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器，其中，所述主功率放大電路的輸出端與所述第一阻抗變換器T1的一端相連接，所述輔助功率放大電路的輸出端與所述第三阻抗變換器T3的一端相連接，所述第一阻抗變換器T1的另一端與所述第三阻抗變換器T3的另一端和第二阻抗變換器T2的一端相連接，并共同與所述負載的一端相連接，所述負載的另一端接地，所述第二阻抗變換器T2的另一端接地。

優(yōu)選地，所述補償線為100歐。

優(yōu)選地，在輔助輸入匹配電路的前端設有50歐四分之一波長的相位延遲線。

相對現(xiàn)有技術，本發(fā)明改進了傳統(tǒng)Doherty功率放大器的負載調制網絡，傳統(tǒng)Doherty功率放大器負載調制網絡的阻抗變換比為4:1(100歐至25歐)，本發(fā)明中新型負載調制網絡的阻抗變換比為2:1(100歐至50歐)，減小了負載調制網絡的阻抗變換比，根據上述四分之一波長傳輸線工作帶寬的表達式，新型負載調制網絡將增大Doherty功放的帶寬，并有效地抑制負載阻抗隨頻率的漂移；同時，使負載調制網絡在不同的輸入功率下合路端的輸出阻抗都為50歐，從而無需在合路端和負載之間串接微帶線進行阻抗匹配，從而能夠縮小Doherty功率放大器的尺寸；進一步的，傳統(tǒng)Doherty功放輔助支路的補償線是以單一中心頻率點定義的，增大輸出匹配電路的品質因數(shù)，從而抑制Doherty的整體帶寬，本發(fā)明將補償線加入輔助輸出匹配電路中，降低輔助輸出匹配電路的Q值，增大Doherty功放的工作帶寬。

附圖說明

圖1是本發(fā)明中基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器的結構示意圖。

圖2是特性阻抗為Z_T的四分之一波長傳輸線的阻抗變換特性。

圖3是傳統(tǒng)方案和本發(fā)明技術方案在飽和點的負載阻抗實虛部比較圖。

圖4是傳統(tǒng)方案和本發(fā)明技術方案在回退點的負載阻抗實虛部比較圖。

圖5是本發(fā)明基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器的仿真結果圖。

具體實施方式

以下是本發(fā)明的具體實施例并結合附圖，對本發(fā)明的技術方案作進一步的描述，但本發(fā)明并不限于這些實施例。

針對現(xiàn)有技術存在的缺陷，申請人對現(xiàn)有技術中Doherty功率放大器的結構進行了深入的研究，申請人發(fā)現(xiàn)現(xiàn)有技術中Doherty功率放大器的負載調制網絡中采用標準50歐姆的四分之一波長阻抗變換器，使其阻抗變換比較大，傳統(tǒng)Doherty功率放大器負載調制網絡的阻抗變換比為4:1(100歐至25歐)，從而極大抑制了Doherty的工作帶寬；且傳統(tǒng)Doherty功放輔助支路的補償線是以單一中心頻率點定義的，會增大輸出匹配電路的品質因數(shù)，從而抑制Doherty的整體帶寬。

申請人通過理論分析發(fā)現(xiàn)，四分之一波長線工作帶寬的近似表達式為：

其中Δf/f₀表示四分之一波長阻抗變換線的相對帶寬；Γ_m為最大能接受的反射系數(shù)；Z₀和Z_L表示兩個端口的阻抗值；為了增大Δf/f₀的值，可通過減小Z₀和Z_L的比值。

參見圖2，所示為特性阻抗為Z_T的四分之一波長傳輸線的阻抗變換特性。根據圖2可得特性阻抗為Z_T的四分之一波長傳輸線的輸入阻抗為：

阻抗變換比定義為四分之一波長傳輸線輸入輸出兩端口的阻抗比值，即阻抗變換比：

由四分之一波長傳輸線的工作帶寬表達式可知，當Z₀和Z_L的阻抗值越接近時，即四分之一波長傳輸線的阻抗變換比越小，其工作帶寬越寬。因此，為了增大Δf/f₀的值，可通過減小Z₀和Z_L的比值，即減小四分之一波長傳輸線的阻抗變換比k。

為了克服現(xiàn)有技術的缺陷，根據上述理論，本申請設計了一種新型負載調制網絡，參見圖1，所示為本發(fā)明基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器的結構框圖，包括等分威爾金森功分器、主功率放大電路、輔助值功率放大電路和新型負載調制網絡，其中，等分威爾金森功分器用于將輸入功率進行等分后分別輸出給主功率放大電路和輔助值功率放大電路，主功率放大電路和輔助功率放大電路輸出功率經過新型負載調制網絡后輸出給負載；新型負載調制網絡包括第一阻抗變換器T1、第二阻抗變換器T2和第三阻抗變換器T3，第一阻抗變換器T1和第三阻抗變換器T3均采用70.7歐四分之一波長的阻抗變換器，第二阻抗變換器T2采用四分之一波長短接線。負載的阻抗為50歐姆；主功率放大電路的輸出端與第一阻抗變換器T1的一端相連接，輔助功率放大電路的輸出端與第三阻抗變換器T3的一端相連接，第一阻抗變換器T1的另一端與第三阻抗變換器T3的另一端和第二阻抗變換器T2的一端相連接，并共同與負載的一端相連接，負載的另一端接地，第二阻抗變換器T2的另一端接地。

主功率放大電路包括依次串接的主輸入匹配網絡、主功率放大器和輸出匹配網絡，調試主輸出匹配電路使主功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為100歐且在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；輔助功率放大電路包括依次串接的輔助輸入匹配網絡、輔助功率放大器、輔助輸出匹配網絡，調試輔助輸出匹配電路使輔助值功率放大電路在高輸入功率時的負載阻抗為50歐，同時在輔助輸出匹配電路中一體化設置補償線使輔助值功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為無窮大。

以下進一步詳述上述技術方案的設計原理。主功率放大電路的輸出端接70.7歐四分之一波長阻抗變換器T1，輔助功率放大電路的輸出端接70.7歐四分之一波長阻抗變換器T3，合路后將功率輸出給負載，合路輸出端并接四分之一波長短接線T2，短接線T2的具體阻抗值由實際仿真調試得到。主要用于消除主功率放大器和輔助功率放大器的頻譜漂移。主功放輸出端的70.7歐串聯(lián)四分之一波長阻抗變換器T1實現(xiàn)了主功放在低輸入功率情況下由100歐變換到50歐(根據射頻基本理論公式：Z²＝Z₀·Z_T，此處Z₀＝100歐，Z＝70.7，則Z_T＝50歐)，而輔助回路低輸入時為無窮大，因此，合路是50歐，和負載的50歐相匹配；輔助功放輸出端的70.7歐四分之一波長阻抗變換器T3實現(xiàn)了高輸入功率情況下輔助功放由50歐變換到100歐(原理同上)，主功放回路，由于阻抗變換器T1，由50歐變換到100歐，因此合路也是50歐，和負載的50歐相匹配。

參見圖3和圖4，所示為傳統(tǒng)Doherty方案和本發(fā)明技術方案下模擬的主放大器在飽和點(大功率)和回退點(小功率)處負載阻抗實虛部隨頻率的變化關系，通過實驗仿真證明，負載調制網絡的改進對改善帶寬是有效的，最終使得Doherty的阻抗變換比由4:1變?yōu)?:1。由圖5的仿真結果圖可知，最終相對帶寬達到47.6％，極大拓寬了Doherty功率放大器的工作帶寬。

在一種優(yōu)選實施方式中，補償線為100歐，加入補償線是為了使輔助輸出匹配電路在低輸入功率時的負載阻抗為無窮大，同時由于高輸入功率是匹配到100歐，采用100歐的補償線就是為了進一步提高高輸入功率時的性能。

在一種優(yōu)選實施方式中，所述輔助輸入匹配電路的前端還設有50歐四分之一波長的相位延遲線。

在一種優(yōu)選實施方式中，所述主功率放大器為AB類功率放大器，所述輔助功率放大器為C類功率放大器。

在一種優(yōu)選實施方式中，所述主功率放大器和所述輔助功率放大器均采用晶體管實現(xiàn)。

為了克服現(xiàn)有技術的缺陷，本發(fā)明還提出一種基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器實現(xiàn)方法，通過如下步驟實現(xiàn)：

步驟一：調試一個標準的AB類功率放大器，作為主功率放大器，并調試主輸出匹配電路使主功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為100歐且在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；

步驟二：調試一個標準的C類功率放大器，作為輔助功率放大器，并調試輔助輸出匹配電路使輔助值功率放大電路在高輸入功率時的負載阻抗為50歐；

步驟三：在輔助輸出匹配電路中設置補償線并一體化調試輔助輸出匹配電路和補償線使輔助值功率放大電路在低輸入功率時的負載阻抗為無窮大；現(xiàn)有技術通常是輸出匹配電路設計好之后，再不改變匹配電路，再設計這根補償線；現(xiàn)有技術的補償線設計方式導致補償線是以單一中心頻率點定義的，增加補償線會增大輸出匹配電路的品質因數(shù)，從而抑制Doherty的整體帶寬。本發(fā)明將輸出匹配電路和補償線一體化設置和調試，將補償線加入輔助輸出匹配電路中作輔助輸出匹配電路，從而降低輔助輸出匹配電路的Q值，極大地拓寬了Doherty功放的工作帶寬；

步驟四：調試一新型負載調制網絡，新型負載調制網絡包括第一阻抗變換器T1、第二阻抗變換器T2和第三阻抗變換器T3，第一阻抗變換器T1和第三阻抗變換器T3均采用70.7歐四分之一波長的阻抗變換器，第二阻抗變換器T2采用四分之一波長短接線；

步驟五：將調試好的主功率放大電路、輔助值功率放大電路及新型負載調制網絡組合起來，構成基于改進負載調制網絡拓展帶寬的Doherty功率放大器，其中，主功率放大電路的輸出端與第一阻抗變換器T1的一端相連接，輔助功率放大電路的輸出端與第三阻抗變換器T3的一端相連接，第一阻抗變換器T1的另一端與第三阻抗變換器T3的另一端和第二阻抗變換器T2的一端相連接，并共同與負載的一端相連接，負載的另一端接地，第二阻抗變換器T2的另一端接地。

相對現(xiàn)有技術，本發(fā)明通過改進負載調制網絡，舍棄了現(xiàn)有技術標準的50歐姆阻抗變換器，即將傳統(tǒng)Doherty主功放輸出端的阻抗變換線阻值由50歐改為70.7歐，同時使主功放和輔助功放并聯(lián)的四分之一波長短接線T1和T3阻抗變換后合路端輸出阻抗直接和負載相匹配，從而舍去合路與負載之間的微帶線，在一定程度上減小了整體電路的尺寸和Doherty負載調制網絡的阻抗變換比。

以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想。應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以對本發(fā)明進行若干改進和修飾，這些改進和修飾也落入本發(fā)明權利要求的保護范圍內。對這些實施例的多種修改對本領域的專業(yè)技術人員來說是顯而易見的，本申請中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下在其它實施例中實現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會被限制于本申請所示的這些實施例，而是要符合與本申請所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。