本發(fā)明總體涉及低噪聲放大器電路。本發(fā)明尤其涉及包括這樣的放大器電路的半導體電路，并且涉及包括這樣的放大器電路的傳感器設備。

發(fā)明背景

大量的放大器電路在本領域中是已知的。放大器電路被用于具有許多不同要求(例如在電氣要求/約束方面：輸入電平、輸出電平、功率消耗、散熱、功率效率、信號帶寬、信號失真、噪聲電平、群延遲，以及組件成本、pcb尺寸等方面)的許多不同應用。

通常，若干要求可能彼此沖突，因此通常需要進行權衡。不存在對于所有應用而言都最佳的單個理想電路拓撲，而每種類型或種類的放大器都具有其自己的優(yōu)點和缺點。

本發(fā)明涉及(在半導體設備中的)具有高集成度的一類新的放大器電路，該放大器電路適合用于放大或預放大相對小(例如具有小于1mv或甚至小于100μv的幅值)的信號，并且通過結合斬波器調制(以避免由于偏移和閃爍噪聲而增加的噪聲水平)來提供良好的噪聲特性。

在本領域中眾所周知的是斬波可被用來消除偏移和閃爍噪聲，例如來自c.enz和g.c.temes的“減少運算放大器缺陷效應的電路技術：自動調零、相關雙采樣和斬波器穩(wěn)定”(ieee會刊，1996年11月，第84卷第11號第1584-1614頁)(c.enzandg.c.temes；"circuittechniquesforreducingtheeffectsofop-ampimperfections:autozeroing,correlateddoublesampling,andchopperstabilization,"proc.ieee,vol.84,no.11,pp.1584-1614,november1996)，該文獻在本文中被進一步稱為[enz96]。

圖1示出了由q.fan、j.h.huijsing和ka.aakinwa的“一種具有2μv偏移的21nv/sqrthz斬波器穩(wěn)定式多路電流反饋儀表放大器”(ieeeisscc數字技術論文集，2010年2月，第80-81頁)(q.fan,j.h.huijsing,andka.a.makinwa,"a21nv/sqrthzchopper-stabilizedmultipathcurrent-feedbackinstrumentationamplifierwith2μvoffset",ieeeisscc.dig.tech.papers,pp.80-81,feb.2010)提出的一種放大器電路。該電路包括三個斬波器ch1、ch2、ch3，兩個跨導gin、gfb，具有積分電容器cint的電流積分器gint以及被布置為分壓器的兩個電阻r1、r2。該電路傳遞具有總體一階響應(單個主極點)。

總存在改進或替代的余地。

發(fā)明概述

本發(fā)明的實施例的目的是提供一種放大器電路或放大器電路拓撲，該放大器電路或放大器電路拓撲可被設定尺寸以用于模擬信號的低噪聲放大。

本發(fā)明的特定實施例的目的是提供一種包括這樣的放大器電路的集成傳感器設備。

根據本發(fā)明的電路和傳感器設備的優(yōu)點在于，它們提供固有的噪聲濾波特性，這使得它們適合于直接采樣，而沒有由于噪聲折疊而導致的總體噪聲性能的顯著劣化。

根據本發(fā)明的實施例的至少一些電路和傳感器設備的優(yōu)點在于，它們可被用于放大各種信號，包括但不限于生物醫(yī)學信號以及來自(例如在傳感器應用中的)換能器元件的信號。

根據本發(fā)明的實施例的至少一些電路和傳感器設備的優(yōu)點在于，它們尤其適合于與基于采樣的電路的協(xié)同集成，該基于采樣的電路(諸如，舉例而言用開關電容器電路和/或用模數轉換電路)對經放大的信號進行后處理。

這些目標由本發(fā)明的實施例來實現。

在第一方面，本發(fā)明提供一種半導體電路，包括：輸入塊，該輸入塊包括用于提供指示待放大的電壓信號的經斬波的輸入電壓信號的第一斬波器；第一跨導，該第一跨導被布置在第一斬波器的下游并且被適配成用于接收經斬波的電壓信號并且被適配成用于將所述經斬波的電壓信號轉換成經斬波的電流信號；第二斬波器，該第二斬波器被布置在第一跨導的下游，被適配成用于提供經解調電流信號；電流積分器，該電流積分器被布置在第二斬波器的下游，該電流積分器包括用于儲存經積分的信號的積分電容器，并且被適配成用于提供連續(xù)時間信號；第一反饋路徑，該第一反饋路徑包括采樣和保持塊以及第一反饋塊，采樣和保持塊被布置在電流積分器的下游，并且被適配成用于接收連續(xù)時間信號并且用于使用采樣信號對所述信號進行采樣從而提供經采樣的信號，并且用于提供與所述經采樣的信號成比例的零階保持電壓信號；第一反饋塊被布置在采樣和保持塊的下游，并且被適配成用于根據預定義的比例因子提供與零階保持信號成比例的第一反饋信號，該第一反饋信號被提供給電流積分器或電流積分器上游的組件或節(jié)點；并且其中電路的組件被選擇，使得連續(xù)時間信號和待放大的電壓信號的幅值比為至少2.0；并且其中第一反饋塊被適配成用于提供反饋信號，使得對于等于零的經斬波的輸入信號，在采樣周期開始時被儲存在積分電容器上的電荷在采樣信號的一個單個采樣周期期間被線性移除，這樣電荷在單個采樣周期結束時被完全移除；并且其中第一和第二斬波器中的每一個被適配成工作在斬波頻率，并且采樣和保持塊被適配成工作在采樣頻率，其中采樣頻率等于斬波頻率或等于斬波頻率的整數倍，該整數大于零。

本發(fā)明的實施例的優(yōu)點在于，低噪聲信號放大被獲得。有利的是，本發(fā)明的電路是放大器的同時還具有非常理想的濾波器效果。有利的是，可直接對電路的輸出進行采樣，而不會由于噪聲折疊而產生大量的過量噪聲(允許基于采樣的電路被直接連接到其輸出)。

雖然初看之下在該集成電路中所使用的幾個“子電路”和技術本身在本領域中是已知的，但是如權利要求中所指定的元件的特定組合和布置提供了具有在“低噪聲放大”方面，尤其是與寬帶白噪聲有關的獨特性能的放大器電路。就本發(fā)明人已知的，該電路的有利性能在現有技術中是空前的，并且該電路的有利性能是迄今為止已知的同類之中的(與包括斬波并具有總體一階響應的任何其他放大器電路相比)最佳可能性能。

有利的是，不需要用于濾波的專用模擬濾波器，和/或不需要用于有源濾波的附加的電流消耗，和/或(由于大的容差)不需要濾波器特性的調諧。

發(fā)明人強烈認為特征的特定組合并不是微不足道的，尤其是因為在其他連續(xù)時間電路中使用離散時間反饋環(huán)路是非常不常見的，并且因為由于廣泛認為采樣總是由于噪聲折疊而增加噪聲水平，所以通過經采樣的信號的反饋來降低噪聲是違反直覺的。

電路在噪聲性能方面的主要益處可從圖20所例示的頻譜圖中得到最好地理解。具有一階濾波器特性的現有技術放大器電路添加與噪聲折疊區(qū)域f/fs>0.5中的曲線2001下的面積相對應的噪聲功率量(由白噪聲的折疊所造成)，而本發(fā)明的實施例無意中添加了與噪聲折疊區(qū)域f/fs>0.5中的曲線2002和2003下的面積相對應的顯著更低的噪聲量，這取決于電路是否還包括第二反饋環(huán)路(本文中也稱為“偏移反饋環(huán)路”)。

根據本發(fā)明的實施例的優(yōu)點在于，(相對)大的信號帶寬(例如傳感器帶寬)以及(相對)低的等待時間可被獲得。等待時間可如僅一個或僅兩個采樣周期ts(其中ts＝1/fs)一樣小。連續(xù)時間輸出(vct)具有小于一個采樣周期的等待時間。

本發(fā)明的實施例的優(yōu)點在于，低噪聲放大器電路工作在連續(xù)幅值。這為不受益于轉換到數字域、不需要adc和/或dac或σ-δ調制器(sigma-delta-modulator)的應用提供了優(yōu)勢，從而節(jié)省功率和硅區(qū)域。另一個優(yōu)點在于，在反饋環(huán)路中不引入幅值量化噪聲，從而導致低的總噪聲特性。此外，具有adc(甚至具有σ-δadc)的系統(tǒng)的帶寬通常嚴重受到adc的限制，例如由于過采樣因子(通常至少為因子8)。由于在反饋路徑中沒有adc，所以本發(fā)明的電路可利用(幾乎)全帶寬。

本發(fā)明的實施例的優(yōu)點在于，電路還可任選地提供離散時間電壓輸出信號。

使用包括一個或多個有源組件(例如晶體管或op-amp或ota)的積分器(在正向路徑中)的另一個優(yōu)點在于，它提供可被直接采樣(舉例而言，以用于后端處理，而無需額外的緩沖)的低阻抗輸出。

有利的是，整個電路的總體噪聲特性主要由第一跨導器的噪聲特性(這里也稱為“低噪聲跨導”)來確定，并且對其他組件(諸如電流積分器或反饋跨導器)的噪聲特性不太敏感。

有利的是，該電路可被用來放大dc信號。

有利的是，連續(xù)時間連續(xù)幅值模擬信號(vct)和/或經采樣的信號(vdt)和/或零階保持信號(vzoh)中的一個或多個可被提供作為(多個)輸出信號。

有利的是，經積分的信號和待放大的電壓信號的比率(也稱為電路的“總增益”)可被選擇為特定的預定義值，例如等于2.0或5.0或10.0或100.0或1000.0。

本發(fā)明的實施例的優(yōu)點在于，不需要有源或無源模擬低通濾波器(諸如rc濾波器或巴特沃斯濾波器或橢圓濾波器或切比雪夫濾波器)，然而電路本身提供了低通濾波器特性，同時減少(例如最小化)由噪聲折疊造成的過量噪聲。

根據本發(fā)明的半導體電路的優(yōu)點在于，電路(在設計時間期間)可被設定尺寸，使得它們能夠以特定增益因子來放大信號(例如電壓信號)，同時相比以相同技術實現的現有技術放大器電路添加由噪聲折疊造成的更少的噪聲，并且提供相同的增益并具有帶有相同(3db)帶寬的總體一階響應。

根據本發(fā)明的實施例的半導體電路的優(yōu)點在于，它們可被用作儀表放大器(舉例而言，以用于提供高輸入阻抗、大共模抑制比以及確定的增益)。

在實施例中，第一反饋路徑以以下方式之一被布置：i)其中第一反饋塊包括或者是第二跨導，其被適配成用于提供在第二斬波器的輸出和電流積分器的輸入之間被反饋的電流反饋信號；ii)其中反饋塊包括用于提供電壓反饋信號的縮放器或由該縮放器組成，并且電壓反饋信號在第一斬波器的上游被反饋；iii)其中反饋塊包括第二跨導，以用于提供與零階保持信號成比例的電流反饋信號，并且該電流反饋信號在第一斬波器的上游被反饋；iv)其中反饋塊包括串聯(lián)連接的第三斬波器和第二跨導，以用于提供經斬波的電流反饋信號，第三斬波器在斬波頻率下可操作，并且其中經斬波的電流反饋信號在第一跨導的輸出和第二斬波器的輸入之間被反饋；v)其中反饋塊包括串聯(lián)連接的第三斬波器和第二跨導，以用于提供經斬波的電流反饋信號，第三斬波器在斬波頻率下可操作，并且其中經斬波的電流反饋信號被反饋到第一跨導的內部節(jié)點；vi)其中反饋塊包括串聯(lián)連接的第三斬波器和縮放器，以用于提供經斬波的電壓反饋信號，第三斬波器在斬波頻率下可操作，并且經斬波的電壓反饋信號在第一斬波器的輸出和第一跨導的輸入之間被反饋。

有利的是，半導體電路可與各種各樣的不同輸入塊一起使用。

在一實施例中，(第一反饋路徑中的采樣和保持塊的)采樣頻率是斬波頻率的兩倍。

本發(fā)明的電路的優(yōu)點在于，待放大的信號的有用帶寬(由3db截止頻率限定)約為奈奎斯特頻率的88％，而僅引入約30％的由(白噪聲的)混疊造成的帶內功率噪聲。

本發(fā)明的特定實施例的優(yōu)點在于，其中采樣頻率被選擇為等于斬波頻率的兩倍(因此fs＝2.fc)，使得比率fc/fbw可低至1.14，即斬波頻率fc僅需要比帶寬fbw高14％，這在要求高帶寬fbw但對最大可能斬波器頻率具有實際約束的應用中特別有利。

在一實施例中，(第一反饋路徑中的采樣和保持塊的)采樣頻率等于斬波頻率。

在其中(第一反饋路徑中的采樣和保持塊的)采樣頻率是斬波頻率的兩倍的實施例中，半導體電路(如果尚未包括的話)還包括被布置在電流積分器的下游并且在斬波頻率下可操作的第三斬波器，并且還包括：用于移除dc偏移和閃爍噪聲的第二反饋路徑，該第二反饋路徑被適配成用于向電流積分器或電流積分器的上游的組件或節(jié)點提供第二反饋信號，該第二反饋路徑包括：第三斬波器以及被布置在該第三斬波器的下游的濾波器，該濾波器具有包括至少一個積分和因子(1+z^-1)的傳遞函數。

在其中(第一反饋路徑中的采樣和保持塊的)采樣頻率是整數n乘以斬波頻率的實施例中，半導體電路還包括用于移除dc偏移的第二反饋路徑，該第二反饋路徑被適配成用于向電流積分器或電流積分器的上游的組件或節(jié)點提供第二反饋信號，該第二反饋路徑包括：在第二采樣頻率下可操作的第二采樣器，以及被布置在該第二采樣器的下游的第四斬波器，該第四斬波器在斬波頻率下可操作，以及被布置在第四斬波器的下游的濾波器，該濾波器具有包括至少一個積分和因子(1+z^-1)的傳遞函數，并且其中第二采樣頻率等于斬波頻率的兩倍。

在具有第二反饋環(huán)路(如圖14和圖15所示)的兩個實施例中，反饋信號可例如被提供給電流積分器或被提供給在經斬波的輸入信號vin_ch被施加的節(jié)點與第二斬波器ch2之間或在所述節(jié)點與電流積分器ci1之間的組件或節(jié)點。

有利的是，濾波器h3包括積分器，其與第二反饋路徑中的斬波器一起以斬波頻率fc提供陷波。

有利的是，濾波器h3包括用來阻塞信號相關頻率(其由第四斬波器ch4上變頻到斬波頻率fc)同時放大偏移相關頻率的因子(1+z^-1)，因此使得第二反饋環(huán)路更具選擇性。

具有偏移抑制反饋環(huán)路的電路的另一個優(yōu)點在于，它減少了dc偏移以及閃爍噪聲。這樣的電路理想地適合于讀出同樣具有dc偏移的傳感器信號(諸如舉例而言霍爾傳感器)，同時減少或消除將經放大的信號限幅到電源軌(vdd或gnd)之一的風險。

包括第二反饋路徑的實施例的主要優(yōu)點在于，具體而言如果fs和fc被選擇使得fs＝1.fc或fs＝2.fc，則通帶中的傳遞函數可被改善(在更高的頻率上基本上是平坦的)，并且該傳遞函數在通帶的末端附近具有非常陡峭的下降。

在第二方面，本發(fā)明還涉及一種半導體電路，包括：輸入塊，該輸入塊包括被適配成用于提供指示待放大的電壓信號的經斬波的輸入電壓信號的第一斬波器；至少一個放大器，該放大器具有反相輸入端口和非反相輸入端口以及輸出端口；并且其中第一斬波器的輸出端口被連接到至少一個放大器的非反相輸入端口，或者至少一個放大器的非反相輸入端口被連接到偏置電壓，并且第一斬波器的輸出端口經由被適配成用于將經斬波的輸入電壓信號轉換成經斬波的電流信號的至少一個中間組件被連接到至少一個放大器的反相輸入端口；第二斬波器，該第二斬波器具有輸入端口和輸出端口，輸入端口被連接到至少一個放大器的輸出端口；第三斬波器，該第三斬波器具有輸入端口和輸出端口，該輸出端口被連接到至少一個放大器的反相輸入端口；至少一個積分電容器，該積分電容器被連接在第二斬波器的輸出端口與第三斬波器的輸入端口之間；采樣和保持電路，該采樣和保持電路具有直接地或者通過一個或多個中間組件被連接到至少一個放大器的輸出端口或到第二斬波器的輸出端口的輸入端口，并且具有用于提供零階保持電壓信號的輸出端口；比例反饋網絡，該比例反饋網絡具有直接地或者通過一個或多個中間組件被連接到采樣和保持電路的輸出端口的輸入端口，并且被適配成用于提供比例反饋信號，并且具有直接地或者通過一個或多個中間組件被連接到至少一個放大器的反相輸入端口的輸出端口；其中至少一個積分電容器的電壓提供連續(xù)時間電壓信號，該連續(xù)時間電壓信號是待放大的電壓信號的經放大的版本；并且其中比例反饋網絡的值被選擇，使得連續(xù)時間信號和待放大的電壓信號的幅值比為至少2.0；并且其中至少一個積分電容器的值被選擇為使得對于等于零的經斬波的輸入信號，在采樣周期開始時被儲存在積分電容器上的電荷在采樣信號的一個單個采樣周期期間被線性移除，這樣電荷在單個采樣周期結束時被完全移除；并且其中每個斬波器被適配成工作在斬波頻率，并且采樣和保持塊被適配成工作在采樣頻率，其中采樣頻率(fs)等于斬波頻率(fc)或者等于其的大于零的整數倍(n)。

該實施例描述了與第一方面中所描述的電路略微不同的拓撲，但提供了相同的優(yōu)點，并且例如在圖26至28和圖31中被例示。

許多變體是可能的。例如，輸入信號可以是單端或差分輸入信號。在差分輸入信號的情況下，若干組件應成對出現，或者應具有雙輸入端口和輸出端口。比例反饋網絡可包括或者可以是例如電阻網絡或跨導等。接下來描述兩個具體實施例。

在根據第二方面的半導體電路的實施例中，輸入塊被適配成用于提供指示待放大的差分電壓信號的差分經斬波的輸入電壓信號；該至少一個放大器包括：第一和第二運算跨導放大器(ota)，第一ota具有被連接到第一斬波器的第一輸出的非反相輸入端口并且被適配成用于提供第一輸出信號，第二ota2具有被連接到第一斬波器的不同于第一輸出的第二輸出的非反相輸入端口并且被適配成用于提供第二輸出信號；第二斬波器被適配成用于接收分別來自第一和第二ota的第一和第二輸出信號，第二斬波器具有被連接到第一節(jié)點n1的第一輸出以及被連接到第二節(jié)點n2的第二輸出；并且其中至少一個積分電容器包括第一和第二積分電容器，第一積分電容器被布置在第一節(jié)點n1與第三節(jié)點n3之間，并且第二積分電容器被布置在第二節(jié)點n2與第四節(jié)點n4之間；第三斬波器具有被連接到第三節(jié)點n3的第一輸入以及被連接到第四節(jié)點n4的第二輸入，并且具有被連接到第一ota的反相輸入的第一輸出并且具有被連接到第二ota的反相輸入的第二輸出；并且其中電阻反饋網絡包括：被布置在第三節(jié)點n3與第五節(jié)點n5之間的第一反饋電阻，和被布置在第四節(jié)點n4與第六節(jié)點n6之間的第二反饋電阻，以及被布置在第三節(jié)點n3與第四節(jié)點n4之間的第三電阻；并且其中采樣和保持電路具有被連接到第一節(jié)點n1的第一輸入和被連接到第二節(jié)點n2的第二輸入，以及被連接到第五節(jié)點n5的第一輸出和被連接到第六節(jié)點n6的第二輸出。

該具體實施例在圖26至圖28中被例示出。

在根據第二方面的半導體電路的另一實施例中，輸入塊被適配成用于接收待放大的差分電壓輸入信號并用于以斬波頻率對所述信號進行斬波，第一斬波器的第一輸出被連接到第一晶體管或達林頓對等的基極或柵極，第一斬波器的第二輸出被連接到第二晶體管或達林頓對等的基極或柵極；并且其中該電路還包括第一和第二晶體管或達林頓對等，第一晶體管或達林頓對等具有通過第一電流源被連接到地的發(fā)射極或源極，并且具有通過第二電流源被連接到電源電壓的集電極或漏極，第二晶體管或達林頓對等具有通過第三電流源被連接到地的源極，并且具有通過第四電流源被連接到電源電壓的集電極或漏極；并且其中該至少一個放大器包括：第一運算放大器和第二運算放大器，第一運算放大器的非反相輸入被連接到偏置電壓并且第二運算放大器的非反相輸入被連接到該偏置電壓；采樣和保持塊具有被連接到第一運算放大器的輸出的第一輸入，并且具有被連接到第二運算放大器的輸出的第二輸入，并且具有經由電阻網絡被連接到第一晶體管或達林頓對等的發(fā)射極或源極以及到第二晶體管或達林頓對等的發(fā)射極或源極的第一和第二輸出，以提供差分反饋信號；第二斬波器具有分別被連接到第一和第二運算放大器的第一和第二輸出的第一和第二輸入，并且具有分別被連接到第一和第二輸出節(jié)點的第一和第二輸出，這些節(jié)點之間的電勢差形成差分輸出電壓作為連續(xù)時間電壓信號，該連續(xù)時間電壓信號是差分輸入電壓的經放大的版本；并且其中至少一個積分電容器包括第一和第二積分電容器，第一積分電容器具有被連接到第一輸出節(jié)點的一個端子以及被連接到第三斬波器的第一輸入的另一個端子，第二積分電容器具有被連接到第二輸出節(jié)點的一個端子以及被連接到第三斬波器的第二輸入的另一個端子；第三斬波器具有被連接到第一晶體管或達林頓對等的集電極或漏極并且被連接到第一運算放大器的反相輸入的第一輸出，并且具有被連接到第二晶體管或達林頓對等的集電極或漏極并且被連接到第二運算放大器的反相輸入的第二輸出。

該具體實施例在圖31中被例示出。

在根據第一或第二方面的實施例中，輸入塊還被適配成用于從一個或兩個外部引腳或從集成電路內部的電壓源接收待放大的電壓信號；或者其中該輸入塊還包括被布置在第一斬波器的上游或下游的阻抗(例如電阻)或互阻抗(例如惠斯通電橋)，并且還被適配成用于從外部引腳或從集成電路內部的電流源接收連續(xù)時間電流信號；或者其中該輸入塊還包括將物理(例如，非電)信號或激勵轉換成電壓信號的這種類型的換能器，該換能器被布置在第一斬波器的上游，以用于響應于物理(例如，非電)信號或激勵來提供待放大的電壓信號；或者其中該輸入塊還包括需要偏置信號并且提供指示物理量的電壓信號的這種類型的換能器，該換能器布置在第一斬波器的上游，以用于響應于物理量來提供待放大的電壓信號；或者其中該輸入塊還包括需要偏置信號并且提供指示物理量的電壓信號的這種類型的換能器，第一斬波器。

有利的是，根據本發(fā)明的實施例的放大器電路非常適合于放大來自任何上述信號源的信號。在根據第一或第二方面的實施例中，第一斬波器下游的至少所有組件(包括第一和/或第二反饋路徑的那些組件)被集成在單個半導體管芯上。

在第三方面，本發(fā)明提供一種傳感器設備，包括：至少一個傳感器元件或至少一個換能器或至少一個阻抗或互阻抗，以用于提供待放大的至少一個電壓信號；以及根據第一或第二方面的半導體電路，該半導體電路被布置成用于放大所述至少一個電壓信號。

半導體電路可被集成在第一管芯上，并且傳感器元件或換能器或阻抗或互阻抗可被集成在第二管芯上。第一管芯和第二管芯可以是單個管芯。第一和第二管芯可以是彼此互連但被封裝在單個芯片封裝中的兩個分離管芯。

在實施例中，傳感器設備還包括：用于轉換經放大的電壓信號的模數轉換器；以及用于對數字化的信號進行數字化處理的數字處理器。

傳感器的至少一個換能器可由單個霍爾元件或霍爾傳感器組成，或者可包括至少一個霍爾元件或霍爾傳感器。

傳感器設備可包括或者可以是位置傳感器設備或電子羅盤。

上述電路理想地適合于以低噪聲來放大具有約100μv至約10mv量級的幅值的電壓信號。這使得該電路理想地適合于在如位置傳感器尤其是角位置傳感器的這樣的應用或羅盤應用中以低噪聲在霍爾板上放大霍爾電壓。

本發(fā)明的具體和優(yōu)選方面在所附獨立權利要求和從屬權利要求中闡述。來自從屬權利要求的特征可適當地與獨立權利要求的特征且與其他從屬權利要求的特征組合，并且不只是如在權利要求中明確闡述的。

本發(fā)明的這些以及其他方面從下文所描述的實施例中將變得顯而易見并且將參考這些實施例來進行闡明。

附圖簡述

圖1示出了本領域中已知的放大器電路。

圖2示出了根據本發(fā)明的電子電路的實施例。在圖2中，待放大的電壓來自輸入引腳或來自焊盤。該電路尤其包括第一斬波器。

圖3至圖7示出了作為本發(fā)明的實施例的圖2的第一組變體，其例示了待放大的電壓信號可來自哪些方式。該附加電路可例如位于與放大器電路所處相同的管芯上，或者可例如位于被包括在單個封裝中的第二管芯上。

在圖3中，待放大的電壓信號來自電壓源。

在圖4中，待放大的電壓信號由被連接到阻抗(例如電阻)的電流源生成。第一斬波器位于阻抗(如從信號源所見)的下游。

在圖5(其是圖4的變體)中，第一斬波器位于阻抗的上游。

在圖6中，輸入塊包含用于將壓力或壓力差轉換成差分電壓信號的換能器。換能器由偏置電壓偏置，該偏置電壓可被認為是(或不是)輸入塊的一部分。第一斬波器可位于換能器的上游或下游。

在圖7中，輸入塊包含用于將磁場轉換為電信號的換能器，具體而言是霍爾元件。換能器由偏置電壓或偏置電流偏置，該偏置電壓或偏置電流可被認為是(或不是)輸入塊的一部分。第一斬波器可位于換能器的上游或下游。

圖8(a)和圖8(b)示出了可在本發(fā)明的實施例中被使用的示例性(理想)采樣信號s(t)和示例性斬波信號m(t)。圖8(c)示出了待放大的示例性(單端的)電壓信號。圖8(d)示出了在用圖8(b)的斬波信號進行斬波之后的圖8(c)的信號。

圖9被用來解釋第一反饋環(huán)路在圖2的電路中是如何工作的，具體而言，在一個單個采樣周期ts＝1/fs之后，比例反饋信號如何擦除儲存在積分電容器上的電荷，以及積分器是如何提供輸出信號vct來作為穿過時間離散但連續(xù)幅值的采樣vn-1、vn等的連續(xù)時間連續(xù)幅值信號的。

圖10至圖13示出了作為本發(fā)明的實施例的圖2的第二組變體，其例示了第一反饋路徑的不同變體。

在圖10中，第一反饋信號被提供給位于第一跨導與第二斬波器之間的電流求和節(jié)點。

在圖11中，第一反饋信號被提供給第一跨導的內部節(jié)點。

在圖12中，第一反饋信號被提供給位于第一斬波器與第一跨導之間的電壓求和節(jié)點。

在圖13中，第一反饋信號被提供給位于第一斬波器的上游的電壓求和節(jié)點。

在圖2至圖7以及圖10至圖13所示的所有實施例中，采樣頻率fs和斬波頻率fc的比率是大于零的整數，例如n＝fs/fc＝1或2或3等。在優(yōu)選實施例中，比率n＝fs/fc＝1或2。

圖14是圖10的實施例的變體，還包括用于dc偏移補償的第二反饋環(huán)路。采樣器和第三斬波器對于第一反饋路徑和第二反饋路徑是公共的。本實施例中的采樣頻率fs和斬波頻率fc的比率為2。

圖15示出了圖14的實施例的變體，并且具有：前向路徑，該前向路徑具有以斬波頻率fc工作的第一和第二斬波器；第一反饋路徑，該第一反饋路徑具有以等于整數n乘以斬波頻率fc的的第一采樣頻率fs1(即fs1＝n.fc，其中n是大于0的整數，優(yōu)選地為1或2)工作的第一采樣器以及以斬波頻率fc工作的第三斬波器；以及第二反饋路徑，該第二反饋路徑具有以等于斬波頻率fc的兩倍的第二采樣頻率fs2(即fs2＝2.fc)工作的第二采樣器以及以斬波頻率fc和斬波信號m的任選的合適的延遲工作的第四斬波器。

圖16示出了圖14的電路的(系統(tǒng)級)仿真模型(simulink模型)。

圖17示出了由圖16的模型所仿真的圖14的電路可獲得的連續(xù)時間連續(xù)幅值輸出信號的示例。

圖18示出了在具有和不具有第二反饋環(huán)路的情況下，在對數頻率標度和對數幅值標度上的圖14所示電路(從輸入到經采樣的輸出vdt)的傳遞函數的曲線圖。

圖19示出了在線性頻率標度(標準化為采樣頻率)和線性幅值標度上的圖18的曲線圖，以更好地理解通帶中的特性。

圖20示出了在線性幅值標度和線性頻率標度上的圖18和圖19所示的傳遞函數的幅值的平方。當經放大的信號在沒有adc前面的中間模擬濾波器的情況下(參見圖2沒有任選的濾波器的情況)被數字化時，圖20允許更好地理解將由放大器電路添加到感興趣頻帶的作為混疊噪聲的白頻帶噪聲的量。

圖21示出了可被看作是對圖1所示的現有技術電路的修改的本發(fā)明的另一個實施例，其附加地在以采樣頻率fs＝n.fc(n是大于零的整數，優(yōu)選地為n＝1或2)工作的第一反饋路徑中具有采樣和保持電路，并且該組件被設定尺寸使得總增益為至少2.0的因子，并且使得在假設零輸入信號的單個采樣周期ts＝1/fs之后，積分電容器上的電荷被完全移除。第四和第五斬波器是任選的。

圖22示出作為本發(fā)明的另一實施例的圖21的電路的變體，其功能上等效于包括第四和第五斬波器的圖21的電路。

圖23至圖25示出了具有用于dc偏移補償的附加的第二反饋環(huán)路的圖22的電路的變體。在圖23中，第二反饋信號被施加在第一跨導的上游。在圖24中，第二反饋信號被施加到第一跨導的內部節(jié)點。在圖25中，第二反饋信號被施加在第一跨導的下游。

圖26示出了根據本發(fā)明的另一實施例，其包括布置在比例反饋環(huán)路中的兩個ota、三個斬波器以及采樣和保持塊。

圖27是圖26的實施例的變體，還包括第四和第五斬波器。

圖28示出了與圖26和圖27類似的電路(取決于任選的第四和第五斬波器的存在)，但是被稍微地重新布置，以允許更容易地解釋電路如何工作。

圖29示出另一現有技術的放大器電路。該特定電路已經至少二十年來從analogdevices公司已知。

圖30示出了本領域技術人員如何將斬波器添加到圖29的放大器電路以減少閃爍噪聲的經典方式。

圖31示出了在添加斬波器以及采樣和保持電路之后，可以將其看作是圖29的現有技術電路的修改的本發(fā)明的實施例。

附圖只是示意性的并且是非限制性的。在附圖中，一些元件的尺寸可放大并且出于解說性的目的不按比例繪制。權利要求中的任何附圖標記不應被解釋為限制范圍。在不同的附圖中，相同的附圖標記指相同或相似的元件。

解說性實施例的詳細描述

本發(fā)明將針對特定實施例且參考一些附圖進行描述，但是本發(fā)明不限于此，而是只通過權利要求限定。所描述的附圖只是示意性的并且是非限制性的。在附圖中，一些元件的尺寸可放大并且出于解說性的目的不按比例繪制。維度和相對維度不一定對應于本發(fā)明實踐的實際縮減。

此外，在說明書中且在權利要求中的術語“第一”、“第二”等等用于在類似的元件之間進行區(qū)分，并且不一定用于臨時地、空間地、以排序或以任何其他方式描述順序。應當理解，如此使用的術語在適當的環(huán)境下是可互換的，并且本文中所描述的本發(fā)明的實施例能夠以不同于本文中所描述或所解說的其他順序操作。

此外，在說明書中且在權利要求中的術語“頂部”、“底部”等等用于描述性的目的并且不一定用于描述相對位置。應當理解，如此使用的術語在適當的環(huán)境下是可互換的，并且本文中所描述的本發(fā)明的實施例能夠以不同于本文中所描述或所解說的其他取向操作。

應當注意，權利要求中所使用的術語“包括”不應被解釋為限于此后列出的手段；它不排除其他元件或步驟。它由此應當被解釋為指定存在所聲明的特征、整數、如所稱謂的步驟或組件，但是不排除存在或添加一個或多個其他特征、整數、步驟或組件、或者它們的組。因此，措詞“一種包括裝置a和b的設備”的范圍不應當被限定于僅由組件a和b構成的設備。這意味著該設備的唯一與本發(fā)明有關的組件是a和b。

貫穿本說明書對“一個實施例”或“實施例”的引用意味著結合實施例所描述的具體特征、結構、或者特性被包括在本發(fā)明的至少一個實施例中。由此，短語“在一個實施例中”或“在實施例中”在貫穿本說明書的各個地方的出現不一定都引用相同的實施例，但是可以如此。此外，在一個或多個實施例中，具體特征、結構、或者特性可以任何合適的方式組合，如根據本公開對本領域普通技術人員將是顯而易見的。

類似地，應當領會在本發(fā)明的示例性實施例的描述中，出于流線型化本公開和輔助對各個發(fā)明性方面中的一個或多個發(fā)明性方面的理解的目的，本發(fā)明的各個特征有時被一起歸組在單個實施例、附圖、或者其描述中。然而，公開的該方法不應被解釋為反映要求保護的本發(fā)明需要多于在每一項權利要求中明確敘述的特征的意圖。相反，如所附權利要求反映的，發(fā)明性方面在于少于單個在前公開的實施例的所有特征。因此，詳細描述之后的權利要求由此被明確地結合到該詳細描述中，其中每一項權利要求本身代表本發(fā)明的單獨實施例。

此外，盡管此處描述的一些實施例包括其他實施例中所包括的一些特征但沒有其他實施例中包括的其他特征，但是不同實施例的特征的組合意圖落在本發(fā)明的范圍內，并且形成如本領域技術人員所理解的不同實施例。例如，在所附的權利要求書中，所要求保護的實施例中的任何實施例均可以任何組合來使用。

在本文中所提供的描述中，闡述大量具體細節(jié)。然而，應當理解可在沒有這些具體細節(jié)的情況下實踐本發(fā)明的實施例。在其他實例中，為了不混淆對本說明書的理解，未詳細地示出熟知的電路、結構和技術。

定義

在本發(fā)明中提及“斬波器”，意思是指以下塊:該塊具有用于接收輸入信號x(t)的輸入端口和用于接收控制信號m(t)(尤其是具有交替值+1和-1的周期性塊波(blockwave))的控制端口，并且被適配成用于提供輸出信號y(t)，該輸出信號可被以數學術語表示為乘積：y(t)＝m(t)x(t)。輸出信號具有與輸入信號相同的性質，例如兩者都是電壓，或兩者都是電流。輸入和/或輸出信號可以是差分信號，在這種情況下，實際信號由端口的兩個節(jié)點處的電壓或電流的差定義。輸入和/或輸出信號可以是單端信號，在這種情況下，實際信號被定義成相對于恒定參考電壓(例如地)或參考電流的表示輸入端口的一個節(jié)點處的電壓或電流。在本領域中已知的是，在大多數情況下斬波器可用不多于四個的開關來實現。例如在文獻[enz96]的圖15(單端輸入、差分輸出)和圖54(差分輸入和輸出)中提供了示例。還已知的是，具有相同調制信號m(t)的兩個這樣的斬波器的串聯(lián)連接提供等于被施加到第一斬波器的原始信號的信號。還已知的是，經斬波的信號的頻譜對應于輸入信號的頻譜與具有減小的幅值并位于1×fc、3×fc、5×fc等(fc是斬波頻率)的一系列δ函數(deltafunction)的卷積。感興趣的讀者可參考例如在

背景技術：
部分中提到的文獻[enz96]的圖9。

在本發(fā)明中，提及“零階保持”電路(縮寫為zoh)，意思是說具有在預定義的時間間隔t內等于1.0并且在其他地方等于0的不帶幅值量化(除了根據物理量(諸如舉例而言，整數數量的光子或電子)的幅值量化)的脈沖響應函數f(t)的電路。通常，采樣和保持電路或零階保持電路以頻率fs被周期性地采樣，在這種情況下，預定義的時間間隔t可以等于采樣周期ts＝1/fs，但這不是絕對必要的，并且t也可被選擇為采樣周期ts的另一部分，優(yōu)選地為采樣周期的至少50％，例如采樣周期的50％或75％。這意味著模數轉換器(adc)，甚至10位adc或12位adc或16位adc不符合如本文所定義的“零階保持電路”。

在本文中，術語“零階保持電路”以及“采樣和保持電路”被用作同義詞。

在本發(fā)明中，在說明塊b(或組件b)被布置在塊a(或組件a)的“下游”時，意思是指塊a的(或一個)輸出直接地(即，沒有任何中間塊或組件)，或者間接地(即僅通過幾個，例如其間的僅一個或僅兩個組件或塊(比如一個求和元件，或被串聯(lián)連接的兩個求和元件，或電阻分壓器等))被連接到塊b的(或一個)輸出。換句話說，這因此意味著塊a和塊b被串聯(lián)連接，任選地在其間具有少量(例如，僅一個或僅兩個)其他塊或組件。作為示例，圖2的第一跨導g1位于第一斬波器ch1的“下游”，使得第一斬波器ch1的輸出被“直接連接”到第一跨導g1的輸入。作為另一個示例，圖2的電流積分器ci1位于第二斬波器ch2的“下游”，但是在它們之間存在求和元件s1，因此電流積分器ci1的輸入盡管被間接地連接到第二斬波器ch2的輸出，但是其間僅有一個組件s1。

在本發(fā)明中，在說明塊a被布置在塊b的“上游”時，意思是說塊b被布置在塊a的“下游”。

除非另有明確提及，否則術語“反饋信號”(無前綴第一或第二)指的是“第一反饋信號”，術語“反饋路徑”(無前綴第一或第二)指的是“第一反饋路徑”。

除非另有明確提及，否則術語“采樣頻率”(無前綴第一或第二)指的是被施加到第一反饋路徑的采樣和保持塊的采樣頻率fs。事實上，所示的其中兩個不同采樣頻率被使用的唯一實施例是其中被明確提及的圖15的實施例。

術語“反饋路徑”和“反饋環(huán)路”被用作同義詞。

在本文檔中，表述“第二反饋環(huán)路”和“偏移反饋環(huán)路”被用作同義詞。

在本發(fā)明中，提及“電流源”，意思是說能夠向節(jié)點提供基本上與該節(jié)點的電壓無關的電流的組件。通常，電流源具有非常大的輸出阻抗，例如至少1k歐姆，或至少10k歐姆。(因此，電源電壓節(jié)點vdd或接地節(jié)點gnd不符合作為“電流源”，因為這些節(jié)點通常具有非常小的輸出阻抗)。

術語“低噪聲”以其在放大器電路的領域中，更具體而言在以半導體設備實現的放大器電路的領域(比如包括傳感器元件和放大器電路的傳感器產品)中的公知含義被使用。

許多不同類型的放大器電路在本領域中是已知的，并且它們被用于放大各種信號的各種不同應用，并且對于每個應用，放大器電路的要求(例如在帶寬、增益、噪聲、輸入電平/功率、輸出電平/功率、功率效率、群延遲等方面)可較大程度地改變。例如，對于高質量音頻信號，信號的有用帶寬通常為20hz至20khz，但是輸入和輸出電平(或功率)在助聽器中的放大器、用于家庭影院系統(tǒng)的放大器和用于搖滾音樂會的揚聲器的放大器之間顯著地變化。無線通信系統(tǒng)(例如無線電、衛(wèi)星)通常必須在相對高的帶寬處放大非常小的信號，但是應當清楚的是，對于深空通信的要求將更加嚴格。

本發(fā)明涉及諸如能夠例如從傳感器獲得的低電平信號(諸如舉例而言由熱電偶或熱電堆提供的(指示待測量的溫度，其可進而指示接收到的ir輻射量的)單端或差分電壓信號，或從霍爾傳感器獲得的(例如指示待測量的磁場的)差分電壓，或由惠斯通電橋提供的(例如指示絕對壓力或待測量的壓力差的)差分電壓等)的放大的領域。

在許多現有技術的應用中，對放大器輸出信號進行附加的后處理。這可包括濾波(例如，用于抑制上變頻偏移和閃爍噪聲)、附加的放大、模數轉換等。模擬后處理塊可工作在連續(xù)時間或離散時間。然而，工作在離散時間的電路是基于采樣的，并因此可能發(fā)生噪聲折疊。采樣還發(fā)生在任何類型的模數轉換中。通常，現代電子系統(tǒng)傾向于盡可能快地數字化信息，從而將盡可能多的附加功能和信號處理任務遷移到數字域。

本發(fā)明主要針對“低噪聲”放大。在本領域中已知的是，放大器的噪聲性能取決于放大器所允許消耗的電流。低噪聲放大器被專門設計，使得對于給定的最大電源電流，(以輸入作參考的)放大器噪聲被減小，例如被最小化。當放大器噪聲的量是固定的時，例如當該噪聲電平由應用(例如，取決于諸如溫度的環(huán)境條件)來施加時，低噪聲放大器拓撲減少，例如最小化所需的電源電流。

發(fā)明人的任務是找到以下電路拓撲:其可在很大程度上優(yōu)選地完全被集成在半導體設備中，并且尤其是在放大器的輸出與放大器電路之后的adc的輸入之間不使用模擬濾波器的情況下提供改進的噪聲性能。

作為特定的要求集合，本發(fā)明的放大器電路拓撲應該允許電路被完全集成，允許讀出具有1000的增益因子的傳感器元件，具有至少430khz的帶寬(3db帶寬)，而僅增加約4nv/√hz的(以輸入作參考的)噪聲，并且具有可被直接數字化(不需要附加的模擬低通濾波器)的輸出，然而本發(fā)明當然不限于滿足該特定要求集合的電路。

第一實施例

圖2示出了本發(fā)明的第一實施例的高級框圖。圖2示出了包括放大器電路的半導體電路。該電路包括以下塊：

－輸入塊，其包括第一斬波器ch1，以用于提供表示待放大的電壓信號的經斬波的輸入電壓信號vin_ch；

－第一跨導g1，其被布置在第一斬波器ch1的下游并且被適配成用于接收經斬波的電壓信號vin_ch并且被適配成用于將所述經斬波的電壓信號轉換為經斬波的電流信號i_ch；

－第二斬波器ch2，其被布置在第一跨導g1的下游，被適配成用于提供經解調電流信號i_demod；

－電流積分器ci1，其被布置在第二斬波器ch2下游，該電流積分器ci1包括用于儲存經積分的信號vint的積分電容器cint并且被適配成用于提供連續(xù)時間信號vct；

－第一反饋路徑，包括：

*采樣和保持塊s&h，其被布置在電流積分器ci1的下游并且被適配成用于接收連續(xù)時間信號vct并用于使用具有采樣頻率fs的采樣信號對所述信號進行采樣，從而提供經采樣的信號vdt，并用于提供與所述經采樣的信號vdt成比例的零階保持電壓信號vzoh；

*第一反饋塊g2，其被布置在采樣和保持塊s&h的下游，第一反饋路徑被適配成用于根據預定義的比例因子來提供與零階保持信號vzoh成比例的第一反饋信號ifb，該第一反饋信號ifb被提供給電流積分器ci1或電流積分器ci1的上游的組件或節(jié)點。

該電路被設定尺寸，即組件的值被選擇使得塊h1的連續(xù)時間信號vct輸出和待放大的電壓信號vin的幅值比vct/vin至少為2.0。

第一反饋塊g2被適配成用于提供反饋信號ifb，使得對于等于零的輸入信號vin以及進而等于零的經斬波的輸入信號vin_ch，在采樣周期開始時被儲存在積分電容器cint上的電荷在采樣信號的一個單個采樣周期ts期間被線性移除，這樣該電荷在單個采樣周期ts結束時被完全移除。

每個斬波器被適配成工作在斬波頻率fc。盡管附圖中未明確示出，但是信號m(t)代表“調制信號”，并且其具有被稱為“斬波頻率fc”的頻率fc。

采樣和保持塊s&h被適配成工作在“采樣頻率fs”。采樣頻率fs等于斬波頻率fc，或者是其整數倍，該整數大于零。這可用數學術語表示為：fs＝n.fc，其中n可被選擇為1、2、3等。在附圖中，采樣信號有時由“tn＝n.t”(例如參見圖2至圖7和圖10至圖13)表示，其中t是采樣周期t＝1/fs，或者有時由“fs”(例如參見圖14至圖28和圖31)表示，但是含義是相同的。

信號vct、vdt和vzoh中的一個或多個可被提供作為輸出信號，但這不是絕對必要的。信號vct是連續(xù)時間信號，因此可以在放大器需要接合到連續(xù)時間后處理時被使用。信號vdt和vzoh是時間離散信號，因此可以在放大器需要接合到基于采樣的后處理時被使用。由于本發(fā)明相對于現有技術的重要優(yōu)點涉及在對放大器輸出進行采樣時的較低級別的噪聲折疊，所以時間離散信號的噪聲特性將作進一步描述。

放大器電路的強制組件(即第一斬波器ch1、第一跨導g1、第二斬波器ch2、積分器ci1、采樣保持塊s&h以及第二反饋塊g2)可被完全集成在半導體設備中。優(yōu)選地，這些組件位于單個管芯上。

要指出的是，該高級框圖可被實現以用于放大單端信號，或者可被實現以用于放大差分信號。將高級原理圖轉換為實際芯片實現(在組件或寄存器級)的步驟不在本文檔的范圍之內。

電路的所有斬波器ch1、ch2被適配成用具有斬波頻率“fc”的斬波信號m(t)進行操作，并且采樣和保持塊s&h被適配成用具有采樣頻率fs的采樣信號s(t)進行操作。圖8中示出了采樣信號s(t)和斬波信號m(t)的示例，但是其他波形也可被使用。采樣信號和斬波信號可從集成電路外部被施加，或者優(yōu)選地它們至少部分地在同一集成電路中被生成。例如，集成電路可包括可能可連接到外部晶振或外部定時信號的時鐘電路，并且可包含時鐘分頻器電路。這樣的電路在本領域中是已知的，因此在這里不需要作進一步描述。

虛線部分(尤其是濾波器h1、濾波器f2、adc、cpu、mem)是任選的。

塊h1是任選的。如果存在，則塊h1可包括附加的濾波，例如一階無源濾波器。但是該塊還可包括積分器或甚至放大器。

為了不模糊本描述，除非另有明確提及，否則本發(fā)明將被描述為不存在塊h1，在這種情況下，假定積分器ci1的輸出被連接到采樣和保持塊的輸入。

圖2的實施例可任選地進一步包括模數轉換器adc。要指出的是，adc(如果存在的話)被布置在反饋環(huán)路的外部。這提供的優(yōu)點在于，反饋環(huán)路不會由于幅值量化而遭受增加的噪聲，并且放大器電路的速度不受限于adc的速度，并且adc可以以任何已知的方式來實現，例如，以流水線方式。adc(如果存在的話)可被連接在積分器ci1的下游，而沒有中間模擬濾波器。替代地，rc濾波器(例如一階rc濾波器)可在積分器ci1和adc之間的塊h1中被提供。經數字化的輸出vq取決于應用可在內部(例如通過微處理器cpu)被使用和/或可被提供為數字輸出信號。

集成電路還可包括以本領域已知的方式被連接到一個或多個存儲器(例如ram、rom、flash、nvram等)的數字控制器或數字處理器，例如可編程微控制器或硬編碼狀態(tài)機。數字處理器可被適配成用于接收由上述adc數字化的值vq，并且用于在數字域中執(zhí)行計算，諸如舉例而言用于基于從多個霍爾傳感器獲得的值(其可借助上述(參見圖7)的一個或多個放大器電路被讀出)來計算角位置，但是本發(fā)明不限于角位置傳感器。

如上文已經討論的，圖2的電路可進一步包括開關電容電路，例如開關電容濾波器f2。與通常遭受實質的工藝變化和隨溫度的漂移的開關電容電路的連續(xù)時間對應電路相比，開關電容電路通常具有更強健的特性。開關電容濾波器的設計是一個非常成熟的領域。

圖2的電路工作原理：

盡管圖2的電路的每個單獨組件的特性是已知的，但是作為整體的圖2的電路的性能(尤其是在其噪聲特性方面)不能被輕易地構想，部分是因為該電路具有反饋環(huán)路，但尤其是因為該電路部分地在連續(xù)時間并且部分地在離散時間中工作，此外該電路基于可以相同(例如fs＝fc)或者可以不同(例如fs＝2.fc)的兩個頻率fs、fc。

實際上，前向路徑(從電壓輸入節(jié)點到電流積分器ci1并且包括電流積分器ci1)在連續(xù)時間中工作，而反饋路徑(包括第二跨導g2)的特性基于在離散時間被采樣的值vdt。盡管具有連續(xù)時間反饋環(huán)路的連續(xù)時間系統(tǒng)的性能(穩(wěn)定性、放大等)在現有技術中是公知的，但是混合時間電路的性能未被很好地理解。

注意到，采樣和保持塊被認為是“反饋路徑”的一部分，而不是“前向路徑”的一部分，但是包含反饋環(huán)路的電路的“前向路徑”與“反饋路徑”之間的確切邊界在某種程度上是任意的，并且與本發(fā)明不相關。為了避免混淆，術語“下游”和“上游”被用來描述電路中組件的相對位置。

為了獲得對時域中發(fā)生了什么的更好理解，將首先分開描述電路的不同部分。作為整體的電路的性能將在稍后(結合圖14至圖20)進行描述。

包含ch1+g1+ch2的子電路的性能：

來自第一斬波器ch1、第一跨導g1和第二斬波器ch2的部分電路的性能被假定為是很好理解的。簡而言之，第一斬波器ch1調制輸入電壓信號vin以將基帶信號(即，dc和低頻)移動到其中沒有顯著的閃爍噪聲的(斬波頻率fc和fc的奇數倍附近的)較高頻率?？鐚1將電壓信號轉換為電流信號，并且不可避免地添加了一定量的噪聲。第二斬波器ch2將由第一跨導g1添加的噪聲調制到(fc附近的)較高頻率，同時將(fc附近的)電流信號解調回基帶。結果，由跨導g1引入的噪聲被上變頻到遠離基帶的較高頻帶。該特性在本領域中是已知的。

ci1的特性：

假設第一反饋信號ifb為零，并且積分電容器(電流積分器ci1的一部分，但未明確示出)的初始狀態(tài)為零，則如顧名思義的，電流積分器ci1的特性是對解調電流i_demod進行積分，從而將電流i_demod轉換為電壓vint。例如，如圖9中的曲線93和94所例示，恒定電流i_demod將導致儲存在積分電容器上的電荷隨時間的線性增加，并因此導致電流積分器ci1的輸出電壓隨時間的線性增加。同時，這種集成具有固有的濾波特性，因為積分平均化了高頻信號。這種固有的濾波特性抑制了高頻噪聲分量，從而提供對放大器的低噪聲特性的第一個貢獻。在實踐中，輸入信號vin可以不是恒定的，而是可在時間間隔ts期間變化，在這種情況下，信號93、94將偏離線性曲線。

采樣和保持塊的特性：

采樣和保持塊的行為在本領域中是公知的，并且可例如通過(工作在采樣頻率的)開關和用于儲存電荷的電容器(其后可能跟隨著用于允許讀出電容器電壓而不從電容器移除電荷的緩沖器)來實現。要指出的是，在本發(fā)明的實施例中，采樣和保持電路儲存連續(xù)幅值信號(也稱為“模擬信號”)，而不是離散幅值信號(也稱為“量化信號”)。因此，被串聯(lián)連接的adc和dac不符合作為本發(fā)明的s&h塊。采樣和保持塊的輸出信號在本文被稱為“零階保持電壓”vzoh。采樣和保持塊的輸入電壓可以是積分器電壓vint、通過任選濾波器塊h1與vint相關的信號vct，或者任何這些(例如借助分壓器)按比例縮小的信號。實際上，如果電路的增益為例如1000，則經積分的信號需要在反饋路徑中被衰減1000倍。該衰減可完全在采樣和保持塊的下游的第二跨導g2中被實現，或者可在采樣和保持塊的上游被部分地衰減。

第一反饋路徑的特性：

發(fā)明人想到(直接或間接地)在電流積分器ci1的上游提供第一反饋信號，并且以這樣的方式設定反饋路徑的尺寸，使得在時間t1＝n.ts時存在于積分電容器cint上的電荷將在時間t2＝(n+1).ts(即恰好一個周期ts＝1/fs(假設輸入信號vin為零)之后)被完全移除。根據本發(fā)明的實施例，該功能可通過提供與零階保持信號vzoh成比例的(第一)反饋信號ifb來實現。雖然比例反饋路徑可在不同位置處具有一個或多個符號反轉，但凈效應是提供負反饋(由圖2中的求和元件s1的負號示意性地指示)。如圖9中由直線91和直線92所例示，如果輸入信號vin(或vin_ch)為零，則比例反饋信號將線性移除積分電容器ci1上的電荷。

在電路的正常工作期間，當輸入信號vin以及因此還有i_demod不為零時，在求和元件s1中從解調信號i_demod中減去反饋信號ifb，并且經組合的電流i_delta將被施加到電流積分器ci1的輸入。結果是積分電容器上的電壓作為信號91與信號93之和從時間t＝(n-1).ts變化到t＝n.ts，并因此從值vn-1逐漸變化到vn。然后，vzoh的新樣本被獲取，并且根據信號92，積分電容器被放電(舉例而言，如果h1不存在則被線性地放電)，同時根據信號94(不一定線性地)被充電，一同將與電容器上的電荷相對應的電壓從vn移動到vn+1，等等。注意到，由于施加了特定的離散反饋，積分器在時間n.ts的任意狀態(tài)在一個周期ts之后被完全擦除，并且積分器在時間(n+1).ts的新狀態(tài)僅由輸入信號在采樣周期ts上的積分來確定。還注意到，輸入的突然變化導致電流i_demod的立即變化，其直接改變積分輸出信號vint演變的方向。因此，積分器輸出具有基本上小于積分間隔ts的低等待時間(延遲)。對于一些應用，這樣的低等待時間響應是有利的。

整個電路的性能：

細心的讀者可能已經認識到信號vn-1、vn、vn+1在每個周期不改變符號，因為第一斬波器ch1在調制時第二斬波器ch2正用相同的斬波器信號m(t)進行解調并因而彼此抵消。因此，從放大器輸入電壓vin到積分器輸出電壓vint不存在頻率上的凈平移。相比而言，第一跨導g1的偏移和閃爍噪聲已被上變頻到斬波頻率fc，并且在某種程度上通過ci1的積分被濾除。需要額外的努力來識別出積分器輸出vint是輸入信號vin的經放大的版本，尤其是因為從輸入到輸出的傳遞不是時不變的(即，輸入信號vin的時間上的任意移動可導致不同于被移動相同時間的同一輸出信號的輸出信號)。盡管如此，系統(tǒng)表現為具有低頻增益a0的放大器，其可由以下數學公式表達：

a0＝(ts.g1)/cint[1]

其中ts＝1/fs是采樣和保持塊工作的采樣周期，g1是第一跨導的跨導，并且cint是積分電容器的電容。

最令人驚奇的效果來自于對電路在噪聲方面的性能的分析。通常，時域中的采樣導致由于超過奈奎斯特頻率的噪聲分量折疊到基帶中而造成的增加的噪聲。然而，如將借助于仿真和計算被進一步展示的，與所期望的相反，基于采樣的反饋路徑與具有連續(xù)時間比例反饋的放大器相比導致具有較少噪聲折疊的放大器。因此，該電路(如果被適當地設定尺寸)可在噪聲減小方面提供顯著的改進，就本發(fā)明人所知，其在現有技術中是前所未有的(假設相同的電流消耗)。

設定組件尺寸的可能方法：

雖然圖2的電路的一些塊(例如，斬波器ch1、ch2、采樣和保持塊s&h、求和器s1)的特性是固定的，但是在特定技術中的這些塊的實現中，在一些塊(比如跨導g1、電流積分器ci1(尤其是其積分電容器cint)、跨導g2)的實現和尺寸設定中，以及在采樣頻率fs和斬波頻率fc方面仍然存在設計自由度。

決定斬波頻率的考慮與對于現有技術電路的情況非常類似。對于給定的輸入信號，斬波頻率fc需要至少大于輸入信號的帶寬fbw，即比率fc/fbw需要大于1。在現有技術中，當技術上可能時，通常優(yōu)選較大的fc/fbw比率(例如因子10或更大)，因為這有助于對于經上變頻的偏移和閃爍噪聲的抑制。然而，對于斬波頻率通常存在實際的上限，例如：以保持由于斬波器開關的電荷注入而造成的殘余偏移足夠低(隨斬波器頻率fc增加)，或者鑒于寄生rc效應而(舉例而言，當切斷傳感器時)具有足夠的穩(wěn)定。為了明確剩余的尺寸設定，斬波頻率可被認為是給定的。

在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，采樣頻率fs被選擇為等于n.fc，其中n是大于零的整數值，例如n＝1或n＝2。然后，塊(g1、ci1、g2)的組件可被設計成，例如以便獲得大于2.0(例如1000)的預定義的增益因子a0，并且使得電容器上的電荷在一個采樣周期ts＝1/fs(假設輸入信號為零)之后被移除。后者的“狀態(tài)擦除”條件可用數學形式表達為：

ts.g2/cint＝1[2]

其中ts＝1/fs是采樣周期，g2是反饋塊的跨導，并且cint是積分電容器的電容。該條件可被用來推導出積分電容器的尺寸為：。

cint＝ts.g2[3]

將公式[1]和[2]進行組合，允許將增益被寫為第一和第二跨導的比率，即：

a0＝g1/g2[4]

其中g1是第一跨導，并且g2是第二跨導。

細心的讀者將會意識到存在三個變量：g1、g2和cint，但此時僅有兩個要求，如公式[3]和公式[4]所示。剩余的要求來自放大器的被定為目標的噪聲性能，其受輸入跨導g1支配。本領域技術人員可根據預想的噪聲特性來選擇適當的g1。當g1被選擇得太小時，放大器電路的(以輸入作參考的)白噪聲可能不夠低。當g1被選擇得太大時，電路消耗比所需要的電流更多的電流。

圖2的電路的變體：

在描述電路的噪聲特性之前，將描述圖2中所示電路的多個變體。具體而言：

－如將在圖3至圖7中所例示的，可使用提供經斬波的電壓信號的不同輸入塊，以及

－如圖10至圖13所例示的，可使用不同的第一反饋路徑，以及

－如圖14和圖15所例示，可任選地添加第二反饋路徑。

不同的輸入塊：

在圖2的實施例中，待放大的電壓信號來自節(jié)點，舉例而言來自相同管芯上的節(jié)點，或來自半導體襯底的焊盤，或來自經封裝的半導體設備的引腳。

在圖3中，待放大的電壓vin來自內部電壓源，例如來自嵌入式傳感器(諸如舉例而言，熱電偶或熱電堆)。該電壓可以是單端電壓或差分電壓信號。

在圖4中，待放大的電壓由被連接到內部阻抗(例如電阻)或互阻抗z(例如惠斯通電橋)的內部電流源(該電流源舉例而言與內部阻抗或互阻抗z串聯(lián)聯(lián)結)生成。圖4中所示的所有組件可位于單個管芯上。

在圖4的電路的變體(未示出)中，待放大的電壓由被連接到內部阻抗或互阻抗z的內部電壓源生成。

在圖4的電路的變體(未示出)中，被用于阻抗或互阻抗z的激勵的電流或電壓來自節(jié)點(舉例而言來自焊盤或引腳)，而阻抗或互阻抗z是集成電路的一部分。例如，激勵源可位于集成電路的外部，在(例如經由接合線或以任何其他方式)被連接到第一管芯但被封裝在同一芯片封裝中的第二管芯上。

在圖4的另一變體(未示出)中，電流源和阻抗或互阻抗z或者一般而言激勵源和阻抗或互阻抗可位于被連接到第一管芯的第二管芯上，該第一管芯包括至少第一跨導g1、第二斬波器ch2、電流積分器ci1、采樣和保持塊c&h以及第二跨導g2。

在圖4的另一變體(未示出)中，偏置源或激勵源(例如電流源或電壓源)是第一管芯的一部分，并且阻抗或互阻抗是第二管芯的一部分。

圖5示出了圖4的變體，其中第一斬波器ch1位于阻抗或互阻抗z的下游?！按糯蟮碾妷盒盘枴笔窃诘谝粩夭ㄆ鱟h1接收到非交變信號m(t)＝+1的情況下將被生成的電壓。圖5中所示的所有組件可位于單個管芯上。

在圖5的電路的變體(未示出)中，內部電壓源代替圖5中所示的內部電流源被用于激勵。

在圖5的電路的變體(未示出)中，偏置或激勵電流或電壓來自節(jié)點(例如來自焊盤或來自引腳)，而阻抗或互阻抗z是第一管芯的一部分，其中g1、ch2、ci1、s&h和g2也位于該第一管芯中。在又一變體中，激勵電流源和阻抗或跨阻抗z都位于不同于第一管芯的第二管芯上。

在圖6中，輸入塊包含偏置源(這里：偏置電壓vbias)和換能器tr(這里：具有被布置在膜上的四個壓阻元件的惠斯通電橋，該膜根據待測量的壓力可變形)。類似于圖5，第一斬波器ch1位于換能器tr的上游，使得偏置源vbias被斬波?！按糯蟮碾妷盒盘枴笨杀灰暈樵诘谝粩夭ㄆ鱟h1將接收非交變信號m(t)＝+1的情況下將被生成的電壓信號。

在圖7中，輸入塊包含偏置源(這里：偏置電壓或偏置電流)和換能器tr(這里：霍爾元件)。這樣的換能器在本領域中是公知的(例如，作為水平霍爾板或者作為垂直霍爾板)，并且能夠將磁場分量(例如，垂直于霍爾元件的平面的分量)轉換為電信號。類似于圖6的實施例，第一斬波器ch1位于換能器tr的上游，使得偏置源被斬波?！按糯蟮碾妷盒盘枴笨杀灰暈樵诘谝粩夭ㄆ鱟h1將接收非交變信號m(t)＝+1的情況下將被生成的電壓信號。借助ch1對輸入信號進行斬波的動作可伴隨被用于激勵的換能器節(jié)點和被用于感測的換能器節(jié)點的改變，這是例如當應用一個或多個霍爾元件的所謂的“自旋電流讀出”技術時的情況。偏置源和第一斬波器ch1以及換能器tr可位于與組件g1、ch2、ci1、s&h和g2所處相同的管芯上，或者偏置源和第一斬波器ch1以及換能器可位于不同于第一管芯的第二管芯上。

在另一個實施例(未示出)中，輸入塊還包括將物理(例如，非電)信號或激勵轉換為電壓信號的這種類型的換能器tr，該換能器被布置在第一斬波器ch1的上游，以用于響應于物理(例如，非電)信號或激勵來提供待放大的電壓信號vin。

換能器可例如包括被適配成用于響應于施加在換能器上的壓力而生成電壓的壓電材料，或者換能器可例如包括被適配成用于響應于入射到光伏元件的光而生成電壓信號的光伏元件，或被適配成用于將電磁能轉換成電壓信號的天線，或者一般而言，被適配成用于將能量信號轉換為電壓信號的任何種類的換能器。類似于上面所提及的，換能器可在與放大器電路所處相同的管芯上被實現，或者可在單獨的管芯上被實現。圖6和圖7的實施例的變體(未示出)可具有被連接到換能器的另一偏置源(例如電流偏置)或激勵源(例如用于施加具有預定義頻率的正弦信號)。偏置源和第一斬波器ch1以及換能器tr可位于與組件g1、ch2、ci1、s&h和g2所處相同的管芯上，或者偏置源和第一斬波器ch1以及換能器可位于不同于第一管芯的第二管芯上。

不同的第一反饋路徑：

在圖2中，第一反饋信號被反饋到位于第二斬波器ch2與電流積分器ci1之間的求和元件s1。然而，本發(fā)明不限于此，并且反饋信號還可被反饋到電流積分器ci1的上游的其他位置，例如如圖10至圖13所例示。然而，取決于反饋信號被施加在何處，反饋路徑可包含或不包括第三斬波器ch3，并且可包含縮放器或衰減器(電壓輸入，電壓輸出)或跨導g2(電壓輸入，電流輸出)，更具體地：

如果反饋信號作為電壓信號vfb被施加，則反饋路徑包含比例縮放器。如果反饋信號作為電流信號ifb被施加，則反饋路徑包含跨導g2。如果反饋信號被施加在第二斬波器ch2的下游或第一斬波器ch1的上游，則非經斬波的反饋信號將被提供。如果反饋信號被施加在第一斬波器ch1與第二斬波器ch2之間，則經斬波的反饋信號將被提供，在這種情況下，反饋路徑附加地包括以與第一和第二斬波器ch1、ch2相同的頻率fc斬波的第三斬波器ch3。因此，可以理解為什么：

*在圖10的實施例中，第一反饋信號ifb_ch作為經斬波的反饋電流被提供給位于第一跨導g1與第二斬波器ch2之間的電流求和節(jié)點或電流求和元件s1。第一反饋路徑包含第三斬波器ch3和跨導g2；

*在圖11的實施例中，第一反饋信號ifb_ch作為經斬波的反饋電流被提供給第一跨導g1(例如，給其內部節(jié)點)。第一反饋路徑包含第三斬波器ch3和跨導g2；

*在圖12的實施例中，第一反饋信號vfb作為經斬波的電壓信號被提供給位于第一斬波器ch1與第一跨導g1之間的電壓求和元件s1。第一反饋路徑包含第三斬波器ch3和實現恒定縮放因子1/a的縮放器g2；

*在圖13中，第一反饋信號作為非經斬波的電壓信號被提供給位于第一斬波器ch1的上游的電壓求和元件s1。第一反饋路徑包含實現恒定縮放因子1/a的縮放器，但不包含第三斬波器ch3。

任選的第二反饋路徑：

圖14示出了圖10的實施例的變體，還包括用于減小放大器的偏移和閃爍噪聲的影響的第二反饋路徑。第二反饋路徑包括用于對放大器的輸出信號vct或vdt或vzoh進行斬波的第三斬波器ch3以及第三斬波器的下游的濾波器h3。在圖10中，第一反饋路徑已包含了第三斬波器，并且相同的斬波器ch3還被用在第二反饋路徑，但是這不是絕對必要的，并且單獨的斬波器也可被使用。電路的所有斬波器以斬波頻率fc斬波。濾波器h3具有包括至少一個積分的傳遞函數，并且優(yōu)選地在斬波頻率fc處具有零點，該零點優(yōu)選地源自低通有限脈沖響應(fir)因子(諸如當fs＝2fc時為(1+z^-1)，就像圖14的優(yōu)選實施例的情況一樣)，但是本發(fā)明不限于此。

第二反饋路徑的優(yōu)點在于，其可進一步減少經上變頻的偏移和閃爍噪聲的量。第三斬波器ch3將經上變頻的噪聲解調到低頻，由濾波器h3對其進行積分，并作為偏移補償信號vfb2反饋。附加地，放大器輸出信號通過ch3被上變頻到fc，其很大程度上被積分和h3的任選零點阻塞。

在圖14所示的具體實施例中，第二反饋路徑將第二反饋信號作為壓信號vfb2提供給被布置在第一斬波器ch1與第一跨導g1之間的求和元件s2，但是本發(fā)明不限于此，并且提供第二反饋信號的其他方式是可能的。第二反饋信號可作為電壓或作為電流被提供。在后一種情況下，可能存在附加的跨導。第二反饋信號可被提供給第二斬波器ch2的上游的另一組件或節(jié)點，具體而言是在提供經斬波的輸入信號vin_ch的節(jié)點與第二斬波器ch2之間。第二反饋信號還可作為經斬波的電流被提供給電流積分器ci1。

構想關于第二反饋路徑的以下選項：

a)不提供第二反饋路徑(例如在圖2至圖10中所示)；

b)第二反饋信號作為電壓信號vfb2被提供給位于第一斬波器ch1與第一跨導g1之間的電壓求和元件(例如在圖14和圖15中所示)；

c)第二反饋信號作為(電壓或電流)反饋信號被提供給第一跨導g1的內部節(jié)點(未示出)；

d)第二反饋信號作為電流信號被提供給位于第一跨導g1與第二斬波器ch2之間的電流求和節(jié)點或電流求和元件(未示出)。

e)第二反饋信號作為經斬波的電流被提供給電流積分器ci1，在這種情況下，在h3的輸出與電流積分器ci1之間存在附加的斬波器，該附加的斬波器以與ch2相同的斬波頻率fc工作(未示出)。

要指出的是，上面(關于圖2到圖7)描述的輸入塊的所有組合，以及上面(關于圖10至圖13)描述的第一反饋路徑的所有組合，以及上面(關于圖14和圖15)描述的第二反饋路徑的所有組合(如果被相應地設定尺寸的話)是本發(fā)明的可能實施例。非窮舉表(表1)列出了作為根據本發(fā)明的電路的實施例的特征的具體組合。

表1：作為本發(fā)明的實施例的特征的組合

未明確示出但類似于表1的另一個表2(并且n是大于零的整數，優(yōu)選地n＝1或n＝2)可被形成，其針對第一反饋路徑包含“圖11”而不是“圖10”，從而列出了根據本發(fā)明的另一組實施例。

未明確示出但類似于表1的另一個表3(并且n是大于零的整數，優(yōu)選地n＝1或n＝2)可被形成，其針對第一反饋路徑包含“圖12”而不是“圖10”，從而列出了根據本發(fā)明的另一組實施例。

未明確示出但類似于表1的另一個表4(并且n是大于零的整數，優(yōu)選地n＝1或n＝2)可被形成，其針對第一反饋路徑包含“圖13”而不是“圖10”，從而列出了根據本發(fā)明的另一組實施例。

細心的讀者將認識到圖14的電路中的第三斬波器ch3是第一反饋路徑和第二反饋路徑的公共組件，但是對于本領域技術人員來說顯而易見的是，還有可能提供在第一反饋路徑中具有斬波器并且在第二反饋路徑中具有另一個單獨的斬波器(即，作為兩個不同的物理組件)的電路。

本領域的技術人員還清楚，在包括zoh之后是第三斬波器ch3的的任何前述實施例中，當采樣頻率fs＝n.fc(其中n是等于或大于2的整數值)時，這兩個組件的順序可互換。在這種情況下，zoh塊提供經斬波的輸出信號而不是未經斬波的信號。

圖15示出了圖14的變體，其中第一反饋路徑包含以等于大于零的整數n(例如n＝1或n＝2)乘以斬波頻率fc的第一采樣頻率fs1工作的采樣和保持塊以及第三斬波器ch3，而第二反饋路徑包含以等于斬波頻率fc的兩倍(即fs2＝2.fc)的第二頻率fs2工作的采樣器和以斬波頻率fc工作的第四斬波器ch4以及具有如上所述的傳遞函數h3的偏移反饋塊。取決于確切的實現，第二反饋路徑可任選地進一步包括用于延遲(例如用于ch2的)斬波器調制信號m的裝置，經延遲的調制信號被施加到ch4。

第二反饋路徑的尺寸設定

第二反饋路徑的目的是減少與(多個)輸出信號中的經上變頻的偏移和閃爍噪聲相對應的頻譜分量。由于經上變頻的偏移和閃爍噪聲可參考輸入(vin)，所以第二反饋環(huán)路對從輸入vin到放大器輸出的總傳遞的作用是衰減斬波頻率fc及其奇數倍周圍的頻率。特定濾波器h3的選擇以及其參數的大小設定影響陷波的深度和寬度。合適的濾波器h3的示例具有以下形式：h3(z)＝α(1+1/z)/(z-1)，其中α是待設定大小的比例因子，并且其中分母表示積分，并且分子是fir因子(1+1/z)。

由于無處不在的計算能力，設定該濾波器尺寸的任務可借助對各種參數值的仿真來被數值地找到。但是，分析技術也是可行的。包括ch3、濾波器h3(z)和ch2的反饋路徑的經組合的動作可被建模為傳遞h3(-z)＝α(1-1/z)/(z+1)，即在濾波器h3之前和之后的斬波的動作可被理解成實現h3濾波器的頻率變換(z→-z)。這允許導出圖14中的系統(tǒng)的等效系統(tǒng)級模型，其不再包含斬波器(但是在環(huán)路內部仍然包含采樣)。剩下的是經采樣數據反饋系統(tǒng)，其可根據本領域已知的方法(例如根據《數字和經采樣數據控制系統(tǒng)》("digitalandsampled-datacontrolsystems",j.t.tou,mcgraw-hillbookcompany,inc.,1959.))來進行分析和設定尺寸。

根據圖14和圖15的討論，將清楚的是，所討論的表1、表2、表3和表4中列出的每個實施例可用以下來實現：

i)(如圖14中的)第一反饋路徑的工作在fs1＝2.fc下的采樣器和第二反饋路徑的同樣工作在fs2＝2.fc下的相同或物理上不同的采樣器，或者

ii)(如圖15中的)第一反饋路徑的工作在fs1＝n.fc下的第一采樣器和第二反饋路徑的工作在fs2＝2.fc下的第二采樣器，n是大于零的整數(例如n等于1)，從而使可能的變體的數量至少增加一倍。

仿真結果：

圖14中所示出的電路的性能針對fs＝2.fc進行仿真，但是如以上所指示的，本發(fā)明不限于此，并且fs/fc也可以是大于零的另一整數，例如在1至10的范圍內的任何整數。在圖2至圖14中所示的電路的優(yōu)選實施例中，比率fs/fc是1或2。

時域中的特性：

圖16示出了針對各組件的示例性值的作為系統(tǒng)級仿真模型的圖14的電路的simulink模型。

圖17示出了由圖16的高級模型所仿真的圖14的電路可獲得的連續(xù)時間輸出信號vct的示例。該圖例示了尤其是在存在dc偏移(在仿真模型中被明確地添加為“霍爾板偏移”，表示dc偏移值)的情況下第二反饋環(huán)路的作用?？梢钥闯?，在相對較短的瞬態(tài)特性之后，dc偏移被逐漸消除。在瞬態(tài)特性期間，輸出信號具有被疊加在實際經放大的信號上的三角波信號。

頻域中的特性：

在進行本發(fā)明時，發(fā)明人不能預測采樣和保持塊(在fs處被采樣)以及(作為具有非常特定的比例因子的比例反饋信號的)第一反饋信號將對整體電路性能，尤其是對其噪聲特性具有的精確影響。為了研究噪聲折疊在反饋路徑內的影響，傳遞函數被確定，并且結果在圖18至圖21中被示出。對于高于奈奎斯特頻率fs/2的輸入頻率，輸出頻率由于折回(fold-back)而不再與輸入頻率匹配。該曲線圖指示輸入頻率被衰減了多少(而非它們折疊到哪個頻率)。

圖18示出了作為頻率的函數的輸入處的(噪聲)信號被放大或抑制了多少(其中需要理解的是，高于奈奎斯特頻率fs/2的頻率將附加地折疊到基帶中)。圖18包括三條曲線：

－曲線1801示出了沒有采樣和保持電路并且沒有第二反饋路徑(偏移反饋)的放大器電路的典型(現有技術)一階傳遞函數。該傳遞被示作具有dc增益等于a0，并且在f/fs＝0.44處的3db帶寬的一階參考特性。

－曲線1802是圖14中所示的沒有第二反饋路徑的電路(即圖10中所示的電路)的近似傳遞函數。

－曲線1803是圖14中所示的包括在fs＝2.fc的情況下的(用于偏移反饋的)第二反饋路徑的電路的模擬傳遞函數。

感興趣的頻帶是從dc到fbw＝0.44fs處的3db帶寬的頻帶。3db帶寬接近對應于f＝fs/2或f/fs＝0.5的所謂的“奈奎斯特頻率”。在實踐中，(例如來自傳感器的)輸入信號可具有較高的頻率(例如白噪聲)，但這些頻率是不想要的。“理想”放大器將以放大因子a0來放大感興趣的頻帶fbw，并且將阻塞高于fbw的所有頻率。這樣的理想放大器在實踐中不存在，并且只能被近似。現有技術中被使用的一種方法是使用具有顯著超過fbw的帶寬的經斬波的放大器，并且在此后添加更高階的連續(xù)時間濾波器，例如二階rc濾波器或巴特沃斯濾波器或橢圓濾波器或切比雪夫濾波器。雖然這樣的濾波器的設計在文獻中被充分描述，但是它們在集成電路中的實現要求有源組件(諸如運算放大器)，這導致附加的功耗。這些濾波器還必須工作在連續(xù)時間，這些濾波器由于大范圍的組件值而通常需要調諧。

然而，本發(fā)明通過將如上所述的可容易地被集成在半導體設備中的采樣和保持塊添加到第一反饋環(huán)路來采用不同的方法。這導致傳遞特性1802，其比通帶中的參考曲線稍高，并且在頻譜中在采樣頻率的倍數(即f/fs＝整數)處具有深陷波。因此，本發(fā)明提出的具有“比例離散時間反饋路徑”的放大器提供了固有濾波，(當經放大的信號被采樣時)該固有濾波導致比一階參考曲線小得多的噪聲折疊，因為曲線1802下的面積遠小于曲線1801下的面積。事實上，圖18的圖給出了錯誤的印象，因為它示出了在對數頻率標度和對數幅值標度上的圖。

圖19示出了在對數頻率標度和線性幅值標度上的圖18的曲線。圖19的曲線1901、1902和1903分別對應于曲線1801、1802和1803。

圖20示出了在線性幅值標度和線性頻率標度上的圖18的曲線的平方，其給出對噪聲改進的更好的印象，因為累積的噪聲功率應該被考慮。圖20的曲線2001、2002和2003分別對應于曲線1801、1802和1803?？梢钥闯觯阅茉谕◣?高于一階特性)以及阻帶(遠低于一階特性)中都得到了提高。

注意到，由于采樣引起的噪聲折疊僅針對高于奈奎斯特頻率的頻率發(fā)生。因此，從f＝fbw到f＝fs/2的頻率范圍中的不需要的信號仍然能夠(舉例而言，在數字域中或借助開關電容濾波器)被移除。

如以上所討論的，通過對第二反饋路徑的組件設定尺寸，系統(tǒng)的頻率響應可被調諧。例如在圖20中可以看出，對(用于偏移反饋的)第二反饋環(huán)路的組件的值設定尺寸或進行調諧可被用來提供良好的抑制，例如針對所設想的應用在斬波頻率fc(圖20中位于f/fs＝0.5處)周圍的充分抑制。在fs＝2.fc和濾波器h3＝(0.1/a0)*(fs/s)*(1+z^-1)的情況下，圖18的曲線1803示出了該第二反饋環(huán)路對固有濾波效果的影響。在該示例中，斬波頻率fc等于奈奎斯特頻率fs/2，其略微超過有用帶寬fbw。第二反饋環(huán)路在恰好是經上變頻的偏移和閃爍噪聲駐留的位置的斬波頻率fc的奇數倍處提供附加的陷波。此外，第二反饋環(huán)路可被調諧，使得其在通帶的末端附近提供附加的增益，該增益的量受到h3中的比例因子的影響。該比例因子可被選擇以得到相對平坦的通帶，這在“感興趣的頻帶”fbw的末端形成非常陡峭的過渡。

提供第二反饋環(huán)路的另一個優(yōu)點在于，陡峭邊緣(陷波在f＝fs/2處)的位置主要或單獨地由斬波頻率fc和采樣頻率fs而不是由通常具有高得多的公差(例如，超過其絕對值的10％或甚至超過其絕對值的30％)的組件值(例如電阻、電容器、電感器)來限定。

為了量化噪聲折疊的減少，可定義過量因子，其對應于在噪聲折疊范圍f>fs/2內的圖20中的曲線下的面積除以在f<fs/2(即沒有噪聲折疊)的范圍內的相同曲線下的面積?？梢钥闯?，曲線2001的過量因子為0.87，曲線2002的過量因子為0.30，曲線2003的過量因子為0.28，這被認為是本領域已知的對信號在其中被采樣而沒有中間模擬濾波的電路的最低過量因子。

采樣頻率：

在圖2至圖7以及圖10至圖13和圖15中所示的電路中，(第一)采樣頻率fs等于n.fc，其中n是大于零的整數。在優(yōu)選實施例中，n被選擇等于1或2。如果第二反饋環(huán)路存在的話，則以第二采樣頻率fs2＝2.fc對其進行采樣，這就是為什么在圖14中(其中采樣和保持電路對于第一和第二反饋環(huán)路是公共的)以fs2＝2.fc對第二反饋環(huán)路進行采樣的原因。

優(yōu)選實施例：fs＝1.fc或fs＝2.fc

上述fs＝2.fc的情況(例如，由圖2到圖7中所示的電路中的任一以及其變體所示出的)具有的優(yōu)點在于，斬波頻率fc相對較低，只比帶寬fbw大一小部分(14％)。這當(例如由于傳感器可被斬波的頻率的技術上限，或者為了避免由斬波偽像(choppingartefacts)產生的殘余偏移)斬波頻率受到限制時尤其有意義。

另一個有意義的情況發(fā)生在以頻率fc＝fs來執(zhí)行斬波(例如由圖2至圖7中所示的電路中的任一或其變體，與圖15的第二反饋環(huán)路或其變體組合例示出的)時。(與fs＝2.fc的情況相比)較高的斬波頻率導致積分器ci1對經上變頻的噪聲的更大抑制。此外，經上變頻的噪聲還通過系統(tǒng)的固有濾波，更具體地是由于在沒有第二反饋環(huán)路的系統(tǒng)中已出現的fs的整數倍處的陷波(參見圖18中的曲線1802)從而被抑制。第二反饋環(huán)路仍然可以存在以進一步抑制經上變頻的噪聲。在這種情況下，尤其有意義的是將(用于偏移反饋的)第二反饋環(huán)路連接到連續(xù)時間放大器輸出vct，并且以fs2＝2.fc來操作該環(huán)路，因為fir因子(1+z^-1)再次在斬波頻率fc處提供陷波。注意到在這種情況下，第二反饋環(huán)路中的采樣頻率(fs2)是第一反饋環(huán)路的采樣頻率(fs1)的兩倍。

獲得這些優(yōu)點的解決方案在集成電路中非常容易實現，并且與高階模擬濾波器相比幾乎沒有附加的代價。

其他實施例：

一旦被理解，本發(fā)明的解決方案(或“示教”)可相對容易地被添加到現有電路，諸如圖1所示的現有技術電路。

圖21示出了通過以下方式對圖1的現有技術電路的修改：(1)在反饋路徑中增加沒有幅值量化的采樣和保持電路，以及(2)(如以上提及的公式所表達的)為比例反饋路徑選擇非常特定的比例因子，使得(如果輸入信號vin將為零的話)電容器上的電荷在一個采樣周期ts＝1/fs中被移除，以及(3)通過選擇等于n.fc的采樣頻率fs，其中n是大于零的整數，例如n＝1或n＝2。

任選地，在采樣和保持塊的上游和下游添加第四斬波器ch4和第五斬波器ch5，但是這些斬波器ch4、ch5不是絕對必要的。當存在時，這些斬波器調制采樣和保持塊的偏移和閃爍噪聲遠離感興趣的頻帶。然而，由于采樣和保持塊對大的(經放大的)信號進行操作，因此其偏移和閃爍噪聲的相對貢獻通?？杀蝗菰S。所有斬波器ch1至ch3以及還當存在時的ch4、ch5可工作在相同的斬波頻率fc。

圖22示出作為本發(fā)明的另一實施例的圖21的電路的變體(包括第四和第五斬波器的變體)，其功能上等效于圖21的電路。實際上，其間僅具有電阻分壓器的第五斬波器ch5和第三斬波器ch3僅等效于沒有第五和第三斬波器的電阻分壓器。注意到，這里的一個斬波器在采樣和保持塊之前，因此采樣和保持塊的輸出是經斬波的信號(并且不再直接地代表放大器輸出信號)。

盡管未明確示出，但是本領域技術人員應當清楚，在圖21和圖22的實施例中，不同的輸入塊也可被應用(如圖3至圖7所例示)，并且輸入信號可以是單端或雙端(如圖6至圖7所例示)，并且第二反饋路徑可被添加。

圖23至圖25示出了具有用于dc偏移補償的附加的第二反饋環(huán)路的圖22的電路的變體。在圖23中，第二反饋信號被施加在第一跨導g1的上游。在圖24中，第二反饋信號(作為電流或作為電壓信號)被施加到第一跨導g1的內部節(jié)點。在圖25中，第二反饋信號被施加在第一跨導g1的下游。

圖21至圖25中所例示的電路的工作將不在這里作進一步描述，但是在噪聲特性方面的相同優(yōu)點被構想用于這些電路。

基于零泛器的其他實施例：

盡管圖6和圖7示出了能夠放大差分信號的根據本發(fā)明的電路的高級框圖，但是圖26示出了使用兩個運算跨導放大器ota1、ota2的實際實現的示例。

該電路的變體(未示出)可包括充當“零泛器”的其他設備。零泛器的實際實現包括提供增益的有源器件(諸如任何類型的晶體管(mosfet、雙極型等))，并且其作為零泛器的特征作為負反饋被施加到零泛器的輸入的結果而顯現。注意到，ota1和ota2的零泛器方面對理解它們如何同時實現低噪聲跨導g1(將輸入電壓轉換為電流)和電流積分器(ci1)的功能是足夠的。

圖26示出了一種半導體電路，包括：

－輸入塊，該輸入塊包括被適配成用于提供指示待放大的差分電壓信號vin+、vin-的差分經斬波的輸入電壓信號的第一斬波器ch1；

－第一運算跨導放大器ota1，該第一運算跨導放大器ota1具有被連接到第一斬波器ch1的第一輸出的非反相輸入端口“p1”，該第一ota被適配成用于提供第一輸出信號out1；

－第二運算跨導放大器ota2，該第二運算跨導放大器ota2具有被連接到第一斬波器ch1的不同于第一輸出的第二輸出的非反相輸入端口“p2”，該第二ota被適配成用于提供第二輸出信號out2；

－被適配成用于接收分別來自第一和第二運算跨導放大器ota1、ota2的第一和第二輸出信號out1、out2，該第二斬波器具有被連接到第一節(jié)點n1的第一輸出和被連接到第二節(jié)點n2的第二輸出；

－被布置在第一節(jié)點n1與第三節(jié)點n3之間的第一積分電容器cint1；

－被布置在第二節(jié)點n2與第四節(jié)點n4之間的第二積分電容器cint2；

－第三斬波器ch3，該第三斬波器ch3具有被連接到第三節(jié)點n3的第一輸入和被連接到第四節(jié)點n4的第二輸入，并且具有被連接到第一運算跨導放大器ota1的反相輸入“n1”的第一輸出，并且具有被連接到第二運算跨導放大器ota2的反相輸入“n2”的第二輸出；

－被連接到第三、第四、第五和第六節(jié)點n3至n6的電阻網絡；

－采樣和保持電路(s&h)，該采樣和保持電路(s&h)具有被連接到第一節(jié)點n1的第一輸入in1和被連接到第二節(jié)點n2的第二輸入in2以及被連接到第五節(jié)點n5的第一輸出out3和被連接到第六節(jié)點n6的第二輸出out4；

－其中形成連續(xù)時間電壓信號vct的第一與第二節(jié)點n1、n2之間的電勢差是差分輸入信號vin+、vin-的經放大的版本，第五與第六節(jié)點n5、n6之間的電勢差形成所述連續(xù)時間電壓信號vct的零階保持電壓信號vzoh；

－并且其中積分電容器cint1、cint2和電阻rfb1、rfb2、rin的值被選擇為使得連續(xù)時間信號vct和待放大的差分電壓信號vin的幅值比為至少2.0；

－并且其中每個斬波器ch1、ch2、ch3被適配成用于工作在斬波頻率fc，并且采樣和保持塊s&h被適配成用于工作在采樣頻率fs，其中采樣頻率fs等于斬波頻率fc或其大于零的整數倍n，諸如舉例而言，斬波頻率的一倍或兩倍。

圖26中示出的電阻網絡包括：

－被布置在第三節(jié)點n3與第五節(jié)點n5之間的第一反饋電阻rfb1，以及

－被布置在第四節(jié)點n4與第六節(jié)點n6之間的第二反饋電阻rfb2，以及

－被布置在第三節(jié)點n3與第四節(jié)點n4之間的第三電阻rin，

但是本發(fā)明不限于此，并且其它電阻網絡(例如梯形網絡)同樣可被使用。

注意到，ota1和ota2可被認為是單個差分放大器的兩半。

除了每個零泛器(例如ota)執(zhí)行跨導g1和電流積分器ci1的任務之外，該電路的功能與以上所提及的電路非常相同。與上述實施例相比，本實施例的優(yōu)點是其可要求較少的有源組件。

圖27示出了圖26的實施例的變型，還包括被布置在采樣和保持電路的上游和下游的第四和第五斬波器ch4、ch5。添加這些斬波器的優(yōu)點在于，采樣和保持塊的偏移和閃爍噪聲被上變頻到感興趣頻帶之外的頻率。在替代的實現(未示出)中，不存在ch4，而是采樣和保持電路的輸入in1、in2被連接到ota1、ota2的out1、out2。

圖28被添加以更好地理解圖26和圖27的電路是如何工作的。圖28示出了與圖27相同的電路，但是各組件被稍微地重新布置，并且兩個運算放大器被使用以代替ota，并且電阻被重命名，并且在圖中僅為了說明的目的而添加(虛擬)噪聲源vn。

該電路的工作原理與上面關于圖10、圖11、圖12、圖14和圖15所描述的非常相似，并且可被概括為如下：

－輸入信號vin被施加到第一斬波器ch1，

－第一斬波器ch1將有用信號頻帶(基帶)與由ota添加的噪聲(由vn表示)分離，

－運算放大器或ota在其輸出端提供電流信號i_ch，該電流的大小使得反饋電壓vfb與vin相匹配(零泛器運算)

－第二斬波器ch2將電流信號i_ch解調回基帶，導致經解調電流i_demod被施加到積分電容器cint1、cint2

－這種將經解調電流i_demod施加到積分電容器cint1、cint2導致了相應電荷的累積，積分電容器上的電壓因此提供電流積分ci1的輸出，其還提供放大器的連續(xù)時間輸出電壓vct

－第二斬波器ch2的下游的采樣和保持電路對連續(xù)時間輸出電壓vct進行采樣和保持，

－反饋路徑提供與零階保持電壓vzoh成比例的信號作為反饋信號，以在單個采樣周期fs(假設零輸入信號vin)內移除被儲存在積分電容器cint1、cint2上的電荷。

這里同樣地，采樣頻率fs是斬波頻率fc的整數倍，因此fs＝n.fc，其中n是在1到10的范圍內的整數，優(yōu)選地n＝1或n＝2。比例反饋路徑由縮放器，更具體而言是由電阻分壓器來實現的。雖然僅示出三個電阻，但是清楚的是，例如基于電阻網絡的電阻分壓器可被使用。雖然未示出，但是本領域技術人員應當清楚，不同的輸入塊可被應用(如圖3至圖7所例示)。

基于零泛器的其他實施例：

圖29示出又一現有技術放大器電路。該特定電路從analogdevices公司已知了至少二十年，但是它仍然非常受歡迎，并且該電路及其變體仍然被認為是“現有技術”(“同類中最佳”的含義)。(感興趣的讀者可在文獻中搜索“ad620”，其是經典的“ad5254”的第二代版本)(在輸出處)以虛線表示的矩形被用來將差分輸出信號轉換為單端輸出信號，這是任選的，并且如果放大器輸出需要被連接到可駐留在同一芯片上的其他差分電路，則優(yōu)選地將其省略。

圖30示出了本領域技術人員出于減少閃爍噪聲的目的如何將斬波器添加到圖29的放大器電路的經典方式。他將在放大器電路的輸入之前添加第一斬波器ch1，并且在放大器電路的輸出之后添加第二斬波器ch2。(僅出于說明的目的，第一和第二斬波器被示出作為兩個單獨的部分。)因此，圖30被認為是圖29的電路的明顯變體，并且不是本發(fā)明的實施例。

圖31示出了作為本發(fā)明的實施例的圖29的現有技術電路的不同修改。通過比較圖31和圖29可以看出，在放大器電路的輸入處還添加了第一斬波器ch1，但這是與圖30的相似性結束的地方。

實際上，發(fā)明人還添加了第二斬波器ch2，但是被布置在放大器a1、a2的輸出與積分電容器c1、c2的第一(下)端子之間，并且發(fā)明人在積分電容器c1、c2的另一(上)端子與放大器的反相輸入之間添加了第三斬波器ch3，并且發(fā)明人在放大器a1、a2的輸出與電阻網絡r1、r2、r3之間插入了采樣和保持電路，并且他們具體地確定了反饋路徑的組件的尺寸，使得儲存在電容器c1、c2上的電荷在一個采樣周期ts＝1/fs(假定零輸入信號)之后被移除。如以上所提及的，采樣頻率fs被選擇為等于斬波頻率fc的整數倍，因此：fs＝n.fc，其中n是大于零的整數，優(yōu)選地n＝1或n＝2。

換句話說，半導體電路3100包括：

－輸入塊，該輸入塊包括第一斬波器ch1，該第一斬波器ch1被適配成用于接收待放大的差分電壓輸入信號in+、in-，并用于以斬波器頻率fc對所述信號進行斬波，第一斬波器ch1的第一輸出被連接到第一晶體管t1的柵極gg1，第一斬波器ch1的第二輸出被連接到第二晶體管t2的柵極gg2；

－具有通過第一電流源ib1被連接到地的源極ss1并且具有通過第二電流源ib2被連接到電源電壓vdd的漏極dd1的第一晶體管t1；

－具有通過第三電流源ib3被連接到地的源極ss2并且具有通過第四電流源ib4被連接到電源電壓vdd的漏極dd2的第二晶體管t2；

－第一運算放大器a1和第二運算放大器a2，第一運算放大器a1的非反相輸入“p1”和第二運算放大器a2的非反相輸入“p2”被連接到恒定或公共電壓vb；

－采樣和保持塊，該采樣和保持塊具有被連接到第一運算放大器a1的輸出out1的第一輸入in1，并且具有被連接到第二運算放大器a2的輸出out2的第二輸入in2，并且具有經由電阻器網絡r1、r2、r3被連接到第一晶體管t1的源極ss1和第二晶體管的源極ss2的第一和第二輸出out3、out4，以用于提供差分反饋信號vfb；

－第二斬波器ch2，第二斬波器ch2具有分別被連接到第一和第二運算放大器a1、a2的第一和第二輸出的第一和第二輸入，并且具有分別被連接到第一和第二輸出節(jié)點+out、-out的第一和第二輸出，這些節(jié)點之間的電勢差形成差分輸出電壓vout來作為是差分輸入電壓的經放大的版本的連續(xù)時間電壓信號；

－第一積分電容器c1，該第一積分電容器c1具有被連接到第一輸出節(jié)點+out的一個端子以及被連接到第三斬波器ch3的第一輸入的另一個端子；

－第二積分電容器c2，該第二積分電容器c2具有被連接到第二輸出節(jié)點-out的一個端子以及被連接到第三斬波器ch3的第二輸入的另一個端子；

－第三斬波器ch3，該第三斬波器ch3具有被連接到第一晶體管t1的漏極dd1并被連接到第一運算放大器a1的反相輸入“n1”的第一輸出，并且具有被連接到第二晶體管t2的漏極dd2并被連接到第二運算放大器a2的反相輸入“n2”的第二輸出；

－并且其中積分電容器cint1、cint2和電阻網絡的電阻rfb1、rfb2、rin的值被選擇，使得差分連續(xù)時間輸出信號和差分電壓輸入信號vin的幅值比至少為2.0；

－并且其中每個斬波器被適配成用于工作在斬波頻率fc，并且采樣和保持塊被適配成用于工作在采樣頻率fs，其中采樣頻率fs等于斬波頻率fc或其(大于零的)整數倍。

雖然未明確示出，但是本領域技術人員應當清楚，在該電路中也可添加不同的輸入塊(如圖3至圖7所例示)。具體而言，構想了圖31的放大器電路可被嵌入在進一步包括傳感器元件(比如壓力傳感器或溫度傳感器或紅外傳感器或磁傳感器(舉例而言，霍爾傳感器)或任何其他傳感器)的傳感器芯片中。在替代的實施例(未示出)中，第一和第二晶體管t1、t2可以是pmos型mosfet，或雙極型晶體管，或可充當(更理想的)晶體管(諸如達林頓對、共源共柵晶體管)的電路，或更一般而言，“電流輸送器”，例如“第一代電流輸送器”或“第二代電流輸送器”(即具有被指定為x、y和z的端子的三端子器件，其中x處的電勢等于被施加到y(tǒng)的任何電壓，并且流入x的電流在具有高輸出阻抗的z處被鏡像)。

圖26至圖28和圖31的變體

圖26至圖28的實施例和圖31的實施例是非常具體的實施例，并且本領域技術人員可容易地導出其若干變體。這些電路的拓撲可以以更一般的術語表示如下：

一種半導體電路2600、2700、2800、3100，包括：

－輸入塊，該輸入塊包括被適配成用于提供指示待放大的電壓信號vin的經斬波的輸入電壓信號vin_ch的第一斬波器ch1；

－至少一個放大器ota1、ota2；amp1、amp2；a1、a2，每個都具有反相輸入端口n1、n2和非反相輸入端口p1、p2和輸出端口q1、q2，并且每個都被適配成在其輸出端口q1、q2上提供輸出信號out1、out2使得其反相輸入端口n1、n2上的電壓基本上等于其非反相輸入端口p1、p2上的電壓，

并且其中第一斬波器ch1的輸出端口被連接到放大器的非反相輸入端口p1、p2(例如在圖26和圖28中所例示)，或者放大器的非反相輸入端口p1、p2被連接到偏置電壓vb并且第一斬波器ch1的輸出端口經由至少一個中間組件(例如被適配成用于將經斬波的輸入電壓信號vin_ch轉換為經斬波的電流信號i1_ch、i2_ch(例如如圖31中所例示)的一個或多個晶體管t1、t2)被連接到至少一個放大器的反相輸入端口n1、n2；

－第二斬波器ch2，該第二斬波器ch2具有輸入端口和輸出端口，輸入端口被連接到至少一個放大器的輸出端口q1、q2；

－第三斬波器ch3，該第三斬波器ch3具有輸入端口和輸出端口，輸出端口被連接到至少一個放大器的反相輸入端口n1、n2；

－至少一個積分電容器cint1、cint2；c1、c2被連接在第二斬波器ch2的輸出端口與第三斬波器ch3的輸入端口之間；

－采樣和保持電路s&h，該采樣和保持電路s&h具有直接或通過一個或多個中間組件ch4被連接到放大器的輸出端口q1、q2或到第二斬波器ch2的輸出端口的輸入端口in1、in2，并且具有用于提供零階保持電壓信號vzoh的輸出端口out3、out4；

－比例反饋網絡rfb1、rfb2、rin；r1、r2、r3，該比例反饋網絡具有直接或通過一個或多個中間組件ch5被連接到采樣和保持電路s&h的輸出端口的輸入端口，并且被適配成用于提供比例反饋信號vfb；vfb；ifb1、ifb2，并且具有直接或通過一個或多個中間組件ch3；t1、t2被連接到至少一個放大器的反相輸入端口n1、n2的輸出端口；

－其中至少一個積分電容器的電壓提供連續(xù)時間電壓信號vct，其是待放大的電壓信號vin的經放大的版本；

－并且其中比例反饋網絡的值被選擇為使得連續(xù)時間信號vct和待放大的電壓信號vin的幅值比為至少2.0；

－并且其中至少一個積分電容器的值被選擇為使得對于等于零的經斬波的輸入信號vin_ch，在采樣周期ts開始時儲存在積分電容器上的電荷在采樣信號的一個單個采樣周期ts期間被線性移除，以使得電荷在單個采樣周期ts結束時被完全移除；

－并且其中每個斬波器ch1、ch2、ch3以及ch4，ch5(如果存在的話)被適配成工作在斬波頻率fc，并且采樣和保持塊s&h被適配成工作在采樣頻率fs，其中采樣頻率fs等于斬波頻率fc(即fs＝1.fc)，或者采樣頻率fs等于大于零的整數(n)乘以斬波頻率fc(即fs＝n.fc；n>0)。

進一步的變體

雖然僅在圖2中示出，但是當然還構想了adc和/或微控制器和/或存儲器也可被添加到本發(fā)明的其他實施例。

雖然本發(fā)明主要針對具有等于單個采樣周期ts＝1/fs的無差拍響應的電路(意味著在采樣間隔開始時電容器上的電荷在恰好一個周期ts之后被移除)進行描述，但是在輸入塊、第一反饋路徑和第二反饋路徑的所有變體(例如表1至表4中所列出的那些)中，圖2至圖15的電路可被概括為使得塊h1(在圖14和圖15中未示出，但是其可容易地以與圖2中相同的方式被添加)包括被布置在第一積分器ci1的下游的至少一個附加的積分器，并且其中一個或多個附加的反饋路徑可存在于采樣和保持的輸出與每個附加的積分器上游的節(jié)點之間，并且其中電路的組件被設定尺寸使得積分器的電容器上的電荷在例如恰好兩個積分間隔之后被移除。仿真已示出，這樣的電路可提供甚至比圖18至圖21所示的結果更好的結果。這取決于至少一個附加的積分器所需的額外電流是否在價值方面超過就降低的噪聲折疊而言的更好性能的具體應用。

在所公開的實施例中當各斬波器具有相同的斬波頻率fc時，所使用的調制信號的相位可能存在差異。此外，控制斬波器開關的信號可被適配成減輕寄生效應(諸如電荷注入(舉例而言，通過引入一些瞬態(tài)尖峰的零帶化(zero-bandingoftransientspikes)))，但是這些被認為是實現細節(jié)并且在芯片設計領域中是公知的。