本發(fā)明涉及通信中使用的放大器領(lǐng)域，更具體地，涉及一種具備多倍頻程的功率放大器及其設(shè)計方法。

背景技術(shù)：

在這個信息化的社會，信息的傳輸是社會生活中不可缺少的重要環(huán)節(jié)，因而通信技術(shù)也成為自上世紀80年代以來發(fā)展最迅速的領(lǐng)域之一。射頻功率放大器是無線通信系統(tǒng)中的重要組成部分之一，其作用是放大通信信號功率，以增加信號的傳輸距離，所以其功率輸出能力直接影響到信號的發(fā)射和傳輸距離。功率放大器也是無線通信系統(tǒng)中的主要耗能原件，功率放大器消耗了基站中40％-60％的能量。功率放大器的效率直接影響到整個通信系統(tǒng)的效率，隨著無線通信系統(tǒng)的不斷改進以滿足用戶的各種需求，下一代無線通信系統(tǒng)需要工作在不同的通信標準/頻率下對于不同的應(yīng)用，像LTE、WIMAX，為了實現(xiàn)高的數(shù)據(jù)率包含了越來越多數(shù)量的高頻帶。以往解決這個問題采用的方法是使用多個無線工作在不同頻率的放大器，這樣不僅會造成浪費，也會是設(shè)備的體積龐大。因此需要功率放大器能夠高效的工作在寬頻帶范圍內(nèi)覆蓋多個通信頻率。

一般的A類，AB類功率放大器不能滿足高效的需求。目前提高效率的方法有很多種，像D類放大器、E類放大器、J類放大器、F類放大器以及Doherty放大器，D類放大器的結(jié)構(gòu)限制了他在高頻段使用。E類功率放大器因為其相對簡單的電路和高效率經(jīng)常用來做寬帶放大器，但是E類放大器屬于開關(guān)型放大器，在高工作頻率下其并聯(lián)電容不能及時充放電去實現(xiàn)理想的漏極波形導(dǎo)致效率下降。Doherty放大器由于負載調(diào)制網(wǎng)絡(luò)限制其帶寬。諧波控制連續(xù)F類放大器和J類放大器既能滿足高效率，高線性度的需求，又能實現(xiàn)寬帶的需求，從實現(xiàn)的難易程度來講，連續(xù)F類放大器以結(jié)構(gòu)簡單，實現(xiàn)容易成為寬帶高效放大器的首選。

由于現(xiàn)有無線通信技術(shù)的總帶寬覆蓋超過一個倍頻程的寬帶寬，這對相應(yīng)的功率放大器的需要提出了巨大的需求。不幸的是，大多數(shù)現(xiàn)有的F類放大器配置不能滿足這個要求。因此，需要一種新的設(shè)計方法來進一步擴大F類功率放大器的帶寬，實現(xiàn)多倍頻程寬帶覆蓋。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種的高效率，高線性度，帶寬覆蓋多倍頻程的具備多倍頻程的功率放大器。

本發(fā)明的又一目的在于提供一種多倍頻程的功率放大器的設(shè)計方法。

為了達到上述技術(shù)效果，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種具備多倍頻程的功率放大器，包括從上至下依次排布的三層結(jié)構(gòu)：第一層為微帶單元，第二層為基板，第三層為金屬地層；其中第一層微帶單元為加載有分立元件和金屬化過孔的連續(xù)F類功率放大器；

所述該放大器由輸入匹配電路，穩(wěn)定電路，輸入諧波控制電路，功放芯片M1，輸出匹配電路和，柵極偏置電路和漏極偏置電路和信號屏蔽單元組成，輸入端口線與輸入匹配電路相連，輸入匹配電路與穩(wěn)定電路相連，穩(wěn)定電路與輸入諧波控制電路，柵極偏置電路與輸入諧波控制電路中的并聯(lián)四分之波長短路微帶線重合，輸入諧波控制電路與功放芯片M1相連，功放芯片M1后面接輸出匹配電路和，漏極偏置電路與二次諧波匹配電路中的二次諧波下二分之一并聯(lián)短路微帶線是重合的。輸出匹配電路和通過隔直電容與輸出端口線相連。

進一步地，所述輸入匹配電路由多個雙枝節(jié)的并聯(lián)開路微帶線通過串聯(lián)微帶線連接構(gòu)成，從左到右微帶線的長、寬分別為L2、W2，L3、W3，L4、W4，L5、W5，L6、W6。輸入端口微帶線的長、寬分別為L1、W1；所述穩(wěn)定電路由并聯(lián)的RC諧振電路構(gòu)成，電阻的阻值為R2，電容的容值為C1；所述輸入諧波控制電路由工作中心頻率下的并聯(lián)四分之波長短路微帶線和三次諧波下的并聯(lián)四分之一波長開路微帶線構(gòu)成，其長，寬分別為L8、W8，L7、W7；所述功放芯片M1是Cree公司生產(chǎn)的CGH40010F GaN HEMT。

進一步地，所述輸出匹配電路由諧波控制網(wǎng)絡(luò)和多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，諧波控制網(wǎng)絡(luò)由二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)和三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)由雙枝節(jié)的三次諧波下的四分之一波長并聯(lián)開路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成，其長、寬分別為L10、W10，L9、W9；二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)由二次諧波下的四分之一波長并聯(lián)開路微帶線和二分之一并聯(lián)短路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成，其長、寬分別為L12、W12，L12、W12，L13、W13；多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)由兩個并聯(lián)的開路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成，其長、寬分別為L15、W15，L16、W16，L14、W14，多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)連接在諧波控制網(wǎng)絡(luò)之后；所述二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)與三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)微帶線的長L9和寬W9有關(guān)。所述多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)與三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)微帶線的長L9和寬W9和二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)微帶線的長L11和寬W11有關(guān)。

進一步地，所述柵極偏置電路和漏極偏置電路由工作中心頻率下四分之一波長微帶線連接雙葉扇形R1、R2再接焊盤構(gòu)成，四分之一波長微帶線的長、寬分別為L8、W8，L12、W12；柵極偏置電路中的四分之一波長微帶線與輸入諧波控制網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)四分之波長短路微帶線是同一根微帶線。漏極偏置電路中的四分之一波長微帶線與二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)的二分之一波長并聯(lián)短路微帶線是同一個根線；所述輸出匹配電路通過隔直電容與輸出端口線相連，輸出端口微帶線的長、寬分別為L17、W17。

進一步地，所述信號屏蔽單元由良導(dǎo)體加載金屬化過孔構(gòu)成，金屬化過孔采用微帶工藝固定在基板上，基板為介質(zhì)材料基板，其中多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器采用的介質(zhì)材料采用厚度為0.813mm的Rogers 4003C材料，其介電常數(shù)為3.38。

進一步地，所述金屬地層為鋪滿良導(dǎo)體的金屬地層。

一種具備多倍頻程的功率放大器的設(shè)計方法，包括以下步驟：

S1：用電路仿真軟件得出功放芯片的直流特性圖和所需要的基頻頻點的最佳輸出，輸出阻抗以及中心頻點的二次，三次輸出諧波阻抗；

S2：利用斯密斯原圖做輸入寬帶匹配，輸入諧波控制匹配，輸出諧波控制匹配，輸出多基頻匹配，最后將整個電路連接起來再做總體的調(diào)節(jié)，使整個電路達到最佳效果完成設(shè)計。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明技術(shù)方案的有益效果是：

本發(fā)明提出了一種具備多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器，實現(xiàn)了對功率放大器效率和線性度的提高，并實現(xiàn)了帶寬覆蓋多個倍頻程，非常適合具有高傳輸速率，多種工作模式，多個通信標準，多個工作頻點的現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)；該放大器能夠同時實現(xiàn)高效率和高線性度，能夠?qū)崿F(xiàn)帶寬覆蓋多個倍頻程，結(jié)構(gòu)簡單，成本低。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例側(cè)面結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例連續(xù)F類功率放大器實物結(jié)構(gòu)圖；

圖3為本發(fā)明實施例連續(xù)F類功率放大器微帶結(jié)構(gòu)圖；

圖4為本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個基頻點在電流產(chǎn)生平面和封裝平面阻抗的斯密斯原圖表示；

圖5為本發(fā)明實施例1.4GHz諧波阻抗擴展的斯密斯原圖表示；

圖6為本發(fā)明實施例封裝平面多個基頻點匹配軌跡的斯密斯原圖表示；

圖7為本發(fā)明實施例電流產(chǎn)生平面整個匹配軌跡的斯密斯原圖表示；

圖8、9、10為本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點在電流產(chǎn)生平面的電流電壓波形；

圖11為本發(fā)明實施例多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器S參數(shù)圖；

圖12為本發(fā)明實施例整個帶寬范圍內(nèi)漏極效率和輸出功率圖；

圖13、14、15為本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點輸出功率、附加效率和漏極效率隨輸入功率變化圖；

圖16為本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點臨近信道衰弱比對隨輸出功率變化圖。

具體實施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

為了更好說明本實施例，附圖某些部件會有省略、放大或縮小，并不代表實際產(chǎn)品的尺寸；

對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，附圖中某些公知結(jié)構(gòu)及其說明可能省略是可以理解的。

下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明的技術(shù)方案做進一步的說明。

實施例1

如圖1-3所示，一種具備多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器，包括從上至下依次排布的三層結(jié)構(gòu)：第一層為微帶單元101，第二層為基板102，第三層為金屬地層103；其中第一層微帶單元101為加載有分立元件和金屬化過孔的連續(xù)F類功率放大器200。

所述功率放大器200由輸入匹配電路202，穩(wěn)定電路203，輸入諧波控制電路204，功放芯片M1，輸出匹配電路205和206，柵極偏置電路207和漏極偏置電路207和信號屏蔽單元201組成。

輸入匹配電路202與輸入端口微帶線相連，輸入匹配電路202由多個雙枝節(jié)的并聯(lián)開路微帶線通過串聯(lián)微帶線連接構(gòu)成，從左到右微帶線的長、寬分別為L2、W2，L3、W3，L4、W4，L5、W5，L6、W6。輸入端口微帶線的長、寬分別為L1、W1。

穩(wěn)定電路203由并聯(lián)的RC諧振電路構(gòu)成，電阻的阻值為R2,電容的容值為C1，穩(wěn)定電路203連接在輸入匹配電路202之后。

輸入諧波控制電路204由工作中心頻率下的并聯(lián)四分之波長短路微帶線和三次諧波下的并聯(lián)四分之一波長開路微帶線構(gòu)成。其長，寬分別為L8、W8，L7、W7，輸入諧波控制電路204與穩(wěn)定電路203相連。

功放芯片M1是Cree公司生產(chǎn)的CGH40010F GaN HEMT，其靜態(tài)工作電流為200mA,功放芯片連接在輸入諧波控制電路204之后。

輸出匹配電路由諧波控制網(wǎng)絡(luò)205和多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)206構(gòu)成,諧波控制網(wǎng)絡(luò)由二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)和三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成,三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)由雙枝節(jié)的三次諧波下的四分之一波長并聯(lián)開路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成,其長、寬分別為L10、W10，L9、W9。二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)由二次諧波下的四分之一波長并聯(lián)開路微帶線和二分之一并聯(lián)短路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成，其長、寬分別為L12、W12，L12、W12，L13、W13。多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)由兩個并聯(lián)的開路微帶線連接串聯(lián)微帶線構(gòu)成，其長、寬分別為L15、W15，L16、W16，L14、W14，多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)連接在諧波控制網(wǎng)絡(luò)之后。

二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)與三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)微帶線的長L9和寬W9有關(guān)。

多基頻匹配網(wǎng)絡(luò)與三次諧波控制網(wǎng)絡(luò)中的串聯(lián)微帶線的長L9和寬W9和二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)的串聯(lián)微帶線的長L11和寬W11有關(guān)。

柵極偏置電路207和漏極偏置電路208由工作中心頻率下四分之一波長微帶線連接雙葉扇形R1、R2再接焊盤構(gòu)成，四分之一波長微帶線的長、寬分別為L8、W8，L12、W12。柵極偏置電壓V1為-2.75V,漏極的偏置電壓V2為28V，柵極偏置電路中的四分之一波長微帶線與輸入諧波控制網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)四分之波長短路微帶線是同一根微帶線。漏極偏置電路中的四分之一波長微帶線與二次諧波控制網(wǎng)絡(luò)的二分之一波長并聯(lián)短路微帶線是同一個根線。

輸出匹配電路通過隔直電容與輸出端口線相連，輸出端口微帶線的長、寬分別為L17、W17。

信號屏蔽單元201由良導(dǎo)體加載金屬化過孔構(gòu)成，金屬化過孔采用微帶工藝固定在基板102上，基板102為介質(zhì)材料基板102，其中多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器采用的介質(zhì)材料采用厚度為0.813mm的Rogers 4003C材料，其介電常數(shù)為3.38。

金屬地層103為鋪滿良導(dǎo)體的金屬地層103。

連續(xù)F類功率放大器的中心工作頻率為1.4GHz，帶寬為128.5％，工作在0.5-2.3GHz之間,輸出功率在39.2-41.2dBm之間,漏極效率在60-81％之間，工作頻帶內(nèi)的臨近信道泄露比從-21.6dBc—-45.2dBc。

本發(fā)明還提供了一種具備多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器的設(shè)計方法：

首先用電路仿真軟件得出功放芯片的直流特性圖和所需要的基頻頻點(本例：0.9GHz、1.4GHz、1.8GHz)的最佳輸出，輸出阻抗以及中心頻點的二次，三次輸出諧波阻抗。然后在利用斯密斯原圖做輸入寬帶匹配，輸入諧波控制匹配，輸出諧波控制匹配，輸出多基頻匹配，最后將整個電路連接起來再做總體的調(diào)節(jié)，使整個電路達到最佳效果。

本實施例進行了具體的仿真實驗，實驗用到的參數(shù)如下所示：

連續(xù)F類功率放大器工作參數(shù)：L1＝5mm、W1＝1.88mm，L2＝8.28mm、W2＝5.4mm，L3＝13.8mm、W3＝1.4mm，L4＝15.8mm、W4＝3.7mm，L5＝13.8mm、W5＝3.8mm，L6＝15mm、W6＝7.9mm，L7＝7.3mm、W7＝1mm，L8＝22mm、W8＝1mm，L9＝6.7mm、W9＝1.8mm，L10＝16.4mm、W10＝1mm，L11＝3.6mm、W11＝1.5mm，L12＝22mm、W12＝1mm，L13＝12.9mm、W13＝2mm，L14＝10、W14＝1.5mm，L15＝5.25mm、W15＝1.6mm，L16＝11.25mm、W16＝1.4mm，L17＝5mm、W17＝1.88mm，R2＝16Ohm，C1＝100pF。

參照圖4(本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個基頻點在電流產(chǎn)生平面和封裝平面阻抗的斯密斯原圖表示)，此時，功放芯片M1靜態(tài)工作電流為200mA。先用電路仿真軟件通過負載牽引得出封裝平面的阻抗，再通過去嵌入的方法得到電流產(chǎn)生平面的阻抗，電流產(chǎn)生平面的阻抗都為實阻抗。

參照圖5(本發(fā)明實施例1.4GHz諧波阻抗擴展的斯密斯原圖表示)，在中心頻率最佳阻抗的基礎(chǔ)上，將阻抗擴展到滿足連續(xù)F類放大器的所有阻抗條件。

參照圖6(本發(fā)明實施例封裝平面多個基頻點匹配軌跡的斯密斯原圖表示)和圖7(本發(fā)明實施例電流產(chǎn)生平面整個匹配軌跡的斯密斯原圖)，此時，將匹配軌跡和圖4以及圖5中的阻抗的斯密斯原圖表示相結(jié)合，得出阻抗匹配是否最好。

參照圖8、圖9和圖10(本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點在電流產(chǎn)生平面的電流電壓波形)，在中心頻率處的波形基本符合F類放大器方波電壓，半正弦波電流的要求。其他頻率屬于擴展F類波形。

參照圖11(本發(fā)明實施例多倍頻程的連續(xù)F類功率放大器S參數(shù)圖)，此時，連續(xù)F類放大器的S參數(shù)在0.5GHz–2.3GHz范圍內(nèi)都在-10dB一下，增益在12dB以上。

參照圖12(本發(fā)明實施例整個帶寬范圍內(nèi)漏極效率和輸出功率圖)，此時，連續(xù)F類放大器在0.5GHz–2.3GHz范圍的漏極效率大于60％，輸出功率大于39.2dBm。

參照圖13、圖14和圖15(本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點輸出功率、附加效率和漏極效率隨輸入功率變化圖)，對應(yīng)匹配的基頻頻點的輸出功率、附加效率和漏極效率，三個頻點中最好的是0.9GHz輸出功率41.1dBm,附加效率73％。

參照圖16(本發(fā)明實施例0.9GHz、1.4GHz和1.8GHz三個頻點臨近信道衰弱比對隨輸出功率變化圖)，對應(yīng)的測試信號為WCDMA,(帶寬3.84MHz,，峰均比為6.5dB，±5MHz補償),臨近信道功率泄露比在-21.6dBc to-45.2dBc，最好的點為中心頻率處。

通過所測得的良好結(jié)果，表明本發(fā)明的方案切實可行。

相同或相似的標號對應(yīng)相同或相似的部件；

附圖中描述位置關(guān)系的用于僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

顯然，本發(fā)明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對本發(fā)明的實施方式的限定。對于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這里無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護范圍之內(nèi)。