本申請涉及一種CMOS功率放大器，特別是涉及一種利用PMOS與NMOS進(jìn)行柵極電容互補(bǔ)的功率放大器。

背景技術(shù)：

采用標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝設(shè)計(jì)功率放大器在許多性能指標(biāo)上面臨挑戰(zhàn)，其中為了提升CMOS功率放大器的線性度已有一些方案被提出。

2004年11月的《IEEE固態(tài)電路學(xué)報(bào)》(IEEE Journal of Solid-State Circuits)第39卷第11期有一篇文章《用于AB類CMOS功率放大器提升線性度的電容補(bǔ)償技術(shù)》(A Capacitance-Compensation Technique for Improved Linearity in CMOS Class-AB Power Amplifiers)，其中公開了一種CMOS功率放大器的線性化方案，如圖1所示。該功率放大器在NMOS管一MN1的柵極增加一條支路連接到PMOS管一MP1的柵極，該P(yáng)MOS管一MP1的源極和漏極均連接偏置電壓V_PP。由于NMOS管和PMOS管的柵極電容在輸入信號幅度增大時(shí)變化趨勢相反，所以新增的PMOS管一與之前存在的NMOS管一的柵極電容的總和能夠達(dá)到恒定，從而提升功率放大器的線性度。該方案的缺點(diǎn)有三個(gè)，首先是只能改善電容的非線性，對于增益的非線性沒有作用；其次是新增PMOS管之后使得功率放大器的輸入電容變大，增益降低，功率附加效率(PAE)也會降低；最后是需要采用仿真手段測試增加PMOS管以后功率放大器的輸入電容變化程度是否隨輸入信號的幅度變化較小，從而來確定PMOS管的尺寸。采用類似技術(shù)方案的還有申請公布號為CN104362988A、申請公布日為2015年2月18日的中國發(fā)明專利申請《一種用于功放線性化的電路》，缺點(diǎn)也相似。

2006年6月的《IEEE微波理論與技術(shù)學(xué)報(bào)》(IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques)第54卷第4期有一篇文章《采用Doherty放大器的增益擴(kuò)展現(xiàn)象的非線性放大器補(bǔ)償方法》(Compensation Method for a Nonlinear Amplifier Using the Gain Expansion Phenomenon in a Doherty Amplifier)，其中公開了一種功率放大器的線性化方案，如圖2所示。該功率放大器包括兩級，在非線性放大器之前增加Doherty放大器作為增益擴(kuò)展驅(qū)動級，利用Doherty放大器的增益擴(kuò)展現(xiàn)象產(chǎn)生預(yù)失真信號，該預(yù)失真信號對非線性放大器進(jìn)行補(bǔ)償，使得前后兩級放大器的整體增益平坦度提高，從而改善功率放大器的線性度。該方案的缺點(diǎn)有兩個(gè)，首先是未考慮電容非線性對放大器非線性的影響，對線性度的改善有限；其次是只能用于多級放大器，限制了該方案的適用范圍。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本申請所要解決的技術(shù)問題是提供一種高線性度的CMOS功率放大器，可以克服由于輸入功率過大導(dǎo)致的非線性問題。

為解決上述技術(shù)問題，本申請互補(bǔ)式功率放大器包括共源放大器一和共漏放大器一；共源放大器一為NMOS管，共漏放大器一為PMOS管；共源放大器一的源極通過電感三接地，共源放大器一的漏極與共漏放大器一的源極相連，共漏放大器一的漏極接地；共源放大器一的柵極和共漏放大器一的柵極相連，且作為信號輸入端；共源放大器一的漏極和共漏放大器一的源極作為信號輸出端。

可選地，NMOS管、PMOS管分別改為NPN型、PNP型雙極性晶體管。

可選地，電感三改為電阻一。

在另一個(gè)實(shí)施例中，本申請互補(bǔ)式功率放大器還包括共柵放大器一；共柵放大器一為NMOS管；共源放大器一的漏極和共漏放大器一的源極連接共柵放大器一的源極，共柵放大器一的漏極作為信號輸出端。

本申請取得的技術(shù)效果是通過采用NMOS管與PMOS管的互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)，或者采用NPN型三極管與PNP型三極管的互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)，穩(wěn)定了功率放大器的輸入電容，使得功率放大器的輸入電容基本不隨輸入信號的幅度而產(chǎn)生變化，從而提高了功率放大器的線性度。

附圖說明

圖1是一種現(xiàn)有的CMOS功率放大器提升線性度的電路示意圖。

圖2是一種現(xiàn)有的多級功率放大器提升線性度的方框示意圖。

圖3是本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器的實(shí)施例一的示意圖。

圖4是實(shí)施例一的第一種變形示意圖。

圖5是實(shí)施例一的第二種變形示意圖。

圖6是實(shí)施例一的第三種變形示意圖。

圖7是本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器的實(shí)施例二的示意圖。

圖8是實(shí)施例二的變形示意圖。

圖9是本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器的仿真結(jié)果示意圖。

圖中附圖標(biāo)記說明：CS為共源放大器；CD為共漏放大器；CG為共柵放大器；CE為共射放大器；CC為共集放大器；R為電阻；C為電容；L為電感；T為變壓器；in為輸入信號；mid為中間信號；out為輸出信號；Vg1為柵極偏置電壓一；Vg2為柵極偏置電壓二；VDD為電源電壓。

具體實(shí)施方式

本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器用來對輸入信號in進(jìn)行功率放大，得到輸出信號out。所述功率放大器的輸入信號in可以是射頻信號或基帶信號等。

請參閱圖3，這是本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器的實(shí)施例一。該實(shí)施例一包括共源放大器一CS1、共漏放大器一CD1、電感一L1、電感三L3和電感五L5。共源放大器一CS1為NMOS管，共漏放大器一CD1為PMOS管。柵極偏置電壓一Vg1通過電感一L1連接共源放大器一CS1的柵極和共漏放大器一CD1的柵極。共源放大器一CS1的源極通過電感三L3接地，共源放大器一CS1的漏極與共漏放大器一CD1的源極相連，共漏放大器一CD1的漏極接地。電源電壓VDD通過電感五L5連接共源放大器一CS1的漏極和共漏放大器一CD1的源極。輸入信號in經(jīng)過輸入匹配網(wǎng)絡(luò)后，從共源放大器一CS1的柵極和共漏放大器一CD1的柵極進(jìn)入，共源放大器一CS1的漏極和共漏放大器一CD1的源極輸出放大信號，該放大信號經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)后成為輸出信號out。

上述實(shí)施例一中，共源放大器一CS1先與電感三L3串聯(lián)，該串聯(lián)支路再與共漏放大器一CD1并聯(lián)，由此得到核心的放大器電路。其中的共源放大器一CS1為NMOS管，共漏放大器一CD1為PMOS管，NMOS管和PMOS管的柵極電容在輸入信號幅度增大時(shí)變化趨勢相反，因此共源放大器一CS1和共漏放大器一CD1形成互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)，該互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)的柵極電容的總和能夠達(dá)到恒定，從而用來補(bǔ)償單獨(dú)NMOS管或單獨(dú)PMOS管的非線性電容，實(shí)現(xiàn)提升功率放大器的線性度。

上述實(shí)施例一中，共源放大器一CS1的源極與電感三L3串聯(lián)，電感三L3能夠進(jìn)一步改善非線性電容的補(bǔ)償效果。這是由于電感和電容的傳輸函數(shù)表達(dá)式符號相反，在晶體管的源端串聯(lián)電感相當(dāng)于讓該電感和晶體管的一部分柵極輸入電容諧振，可以部分地抵消晶體管的柵極輸入電容的容性，使NMOS管的柵極輸入電容變化范圍減小。此外，在NMOS管的源極串聯(lián)的電感三增加了電路設(shè)計(jì)的自由度，使得NMOS管和PMOS管的尺寸選擇多樣化。由于引入了電感三，使得NMOS管的柵極輸入電容減小，從而可以采用尺寸更小的PMOS管與之互補(bǔ)。由于PMOS管的增益相比NMOS管較低，所以采用小尺寸的PMOS管在提高線性度的同時(shí)有助于提高整個(gè)電路的增益，從而提高功率放大器的效率。而傳統(tǒng)的PMOS管和NMOS管互補(bǔ)的結(jié)構(gòu)的尺寸比例固定，限制了電路設(shè)計(jì)的自由度。這一有益效果同樣適用于NPN型三極管的集電極串聯(lián)的電感三，與PNP型三極管的互補(bǔ)結(jié)構(gòu)。

請參閱圖4，這是上述實(shí)施例一的第一種變形，所有MOS管可以改為雙極性晶體管(BJT)。共源放大器一CS1改為了共射放大器一CE1，這是NPN型三極管。共漏放大器一CD1改為了共集放大器一CC1，這是PNP型三極管。MOS管的柵極、源極、漏極分別對應(yīng)雙極性晶體管的基極、集電極、發(fā)射極。與MOS管類似，NPN型三極管與PNP型三極管也形成了互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)，該互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)的基極電容的總和能夠達(dá)到恒定，從而用來補(bǔ)償單獨(dú)NPN型三極管或單獨(dú)PNP型三極管的非線性電容，實(shí)現(xiàn)提升功率放大器的線性度。

請參閱圖5，這是上述實(shí)施例一的第二種變形，與共源極放大器一CS1串聯(lián)的電感三L3可以改為電阻一R1。電阻一R1能使NMOS管或NPN型三極管的電容和器件跨導(dǎo)的非線性減少，但是效果不如電感三L3改善NMOS管或NPN型三極管的非線性電容的效果顯著。這是由于電感對于交流信號具有頻率選擇性，電感的阻抗為jωL,其中ω＝2πf，f為頻率，L為感值；而電阻在全頻域提供阻抗R，R為阻值。并且直流信號通過電阻會產(chǎn)生壓降，改變電路工作狀態(tài)。

請參閱圖6，這是上述實(shí)施例一的第三種變形，整個(gè)功率放大器可以改為差分結(jié)構(gòu)，包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、差分放大器以及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。差分結(jié)構(gòu)與單端結(jié)構(gòu)相比，提供了更佳的共模抑制能力。

所述輸入匹配網(wǎng)絡(luò)例如為變壓器一Tin，用來實(shí)現(xiàn)功率放大器的輸入端與差分放大器的輸入端之間的阻抗匹配，同時(shí)將單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號。變壓器一Tin的初級線圈的一端接收功率放大器的輸入信號in，另一端接地。變壓器一Tin的次級線圈具有中心抽頭，該次級線圈的兩端分別向差分放大器的兩路輸入端輸出一對差分輸入信號in1和in2，該次級線圈的中心抽頭接?xùn)艠O偏置電壓一Vg1。

所述差分放大器包括兩路，分別將一對差分輸入信號in1和in2進(jìn)行功率放大后輸出一對差分輸出信號out1和out2。差分放大器的每一路均與圖3、或圖4、或圖5類似，不再贅述。

所述輸出匹配網(wǎng)絡(luò)例如為變壓器二Tout，用來實(shí)現(xiàn)差分放大器的輸出端與功率放大器的輸出端之間的阻抗匹配，同時(shí)將差分信號轉(zhuǎn)換為單端信號。變壓器二Tout的初級線圈具有中心抽頭，該初級線圈的兩端分別接收差分放大器的兩路輸出端輸出的一對差分輸出信號out1和out2，該初級線圈的中心抽頭接電源電壓VDD。變壓器二Tout的次級線圈的一端輸出功率放大器的輸出信號out，另一端接地。

以上介紹了實(shí)施例一的三種變形，這些變形方式可以任意疊加。

請參閱圖7，這是本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器的實(shí)施例二。該實(shí)施例一包括共源放大器一CS1、共漏放大器一CD1、共柵放大器一CG1、電感一L1、電感三L3和電感五L5。共源放大器一CS1和共柵放大器一CG1為NMOS管，共漏放大器一CD1為PMOS管。柵極偏置電壓一Vg1通過電感一L1連接共源放大器一CS1的柵極和共漏放大器一CD1的柵極。共源放大器一CS1的源極通過電感三L3接地，共源放大器一CS1的漏極與共漏放大器一CD1的源極相連，共漏放大器一CD1的漏極接地。共源放大器一CS1的漏極和共漏放大器一CD1的源極連接共柵放大器一CG1的源極，柵極偏置電壓二Vg2連接共柵放大器一CG1的柵極，電源電壓VDD通過電感五L5連接共柵放大器一CG1的漏極。輸入信號in經(jīng)過輸入匹配網(wǎng)絡(luò)后，從共源放大器一CS1的柵極和共漏放大器一CD1的柵極進(jìn)入，共源放大器一CS1的漏極和共漏放大器一CD1的源極輸出第一級放大信號即中間信號mid。該中間信號mid從共柵放大器一CG1的源極進(jìn)入，共柵放大器一CG1的漏極輸出第二級放大信號。該第二級放大信號經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)后成為輸出信號out。

上述實(shí)施例二中，共源放大器一CS1先與電感三L3串聯(lián)，該串聯(lián)支路再與共漏放大器一CD1并聯(lián)，該并聯(lián)電路再與共柵放大器一CG1級聯(lián)，由此得到核心的放大器電路。其中的共源放大器一CS1為NMOS管，共漏放大器一CD1為PMOS管，NMOS管和PMOS管的柵極電容在輸入信號幅度增大時(shí)變化趨勢相反，因此共源放大器一CS1和共漏放大器一CD1形成互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)，該互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)的柵極電容的總和能夠達(dá)到恒定，從而用來補(bǔ)償單獨(dú)NMOS管或單獨(dú)PMOS管的非線性電容，實(shí)現(xiàn)提升功率放大器的線性度。

上述實(shí)施例二中，共源放大器一CS1的源極與電感三L3串聯(lián)，電感三L3能夠進(jìn)一步改善非線性電容的補(bǔ)償效果，并增加電路設(shè)計(jì)的自由度，使得晶體管的尺寸選擇多樣化。這部分的原理分析與實(shí)施例一相同，不再贅述。

上述實(shí)施例一類似于共源放大器，實(shí)施例二類似于共源共柵(cascode)放大器。與實(shí)施例一相比，實(shí)施例二能夠承受更高的工作電壓，因此具有更好的抗擊穿性能。

請參閱圖8，這是上述實(shí)施例二的第一種變形，整個(gè)功率放大器可以改為差分結(jié)構(gòu)，包括輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、差分放大器以及輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。其中的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)均與圖6類似，不再贅述。所述差分放大器包括兩路，分別將一對差分輸入信號in1和in2進(jìn)行功率放大后輸出一對差分輸出信號out1和out2。差分放大器的每一路均在圖7基礎(chǔ)上增加了一條反饋通道。級聯(lián)的電阻三R3和電容一C1構(gòu)成了第一路反饋，第一路反饋與差分放大器的第一路并聯(lián)。級聯(lián)的電阻四R4和電容二C2構(gòu)成了第二路反饋，第二路反饋與差分放大器的第二路并聯(lián)。這兩路反饋通道用來提高功率放大器的穩(wěn)定性。

需要特別指出，如果省略圖8中的兩路反饋通道，對于穩(wěn)定功率放大器的輸入電容方面沒有影響，因此屬于可選方案。相類似地，也可在圖6所示的差分放大器中增加兩路反饋通道，每路反饋通道也由電阻和電容級聯(lián)構(gòu)成，從而提高功率放大器的穩(wěn)定性。

與實(shí)施例一類似，實(shí)施例二中的MOS管也可改為雙極性晶體管，與共源極放大器一CS1串聯(lián)的電感三L3也可改為電阻一R1。這些變形方式以及單端和/或差分電路結(jié)構(gòu)之間也可以任意疊加。

請參閱圖9，這是對本申請?zhí)峁┑幕パa(bǔ)式功率放大器進(jìn)行仿真的示意圖。其中的橫坐標(biāo)為功率放大器的輸入端的輸入電壓，縱坐標(biāo)為功率放大器的輸入端的輸入電容。從圖中可以發(fā)現(xiàn)，隨著輸入電壓變化，功率放大器的輸入端的輸入電容基本保持恒定，這表明本申請采用的互補(bǔ)式結(jié)構(gòu)起到了穩(wěn)定輸入電容的作用，從而提高了功率放大器的線性度。

以上僅為本申請的優(yōu)選實(shí)施例，并不用于限定本申請。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本申請可以有各種更改和變化。凡在本申請的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本申請的保護(hù)范圍之內(nèi)。