本實用新型屬于醫(yī)療器械與電子線路技術領域，具體涉及一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生電路。

背景技術：

細胞電穿孔是指在脈沖電場作用下，細胞膜產生微孔的物理過程。根據脈沖電場強度、脈沖寬度和作用次數(shù)的不同，電穿孔分為可逆電穿孔和不可逆電穿孔；可逆電穿孔是在細胞膜應用適當強度和寬度的電場的條件下，脈沖電場使細胞膜上產生暫時、可逆的孔道或通透。在脈沖電場作用過后，孔道自然封閉，細胞會恢復正常狀態(tài)，由于細胞膜的通透性增加，可以使其它運輸機制下使某些大分子可以穿越細胞膜?？赡骐姶┛资辜毎麅韧夥肿咏粨Q能力顯著增加，有利于細胞吸收各種藥物、基因物質、蛋白質和其它大分子等。將電脈沖與化療藥物相結合治療腫瘤，創(chuàng)立了腫瘤的電脈沖化學療法，此法可比常規(guī)化療效果更好，而副作用更小。當脈沖電場超過細胞可承受的極限時，電場過后，細胞膜不能重新封閉，細胞出現(xiàn)不可恢復的破裂導致細胞死亡，這種現(xiàn)象稱作不可逆性電擊穿。是否發(fā)生不可逆電穿孔，與電脈沖的寬度、脈沖幅度、脈沖次數(shù)以及細胞的物理化學特性有關。在過去的電穿孔應用研究中，如基因轉染、腫瘤電脈沖化療等，利用細胞的可逆性電擊穿現(xiàn)象，控制不可逆性電擊穿現(xiàn)象，將電脈沖引人到腫瘤組織中，使惡性腫瘤細胞發(fā)生不可逆性電擊穿，這樣就破壞了腫瘤的生存條件，達到了殺傷腫瘤細胞的目的。這種不用化療藥物，單獨使用強脈沖電場可以導致腫瘤細胞程序性死亡(凋亡)并能有效抑制腫瘤的生長。這種腫瘤治療方法稱為不可逆電穿孔腫瘤消融術。

電穿孔過程中所施加的電場強度、頻率、脈沖寬度等波形參數(shù)，直接影響電穿孔的效率和結果，目前，多采用指數(shù)衰減波和方波兩種，指數(shù)衰減波電穿孔脈沖是利用電容充電后經組織細胞放電產生的波形，該過程將電容中儲存的能量全部放掉，由于電容電壓下降后，其電場強度達不到電穿孔的閾值，所以這部分能量不起電穿孔作用，而只是產生熱量，但電流控制較為簡單，相比之下，方波電穿孔脈沖發(fā)生器是利用電子開關控制輸出波形，其效率較高，產生的熱量較少，由于各種波形參數(shù)對電穿孔的效率影響較大，需要對各種參數(shù)進行優(yōu)化研究。

技術實現(xiàn)要素：

本實用新型的目的為解決現(xiàn)有技術的上述問題和不足，本實用新型提供了一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器，本實用新型能使活細胞產生可逆性或不可逆性電擊穿，大大減少了電沖擊過程中熱量的產生，提高了電穿孔脈沖的頻率，為了實現(xiàn)上述目的，本實用新型采用的技術方案如下：

一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器，包括電源變換電路、儲能電路、脈沖輸出電路、信號控制器、電極和電源，所述電源的輸出端與電源變換電路連接，該電源變換電路依次通過儲能電路、脈沖輸出電路與電極連接，所述信號控制器與脈沖輸出電路的控制輸入端連接，通過信號控制器輸出的控制信號從而控制脈沖輸出電路的脈沖輸出信號使電極進行放電。

優(yōu)選地，所述電源變換電路為一路，或為兩路以上并行連接，所述脈沖輸出電路為一路，或為兩路以上并行連接，通過一路或兩路以上的電源變換電路與一路或兩路以上的儲能電路進行連接，所儲能電路與一路或兩路以上的脈沖輸出電路進行連接。

優(yōu)選地，所述電源變換電路包括脈寬調制電路、升壓電路、濾波電路和整流電路，所述脈寬調制電路的信號輸出端與升壓電路的控制端連接，該升壓電路的通過濾波電路與所述整流電路的輸入端連接，所述電源還分別與所述升壓電路、濾波電路的輸入端連接，所述整流電路的輸出端與儲能電路連接。

優(yōu)選地，所述脈寬調制電路包括PWM控制器、電阻R1、電阻R2、電阻R3、可調電阻R4、電阻R5、電容C1和電容C2，所述升壓電路包括場效應Q1、場效應Q2和升壓變壓器T1，所述儲能電路包括電容C3和電容C4，所述整流電路包括二極管D1和二極管D2，所述電阻R1的一端與PWM控制器的振蕩放電輸出端連接，所述電阻R2的一端與PWM控制器的振蕩定時電阻輸入端連接，電容C1的一端與PWM控制器的振蕩定時電容輸入端連接，所述電阻R1的另一端、電阻R2的另一端和電容C1的另一端都與地連接，所述電阻R3的一端、可調電阻R4的一端、可調電阻R4的中心抽頭都與PWM控制器反相誤差輸入端連接，可調電阻R4的另一端與地連接，所述PWM控制器的第一互補輸出端與場效應管Q1的柵極連接，PWM控制器的第二互補輸出端與場效應管Q2的柵極連接，所述場效應管Q1的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的一端連接，該場效應管Q1的源極分別與PWM控制器的外部關斷信號端、電阻R5的一端、場效應管Q2的源極連接，所述電阻R5的另一端與地連接，所述場效應管Q2的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的另一端連接，該升壓變壓器T1的中心抽頭分別與所述電源的輸入端、濾波電路連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的一端分別與二極管D1的陽極、二極管D2的陰極連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的另一端分別與電容C3的負極、電容C4的正極連接，所述電容C3的正極分別與電阻R3的另一端、二極管D1的陰極、脈沖輸出電路的輸入端連接，所述電容C4的負極與地連接。

優(yōu)選地，所述電源為0～36V的直流電壓，頻率為30～100kHz。

優(yōu)選地，所述PWM控制器輸出的頻率為50kHz的方波脈沖信號，該PWM控制器采用的型號為SG3525芯片。

優(yōu)選地，所述脈沖輸出電路包括第一數(shù)字隔離驅動器、第二數(shù)字隔離驅動器、第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器、二極管D3、二極管D4和電容Cn，所述第一功率放大器的漏極、第三功率放大器的漏極與所述儲能電路的輸出端連接，第一功率放大器柵極與第一數(shù)字隔離驅動器的第一驅動輸出端連接，第一功率放大器的源極與二極管D3的陽極連接，所述二極管D3的陰極分別與第二功率放大器的漏極、電極的正極連接，所述電極的負極與電容的一端連接，第二功率放大器的柵極與第一數(shù)字隔離驅動器的第二驅動輸出端連接，第二功率放大器的源極與地連接，所述電容Cn的另一端與第三功率放大器的源極、二極管D4的陽極連接，第三功率放大器的柵極與第二數(shù)字隔離驅動器的第一驅動輸出端連接，所述二極管D4的陰極與第四功率放大器的漏極連接，所述第四功率放大器的柵極與第二數(shù)字隔離驅動器的第二驅動輸出端連接，所述第四功率放大器的源極與地連接，所述第一數(shù)字隔離驅動器的使能端、第一數(shù)字隔離驅動器的就緒信號端、第二數(shù)字隔離驅動器的使能端、第二數(shù)字隔離驅動器的就緒信號端分別與信號控制器的輸入/輸出控制端連接，所述第一數(shù)字隔離驅動器的第一輸入端與信號控制器的第一輸出控制端連接，第一數(shù)字隔離驅動器的第二輸入端與信號控制器的第二輸出控制端連接，所述第二數(shù)字隔離驅動器的第一輸入端與信號控制器的第三輸出控制端連接，第二數(shù)字隔離驅動器的第二輸入端與信號控制器的第四輸出控制端連接。

優(yōu)選地，所述第一數(shù)字隔離驅動器、第二數(shù)字隔離驅動器采用型號為Si82390芯片，所述第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，該碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的擊穿電壓為1200V。

優(yōu)選地，所述碳化硅功率MOSFET管采用的型號為C2M0080功率管。

綜上所述，本實用新型由于采用了上述技術方案，本實用新型具有以下有益效果：

(1)、本實用新型的發(fā)生器輸出波形接近方波，減少電沖擊過程中熱量的產生，而且脈沖參數(shù)可調節(jié)范圍寬，實用范圍寬，可根據具體要求設定沖擊脈沖電壓幅度、最大脈沖電流、脈沖寬度、脈沖周期和脈沖次數(shù)，可用于在體和離體、可逆和不可逆電穿孔實驗，常用于活細胞產生可逆性或不可逆性電擊穿、電化學治療、基因轉染、腫瘤治療等的實驗研究。

(2)、本實用新型采用橋式開關電路，實現(xiàn)輸出脈沖的極性轉換，通過碳化硅功率MOSFET開關技術，縮短開關的切換時間，提高了電穿孔脈沖的頻率，同事通過采用電容器并聯(lián)充電、串聯(lián)輸出的方法，降低了對放電開關及其附屬電路的耐壓要求。

附圖說明

為了更清楚地說明本實用新型實例或現(xiàn)有技術中的技術方案，下面將對實施實例或現(xiàn)有技術描述中所需要的附圖做簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本實用新型的一些實例，對于本領域普通技術人員來說，在不付出創(chuàng)造性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。

圖1是本實用新型一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器的結構原理圖。

圖2是本實用新型的電源變換電路的結構原理圖。

圖3是本實用新型的電源變換電路的具體工作電路原理圖。

圖4是是本實用新型的脈沖輸出電路的工作電路原理圖。

圖5是本實用新型一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器的等效電路原理圖。

圖6是本實用新型一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器的脈沖輸出波形圖。

具體實施方式

下面將結合本實用新型實例中的附圖，對本實用新型實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本實用新型一部分實施例，而不是全部的實施例。基于實用新型中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本實用新型保護的范圍。

參見圖1一種細胞電穿孔的脈沖發(fā)生器，包括電源變換電路1、儲能電路2、脈沖輸出電路3、信號控制器4、電極5和電源6，所述電源6的輸出端與電源變換電路1連接，該電源變換電路1依次通過儲能電路2、脈沖輸出電路3與電極5連接，所述信號控制器4與脈沖輸出電路3的控制輸入端連接，通過信號控制器4輸出的控制信號從而控制脈沖輸出電路3的脈沖輸出信號使電極5進行放電，所述信號控制器4采用單片機芯片進行控制，所述電源變換電路1為一路，或為兩路以上并行連接，所述脈沖輸出電路3為一路，或為兩路以上并行連接，通過一路或兩路以上的電源變換電路1與一路或兩路以上的儲能電路2進行連接，所述儲能電路2與一路或兩路以上的脈沖輸出電路3進行連接，在本實用新型中，儲能電路2采用多個電容進行并聯(lián)或串聯(lián)儲能、放電的工作方式，通過一路或兩路以上的電源變換電路1對多個并聯(lián)或串聯(lián)的電容進行充電控制，以提高儲能電路3的能量儲能容量，同時通過一路或兩路以上脈沖輸出電路3對多個并聯(lián)或串聯(lián)的電容進行充放電控制，以提高輸出的能量脈沖進行控制電極5的放電大小。所述電源6輸出0～36V的交流電壓，頻率為30～100kHz，本實用新型中，所述電源6具體采用24V的交流電壓，頻率為50kHz，電源6通過交流-直流變換后輸出+24V直流電壓，再進行整流倍壓完成對儲能電路2的充放電控制，以確保輸出脈沖的幅度，儲能電路2經脈沖輸出電路3為電極5提供高能量脈沖，為了提高脈沖輸出電路3輸出的脈沖幅度、降低輸出電路中的放電開關的耐壓、提高放電速度，根據輸出波形參數(shù)的要求，脈沖輸出電路3將儲能電容中存儲的能量經電極5釋放給組織細胞，信號控制器4為脈沖輸出電路3提供觸發(fā)信號。

在本實用新型實施例中，如圖2和圖3所示，所述電源變換電路1包括脈寬調制電路100、升壓電路101、濾波電路102和整流電路103，所述脈寬調制電路100的信號輸出端與升壓電路101的控制端連接，該升壓電路101的通過濾波電路102與所述整流電路103的輸入端連接，所述電源6還分別與所述升壓電路101、濾波電路102的輸入端連接，所述整流電路103的輸出端與儲能電路2連接；所述脈寬調制電路100包括PWM控制器IC1、電阻R1、電阻R2、電阻R3、可調電阻R4、電阻R5、電容C1和電容C2，所述升壓電路101包括場效應Q1、場效應Q2和升壓變壓器T1，所述儲能電路2包括電容C3和電容C4，所述整流電路103包括二極管D1和二極管D2，所述電阻R1的一端與PWM控制器IC1的振蕩放電輸出端DIS連接，所述電阻R2的一端與PWM控制器IC1的振蕩定時電阻輸入端RT連接，電容C1的一端與PWM控制器IC1的振蕩定時電容輸入端CT連接，所述電阻R1的另一端、電阻R2的另一端和電容C1的另一端都與地連接，所述電阻R3的一端、可調電阻R4的一端、可調電阻R4的中心抽頭都與PWM控制器IC1反相誤差輸入端INV連接，可調電阻R4的另一端與地連接，所述PWM控制器IC1的第一互補輸出端OUTA與場效應管Q1的柵極連接，PWM控制器IC1的第二互補輸出端OUTB與場效應管Q2的柵極連接，所述場效應管Q1的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的一端連接，該場效應管Q1的源極分別與PWM控制器IC1的外部關斷信號端SD、電阻R5的一端、場效應管Q2的源極連接，所述電阻R5的另一端與地連接，所述場效應管Q2的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的另一端連接，該升壓變壓器T1的中心抽頭分別與所述電源6的輸入端、濾波電路102連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的一端分別與二極管D1的陽極、二極管D2的陰極連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的另一端分別與電容C3的負極、電容C4的正極連接，所述電容C3的正極分別與電阻R3的另一端、二極管D1的陰極、脈沖輸出電路3的輸入端連接，所述電容C4的負極與地連接，所述PWM控制器IC1輸出的頻率為50kHz的方波脈沖信號，該PWM控制器IC1采用的型號為SG3525芯片。

在本實用新型中，如圖3所示，采用所述PWM控制器IC1及其輔助元件電阻R2、電阻R1和電容C1構成PWM控制電路進行定時放電調整，輸出兩路頻率為50kHz的方波脈沖，該脈沖的寬度受到PWM控制器IC1內部誤差放大器的輸出端E/A OUT(PWM控制器IC1的第九引腳)上的電壓的控制，場效應Q1、場效應Q2和升壓變壓器T1構成推挽式變換電路，將電源6輸出的+24V直流電壓轉換成50kHz的方波脈沖施加到升壓變壓器T1的原邊，并在升壓變壓器T1副邊產生幅度為400V、頻率為50kHz的方波脈沖；二極管D1、二極管D2和電容C3、電容C4構成倍壓式整流電路，它將升壓變壓器T1副邊的輸出脈沖整流后向電容C3、電容C4充電，電容C3、電容C4組成的串聯(lián)等效電容作為儲能電容器，電阻R3和可調電阻R4構成的分壓電路用于檢測儲能電容器兩端的電壓，并反饋到PWM控制器IC1內部誤差放大器的反相誤差輸入端INV(第一引腳)，可調電阻R4即可改變儲能電容的充電值，使PWM控制器IC1內部誤差放大器的反相輸入端INV(第一引腳)保持與5V基準電壓相等，PWM控制器IC1內部誤差放大器的同相輸入端NI(第二引腳)與基準端VREF(第十六引腳)相連；PWM控制器IC1內部誤差放大器對其同相輸入端NI(第二引腳)和反相輸入端INV(第一引腳)上的電壓進行比較，并根據它們之間的電位差來改變PWM控制器IC1內部誤差放大器的輸出端E/A OUT(PWM控制器IC1的第九引腳)上的電壓，使整個電路形成負反饋，用以穩(wěn)定儲能電容上的電壓，電阻R5為電流檢測電阻，它將場效應管Q1、場效應管Q2的源極電流轉換成電壓，并送到PWM控制器IC1的關斷端SD(第十引腳)，以限制最大充電電流。當電阻R5兩端的電壓達到1V時，PWM控制器IC1立即將場效應管Q1、場效應管Q2關斷，直到下一個工作周期開始。

在本實用新型實施例中，如圖4所示，所述脈沖輸出電路3包括第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3、第一功率放大器SAn、第二功率放大器SBn、第三功率放大器SCn、第四功率放大器SDn、二極管D3、二極管D4和電容Cn，所述第一功率放大器SAn的漏極、第三功率放大器SCn的漏極與所述儲能電路2的輸出端連接，第一功率放大器SAn柵極與第一數(shù)字隔離驅動器IC2的第一驅動輸出端VOA1連接，第一功率放大器SAn的源極與二極管D3的陽極連接，所述二極管D3的陰極分別與第二功率放大器SBn的漏極、電極5的正極連接，所述電極5的負極與電容Cn的一端連接，第二功率放大器SBn的柵極與第一數(shù)字隔離驅動器IC2的第二驅動輸出端VOB1連接，第二功率放大器SBn的源極與地連接，所述電容Cn的另一端與第三功率放大器SCn的源極、二極管D4的陽極連接，第三功率放大器SCn的柵極與第二數(shù)字隔離驅動器IC3的第一驅動輸出端VOA2連接，所述二極管D4的陰極與第四功率放大器SDn的漏極連接，所述第四功率放大器SDn的柵極與第二數(shù)字隔離驅動器IC3的第二驅動輸出端VOB2連接，所述第四功率放大器SDn的源極與地連接，所述第一數(shù)字隔離驅動器IC2的使能端EN1、第一數(shù)字隔離驅動器IC2的就緒信號端RDY1、第二數(shù)字隔離驅動器IC3的使能端EN2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3的就緒信號端RDY2分別與信號控制器4的輸入/輸出控制端I/O連接，所述第一數(shù)字隔離驅動器IC2的第一輸入端VIA1與信號控制器4(IC4)的第一輸出控制端OUTA連接，第一數(shù)字隔離驅動器IC2的第二輸入端VIB1與信號控制器4的第二輸出控制端OUTB連接，所述第二數(shù)字隔離驅動器IC3的第一輸入端VIA2與信號控制器4的第三輸出控制端OUTC連接，第二數(shù)字隔離驅動器IC3的第二輸入端VIB2與信號控制器4的第四輸出控制端OUTD連接。

結合圖2和圖3所示，所述PWM控制器IC1按照輸出脈沖的控制指令，PWM控制器IC1的第一互補輸出端OUTA、第二互補輸出端OUTB、第三互補輸出端OUTC、第四互補輸出端OUTD分別輸出高電平或低電平，輸出高電平時，相應的場效應Q1、場效應Q2導通，輸出低電平時，場效應Q1、場效應Q2導通相應地截止，信號微控制器4也可以通過輸入/輸出控制端I/O控制第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3的使能端EN1和EN2，輸入/輸出控制端I/O輸出高電平時，使能端EN1和EN2被啟動，第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3工作，使能端EN1和EN2低電平時，第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3停止工作，此外，為使信號控制器4(IC4)可以檢測第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3的就緒信號端RDY1、RDY2輸出的就緒信號RDY以提高控制的可靠性，第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3采用的型號為數(shù)字隔離驅動器Si82390芯片，該驅動器將兩個隔離驅動器與獨立輸入控制相結合，特別適用于驅動支持高達5kVrms的電源MOSFET和IGBT功率管。它們具有高共模瞬變抑制能力(100kV/μs)、低傳播延遲(30ns)，并減少溫度、老化和部件間變化，輸出UVLO故障檢測和反饋可自動關閉兩個驅動器，因而可具有極高的可靠性，所述第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3還采用三個獨立的工作電源供電，一個是+5V，另外兩個是+15V，當三組電源均已經就緒時，所述第一數(shù)字隔離驅動器IC2、第二數(shù)字隔離驅動器IC3的RDY信號變?yōu)楦唠娖?，否則為低電平。所述第一功率放大器SAn、第二功率放大器SBn、第三功率放大器SCn、第四功率放大器SDn采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，所述碳化硅功率MOSFET管采用的型號為C2M0080功率管，可提供高速切換。該碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的漏-源擊穿電壓為1200V，開關的時間小于0.1μs，導通電阻為80mΩ，脈沖電流高達80A。電容Cn采用聚丙烯薄膜電容器，具有良好的溫度穩(wěn)定性，保障電容器可靠工作，無感特性，能承受很高的峰峰值電流和高頻有效值電流，二極管D3、二極管D4為碳化硅肖特基二極管，用于防止輸出負相脈沖時，電流從開關管(即所述的第一功率放大器SAn、第二功率放大器SBn、第三功率放大器SCn、第四功率放大器SDn的體內的二極管中，電源濾波電容C1_1、電容C1_2、電容C1_3、電容C1_4、電容C1_5和電容C1_6采用鉭電容，用于消除電壓瞬變引起的干擾，因此，本實用新型可輸出±4kV的雙向方波脈沖，脈沖的上升時間和下降時間小于1μs，脈沖寬度從2μs～1000μs，連續(xù)可調，脈沖電流峰值可達80A。

結合圖3、圖4和圖5，當電源變換電路1為兩路以上并行連接時，以及所述脈沖輸出電路3為兩路以上并行連接時，儲能電路2采用多個電容進行并聯(lián)或串聯(lián)儲能、放電的工作方式，根據輸出波形參數(shù)的要求，脈沖輸出電路3將儲能電容中存儲的能量經電極5釋放給組織細胞，信號控制器4為脈沖輸出電路3提供觸發(fā)信號。結合圖5，其中，圖5是圖3和圖4中的電源變換電路1、儲能電路2和脈沖輸出電路3連接后的等效電路，如圖5所示，所述儲能電路2中的電容C3和電容C4等效為電容器Cn0、電容Cn1～電容Cnn構成倍壓電容，脈沖輸出電路由開關SAo，開關SBo，SCo，開關SCDo，開關SA1～開關SAn，開關SB1～開關SBn、開關SC1～開關SCn，開關SD1～開關SDn構成。其中，場效應管Q1、場效應管Q2分別等效為開關SAo、開關SBo，以及還等效為開關SCo、開關SCDo，第一功率放大器SAn等效為開關SA1～開關SAn，第二功率放大器SBn等效為開關SB1～開關SBn，第三功率放大器SCn等效為開關SC1～SCn，第四功率放大器SDn等效為開關SD1～開關SDn；由開關SA1、開關SB1、開關SC1、開關SCD1～開關SAn、開關SBn、開關SCn和開關SDn連接成n個橋式電路，根據充電或放電狀態(tài)將電容器Cn0，Cn1～電容Cnn連接成并聯(lián)或串聯(lián)方式，根據開關的狀態(tài)，如圖6所示，輸出正極性或極性脈沖。開關SAo、開關SBo和開關SCo、開關SCDo分別構成兩個半橋電路，用于選擇輸出脈沖的極性，即正脈沖和負脈沖交替輸出時可獲得雙極性輸出脈沖，僅輸出正脈沖，或者僅輸出正脈沖時，可獲得單極性輸出脈沖，單極性方波是最常用的一種波形，雙極性方波具有對稱性，可在細胞膜上產生較為均勻的電穿孔，方波細胞電穿孔脈沖發(fā)生器可產生單相波、雙相波，可滿足離體和在體電穿孔實驗研究，如圖5所示，其工作過程如下：在充電過程中，開關SC1～開關SCn導通，將電容的正極(+)與電源Vi的正極(+)接通，開關SB1～開關SBn導通，將電容Cn0的負極與電源Vi的負極(-)接通，使電容器Cn1～Cn都充有電源電壓Vi，此時，開關SA1～開關SAn和開關SD1～開關SDn截止，開關SAo、開關SBo、開關SCo、開關SCDo也截止。在放電的過程中，根據輸出脈沖的極性確定開關的狀態(tài)，如圖6所示，當輸出正極性脈沖時，開關SDo導通，將輸出的接地端與電容Cn0的負極相連，SAo導通將輸出端Vo與電容Cnn的正極接通，開關SB1～開關SBn導通，將后一個電容Cnn的負極與前一個電容的正極相連。通過保持其他開關均處于截至狀態(tài)。因此在輸出端輸出幅度為n倍Vi的正脈沖，當輸出負極性脈沖時，開關SCo導通將輸出的接地端與電容Cn0的正極相連，開關SBo導通將輸出端Vo與電容Cnn的負極接通，開關SD1～開關SDn導通，將后一個電容的正極與前一個電容的負極相連，通過保持其他開關均處于截至狀態(tài)，因此在輸出端輸出幅度為n倍Vi的負脈沖，由于開關構成的電橋與電容并聯(lián)，而每個電容的電壓為Vi，所以開關管承受的最大電壓為Vi。較低耐壓的功率開關具有更高的切換速度，而且成本相對較低。

以上所述僅為本實用新型的較佳實施例而已，并不用以限制本實用新型，凡在本使用新型的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在實用新型的保護范圍之內。