本發(fā)明是關于一種三角積分調變器及其量化器，以及三角積分調變器的量化方法。

背景技術：

模擬數(shù)字轉換器的架構種類繁多，如快閃式ADC、管線式ADC、連續(xù)近似ADC與三角積分調變ADC等都是比較常見的ADC架構，而每一種ADC的架構各自具備適合的應用范圍。

以快閃式ADC為例，由于快閃式ADC的功率消耗與分辨率成二的次方關系正比，因此當快閃式ADC的分辨率需求增加時，將增加功率的消耗。一般而言，分辨率的增加將增加比較器的個數(shù)，而造成功率消耗的增加。另外，增加的比較器亦將增加電路設計的復雜度及成本。

此外，已知的追縱式快閃式ADC的分辨率和超取樣率必須符合的公式要求，且已知的架構需要特定起始電路，以防止三角積分調變器進入不穩(wěn)定態(tài)。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出三角積分調變器及其量化器，以及三角積分調變器的量化方法，藉由以新的電路架構取代原有以快閃式ADC為循環(huán)中的量化器的傳統(tǒng)架構，以達到減少比較器數(shù)目及降低功率消耗的功效。

本發(fā)明一實施例的三角積分調變器，包含加法器、濾波器及量化器。濾波器是連接該加法器的輸出，量化器則連接該濾波器的輸出。數(shù)字模擬轉換器連接該量化器的輸出，并將輸出資料傳回該加法器。

一實施例中，量化器包含脈寬調變器、轉換器及位準追蹤器。脈寬調變器接收一輸入信號，且根據(jù)鋸齒波及一參考電壓對該輸入信號進行脈寬調變，以產生一脈寬調變信號。轉換器連接該脈寬調變器的輸出，將該脈寬調變信號數(shù)字化，產生輸出數(shù)字值。位準追蹤器連接該轉換器的輸出，接收該輸出數(shù)字值，以產生一參考電壓調整值并傳輸至該脈沖調變器，以調整該參考電壓，從而改變該鋸齒波的下一次對應電壓位準，以追蹤該輸入信號。

本發(fā)明一實施例的三角積分調變器的量化方法，包含以下步驟：接收一輸入信號；根據(jù)至少一鋸齒波及至少一參考電壓對該輸入信號進行脈寬調變，以產生一脈寬調變信號；進行時間數(shù)字轉換，將該脈寬調變信號數(shù)字化，產生輸出數(shù)字值；以及參考該輸出數(shù)字值產生一參考電壓調整值，以調整該參考電壓，從而改變該鋸齒波的下一次對應電壓位準，以追蹤該輸入信號。

附圖說明

為充分了解本發(fā)明的特征及功效，將由下述具體的實施范例，并配合附圖，對本發(fā)明做一詳細說明，其中：

圖1為本發(fā)明一實施例的三角積分調變器及其中的量化器的電路方塊圖。

圖2顯示本發(fā)明一實施例的三角積分調變器的量化方法的操作說明。

圖3顯示本發(fā)明另一實施例三角積分調變器的量化方法的操作說明。

具體實施方式

圖1揭示本發(fā)明一實施例的三角積分調變器10，其包含加法器11、濾波器12、量化器13及數(shù)字模擬轉換器14。濾波器12可為回路濾波器，且連接該加法器11的輸出。量化器13連接濾波器12的輸出。數(shù)字模擬轉換器14連接該量化器13的輸出，并將輸出資料傳回加法器11。

本實施例中，量化器13包含脈寬調變器15、轉換器16(例如時間至數(shù)字轉換器)及(數(shù)字控制電壓)位準追蹤器17。

輸入信號Vin經過濾波器12濾波后，輸入脈寬調變器15。于脈寬調變器15中，利用鋸齒波及一參考電壓對該輸入信號Vin進行脈寬調變。參照圖2，本發(fā)明首先降低的鋸齒波21(對應于時脈信號22)的擺動范圍，例如，以3位為例(即將電壓分隔成2³＝8)個間隔)，其可涵蓋輸入信號Vin的電壓范圍。另，所采用的鋸齒波21的電壓范圍再另外3位信號定義，其是于原本8個間隔中的2個再細分8個間隔加以定義。換言之，該鋸齒波的對應電壓范圍小于該輸入信號的對應電壓范圍。該鋸齒波的對應電壓位準由第一電壓范圍(較大的8間隔)及第二電壓范圍(較小的8間隔)定義，第一電壓范圍包含第二電壓范圍，該鋸齒波的對應電壓位準包含于該第二電壓范圍(較小的8間隔)。

因降低鋸齒波的擺動范圍，為防止Vin信號超出該擺動范圍，故需提供參考電壓Vref，亦即類似提供Vin的電壓位移信息，以對輸入信號Vin進行動態(tài)追蹤。據(jù)此，依據(jù)Vin是否大于鋸齒波21及參考電壓VI'社的總和進行脈寬調變，亦即Vin>鋸齒波+Vref。該公式可改寫為Vin-鋸齒波>Vref或是Vin-Vref>鋸齒波，而更便于脈寬調變的比對，以產生脈寬調變信號。

轉換器16連接該脈寬調變器15的輸出，將該脈寬調變信號數(shù)字化，產生輸出數(shù)字值。

位準追蹤器17連接轉換器16的輸出，接收該輸出數(shù)字值，以產生一參考電壓調整值并傳輸至該脈沖調變器，以調整該參考電壓Vref，從而改變該鋸齒波21的下一次對應電壓位準，以追蹤該輸入信號Vin。

本實施例中，采取轉換器16的輸出數(shù)字值的輸出值的前3個位來決定其電壓對應位準，并與前一筆參考電壓調整值的輸出數(shù)字值的前3個位經過數(shù)字信號換算，其中1個位是重疊，而得到一個5位的輸出數(shù)字值，其中該5位的輸出數(shù)字值的前3位的值即作為該參考電壓調整值，以改變鋸齒波21下一次的對應電壓準位，達到追蹤輸入信號Vin的效果。持續(xù)此程序即可實現(xiàn)高分辨率的量化器。

前述僅是一實施例，所采用的位數(shù)并不限定為3，實用上可適用于4-6bits的量化器。若將所采用的位數(shù)以m代表，該參考電壓調整值是根據(jù)前一筆參考電壓調整值的前m個位及該輸出數(shù)字值的前m個位計算而得，形成2m-1位的該參考電壓調整值，其中1個位是重疊。

此外，相較于傳統(tǒng)的追縱式量化器受限制，此實施例在N＝5的情況下，0SR只需大于8*3.14＝25.13(為已知技術的一半值)即可。且本發(fā)明無須起始電路的設置。

根據(jù)圖2所示的量化方法，脈寬調變僅需一個比較器即可進行。此外，本發(fā)明為克服電路低取樣率問題，亦可利用多個(例如2或3個)比較器來達到較高電路效能，詳如下述。

圖3為利用3個比較器來克服電路低取樣率問題，以達到較高電路效能的操作方式說明。類似于圖2，不過鋸齒波是采用3個，且各鋸齒波41、42及43對應不同電壓位準，相鄰鋸齒波41、42或42、43對應的電壓有重疊部分。由此解決較低的0SR問題，且3個鋸齒波具有涵蓋的電壓范圍較大的優(yōu)點。至于如何產生參考電壓調整值實質上與圖2所示的相同。

在此實施例的架構下，在N＝5的情況，0SR部只需大于2*3.14＝6.28即可，如此的限制比較已知技術寬松許多，也更適合現(xiàn)行三角積分調變器ADC的設計。

綜言之，本發(fā)明主要是通過額外的位準追縱器，調整脈寬調變器，來得到以較少的電路功耗達成較高電路效能的目的。本發(fā)明利用追縱比較電壓的方式，可以在不需要太高的時間分辨率的情況下，仍舊可以達到良好的量化器分辨率。

進一步言之，本發(fā)明的量化器電路架構，經由將比較電壓由電壓領域轉換到時間領域的技巧，再由減少比較器的數(shù)量，來達到降低功率消耗的目的。此架構適合應用于中高速取樣頻率及高分辨率且高頻寬的三角積分調變器。

本發(fā)明提出新三角積分調變器的量化器架構，以新的電路架構取代原有以快閃式ADC為循環(huán)中的量化器的傳統(tǒng)架構，以達到降低功率消耗的目的。如前述，由于快閃式ADC的功率消耗與分辨率成二的次方關系正比，因此當快閃式ADC的分辨率需求增加時，將會大量增加功率的消耗。因此，由三角積分調變器本身超取樣特性來設計實現(xiàn)的新架構，將可達到具有相同的電路效能，但只需消耗較低功率。

以上已將本發(fā)明專利申請案做一詳細說明，惟以上所述的，僅為本發(fā)明專利申請案的較佳實施范例而已，當不能限定本發(fā)明專利申請案實施的范圍。即凡依本發(fā)明專利申請案申請范圍所作的均等變化與修飾等，皆應仍屬本發(fā)明專利申請案的權利要求涵蓋范圍內。