本發(fā)明屬于信息處理技術(shù)領(lǐng)域，更為具體地講，涉及一種基于維度拓展的信號融合方法。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)基于分離式功能架構(gòu)的信息支持體制，功能單一與不足的固有缺陷使得其無法適應(yīng)當(dāng)今以及未來空天地一體化信息綜合支持和綜合戰(zhàn)略空間發(fā)展的需求。在當(dāng)今以及未來空天地一體化信息互聯(lián)中，信息支持系統(tǒng)不僅為空天飛行器飛行提供重要的支持和保障，是空天飛行器發(fā)射、飛行、回收各階段的生命線；而且承擔(dān)著對各類功能性任務(wù)控制指令的抗干擾傳輸，將偵察信息傳回，與其他功能平臺信息即時交互，實現(xiàn)空天地一體化聯(lián)合協(xié)同互聯(lián)。

然而，現(xiàn)有的探測、測控、通信、導(dǎo)航等多種功能信號多采用分離體制，這從體制上決定了終端無法實現(xiàn)深層次的信息耦合。這就需要建立具有統(tǒng)一的面向探測、測控、通信、導(dǎo)航等多種應(yīng)用的信息、信號、信道模型的信號融合方法，才能完成從根本上解決空天信息綜合業(yè)務(wù)的互聯(lián)互通和綜合處理與信息支持的功能性不足。來滿足當(dāng)今以及未來空天地一體化互聯(lián)對信息綜合的可靠性功能需求。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提出一種基于維度拓展的信號融合方法，以實現(xiàn)多路數(shù)據(jù)在同一時間、同一頻率下的傳輸。

為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明基于維度拓展的信號融合方法，其特征在于，對多路信號，采用多維度信號作為載波進行調(diào)制；

所述的多維度信號為：

其中，i,j,q,s表示維度矢量，ω₁,ω₂,ω₃,…,ω_M-2,ω_M-1為載波信號角頻率，為載波信號的相位，M為多維度信號的維度，t表示時間，需要傳輸?shù)亩嗦沸盘柨梢詫d波信號角頻率ω₁,ω₂,ω₃,…,ω_M-2,ω_M-1或載波信號的相位進行調(diào)制。

本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的。

本發(fā)明基于維度拓展的信號融合方法，將傳統(tǒng)的時間分集、頻率分集體制拓展為維度分集體制。利用相互獨立正交的不同維度傳輸不同的信號。實現(xiàn)了多路數(shù)據(jù)在同一時間、同一頻率下的傳輸，并且各路信號的信號幅值、比特率不受融合方法的制約。本發(fā)明首先將實數(shù)域擴展為二維復(fù)數(shù)域，再將虛數(shù)域擴展為虛數(shù)二維、三維空間，甚至更高維度，利用這種具有遞歸性質(zhì)的維度拓展方法，可以根據(jù)實際需要將信號進行不同程度的維度拓展，進而不同種類的信號通過一定的方式經(jīng)由不同維度進行傳播，實現(xiàn)了探測、測控、通信、導(dǎo)航等多功能信號的傳輸且相互之間不會產(chǎn)生干擾。

附圖說明

圖1是信號分析的維度演變過程示意圖；

圖2是統(tǒng)一體制的三維信號解調(diào)原理示意圖；

圖3是統(tǒng)一體制的四維信號解調(diào)原理示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行描述，以便本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當(dāng)已知功能和設(shè)計的詳細描述也許會淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時，這些描述在這里將被忽略。

現(xiàn)有的信號調(diào)制方式不能滿足統(tǒng)一體制測控通信中在一路信號中同時傳輸遙測、遙控、通信信號的功能需求。本發(fā)明提出了基于維度拓展的信號融合方法，可以完成在一路信號中同時傳輸多種功能信號的功能需求。本發(fā)明將三角函數(shù)的定義域擴大到復(fù)數(shù)從而建立三角函數(shù)和指數(shù)函數(shù)對應(yīng)關(guān)系的思想，將虛數(shù)域擴展為虛數(shù)二維甚至三維空間，從而在相互獨立正交的空間內(nèi)實現(xiàn)多路互不干擾信號的傳輸，可利用超越復(fù)數(shù)中不同維度來攜帶互不干擾的數(shù)據(jù)，從而實現(xiàn)多路功能信號的傳輸且互不干擾。

1、多維度信號融合理論

1.1、理論信號模型搭建

如圖1(a)所示，在傳統(tǒng)的信號處理中，信號分析一般采用維度為一的單頻實信號完成對信號的建模。自從引入歐拉公式e^jω＝cosωt+j sinωt以后，將三角函數(shù)的定義域擴大到復(fù)數(shù)，建立了三角函數(shù)和指數(shù)函數(shù)的關(guān)系。因而，如圖1(b)所示，在信號處理與分析的過程中進而采用維度為二的單頻復(fù)信號完成對信號的建模，即：

其中，i表示與實數(shù)軸正交的一個虛軸，即兩個信號在不同的維度，相互正交。

在此基礎(chǔ)上，如圖1(c)所示，如果將虛數(shù)軸擴展維度為復(fù)平面，則存在相互獨立正交的兩個虛數(shù)軸i、j，并且與實數(shù)軸構(gòu)成兩兩相互正交的三維信號模型，信號形式定義為：

其中，i、j分別表示與實數(shù)軸正交的一個虛軸，并且i虛軸與j虛軸也是正交的，即三個信號在不同的維度，兩兩相互正交。

同理，圖1(d)所示，如果進一步將虛數(shù)平面即i、j虛軸構(gòu)成的平面擴展維度為三維虛體，則存在相互獨立正交的三個虛數(shù)軸，并且與實數(shù)軸構(gòu)成兩兩相互正交的四維信號模型，信號形式定義為：

其中，i、j、k分別表示與實數(shù)軸正交的一個虛軸，并且i虛軸、j虛軸與k虛軸是兩兩正交的，即四個信號在不同的維度，兩兩相互正交。

這樣，可以得到多維度統(tǒng)一信號為：

其中，i,j,q,r表示維度矢量，ω₁,ω₂,ω₃,…,ω_M-2,ω_M-1為載波信號角頻率，為載波信號的相位，M為多維度統(tǒng)一信號的維度，t表示時間，需要傳輸?shù)亩嗦沸盘柨梢詫d波信號角頻率ω₁,ω₂,ω₃,…,ω_M-2,ω_M-1或載波信號的相位進行調(diào)制。

1.2)、多維信號模型正交性分析

接下來針對式(2)、(3)進行正交性分析。

在三維信號模型中，將三個維度上的分信號組成信號空間矩陣。

則有：

其中，O為零矩陣。

即三個維度上的分信號兩兩相互正交。

同理，在四維信號模型中，將四個維度上的分信號組成信號空間矩陣。

則有：

即四個維度上的分信號兩兩相互正交。

同理，在M維信號模型中，M個維度上的分信號兩兩相互正交。

信號維度拓展后，可以根據(jù)功能模式要求而采用不同維度信號模型進行數(shù)據(jù)傳輸。在相互正交的幾個軸上分別攜帶不同幅度、不同頻率、不同相位的信息，且各個軸上的信號互相沒有干擾。

2、多維度信號融合信號模型

下面對多維度信號融合理論中物理信號模型搭建以及物理模型各個維度在數(shù)學(xué)上的正交性進行了探討。

2.1、物理信號模型搭建(信號調(diào)制)

對比幅移鍵控(Amplitude Shift Keying，簡稱ASK)、頻移鍵控(Frequency Shift Keying，簡稱FSK)和相移鍵控(Phase Shift Keying，簡稱PSK)來確定有用信息攜帶原則。在相同的誤碼率要求下，以2PSK、2FSK和2ASK系統(tǒng)為例，三類系統(tǒng)所需要的信噪比關(guān)系為r_2ASK＝2r_2FSK＝4r_6PSK。而頻帶利用率有η_2ASK＝η_2PSK>η_2FSK?？梢娤嘁奇I控PSK具有更高的抗噪能力和頻帶利用率，故本發(fā)明優(yōu)先考慮相位信息完成調(diào)制與解調(diào)。

在三維信號模型中，為簡便計算與演示過程，本發(fā)明進行以下兩點化簡：

理論上實軸與虛平面載波頻率可以不同，為簡化計算設(shè)實軸與虛平面載波頻率相同且各個軸的振幅為1，而兩路數(shù)據(jù)信息由可變相位攜帶。

理論上兩路數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)率可不同，但是為了方便實現(xiàn)，本發(fā)明中兩路數(shù)據(jù)數(shù)的據(jù)率相同。

在本實施例中，采用數(shù)字調(diào)制信號，相應(yīng)地多維度信號s(t)變?yōu)閟(n)，調(diào)制信號為x(n)，采用兩路二進制基帶信號d₁(n)與d₂(n)對三維信號進行調(diào)制：

在發(fā)送端，將兩路二進制基帶信號d₁(n)與d₂(n)進行三維數(shù)字信號調(diào)制，得到調(diào)制信號x(n)：

其中(公式9中)：[1,i,j]為維度矢量，

為三維信號空間矩陣；

cos[ωn+d₁(n)]為實數(shù)路信號，sin[ωn+d₁(n)]cos[ωn+d₂(n)]為i路信號，sin[ωn+d₁(n)]sin[ωn+d₂(n)]為j路信號，cos(ωn)、sin(ωn)為載波信號，ω為載波信號角頻率，兩路二進制基帶信號d₁(n)與d₂(n)為：

其中(公式10中)，T為二進制基帶信號時間間隔，n為數(shù)據(jù)位，g(t)是持續(xù)時間為T的矩形脈沖，其可表示為：

a_n,b_n表示為：

將調(diào)制信號x(n)發(fā)送到接收端；

傳統(tǒng)的時間分集、頻率分集體制拓展為維度分集體，利用相互獨立正交的不同維度傳輸不同的信號，實現(xiàn)了兩路二進制基帶信號數(shù)據(jù)在同一時間、同一頻率下的傳輸。在本實施例中，在發(fā)送端，首先將實數(shù)域擴展為二維復(fù)數(shù)域，再將虛數(shù)域擴展為虛數(shù)二維，得到兩兩相互正交的三維信號，然后，利用三維信號對兩路二進制基帶信號進行三維統(tǒng)一信號調(diào)制，得到調(diào)制信號x(n)；在接收端將接收的調(diào)制信號x(n)分別乘以本地載波cos(ωn)cos(ωn)和sin(ωn)sin(ωn)進行相干解調(diào)，經(jīng)數(shù)據(jù)解算后得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)，這樣，不同種類的信號可以經(jīng)由不同維度進行傳播，實現(xiàn)了探測、測控、通信、導(dǎo)航等多功能信號的傳輸且相互之間不會產(chǎn)生干擾

在統(tǒng)一體制測控通信中，上行信號只包含遙控信號，故借用傳統(tǒng)遙測通信系統(tǒng)的調(diào)制方式。而在下行信道中，包含了遙測信號和通信信號兩種信號，可用d₁(n)攜載遙測信號而d₂(n)攜載通信信號。

在具體實施過程中，如果二進制基帶信號為三路，即d₁(n)、d₂(n)及d₃(n)，則按照遞歸思想，將超越復(fù)數(shù)維度擴展為四維。

因此，在發(fā)送端，將三路二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)及d₃(n)進行四維數(shù)字信號調(diào)制，得到調(diào)制信號

與三維模型相同，d₁(n)、d₂(n)與d₃(n)分別為三路二進制基帶信號，有

其中：

可用d₁(n)、d₂(n)、d₃(n)攜載不同制式的信號，在統(tǒng)一體制測控通信中，可在上下行信號中均采用統(tǒng)一體制的四維信號模型，用d₁(n)攜載遙測信號，d₂(n)攜載遙控信號，d₃(n)攜載通信信號。

2.2、有用信息的獲取(解調(diào))

對于三維的調(diào)制信號，在接收端，將接收的調(diào)制信號x(n)分別乘以本地載波cos(ωn)cos(ωn)和sin(ωn)sin(ωn)進行相干解調(diào)，經(jīng)數(shù)據(jù)解算后得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)，其原理如圖2所示。

2.1)、如圖2所示，將接收的調(diào)制信號x(n)分別乘以本地載波cos(ωn)cos(ωn)和sin(ωn)sin(ωn)，得到的兩路信號分別經(jīng)低通濾波后，得到兩路基帶信號u₁(n)、u₂(n)。取兩路基帶信號u₁(n)、u₂(n)中的i維即sin(ωn)cos(ωn)形式的數(shù)據(jù)，并表示分別為u_1i(n)、u_2i(n)，則有：

2.2)、取兩路基帶信號u₁(n)、u₂(n)中的i維數(shù)據(jù)，并表示為u_1i(n)、u_2i(n)，則有：

2.3)、根據(jù)以下規(guī)則，得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)的值：

如果-0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]≤0.420735并且-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735，則：d₁(n)＝0，d₂(n)＝0；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]并且sin[d₁(n)-d₂(n)]≤-0.420735，則：d₁(n)＝0，d₂(n)＝1；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]并且0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]，則：d₁(n)＝1，d₂(n)＝0；

如果sin[d₁(n)+d₂(n)]≤-0.420735并且-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735，則：d₁(n)＝1，d₂(n)＝1。

即根據(jù)表1數(shù)據(jù)解算判決方式，得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)的值。

表1

表1中，sin(+)表示sin[d₁(n)+d₂(n)]，sin(-)表示sin[d₁(n)-d₂(n)]，Data1表示d₁(n)、Data2表示d₂(n)。

同理，按照遞歸思想，將超越復(fù)數(shù)維度擴展為四維，對于四維的調(diào)制信號x(n)，在接收端，將接收的調(diào)制信號x(n)分別乘以本地載波cos(ωn)、sin(ωn)、cos(ωn)cos(ωn)、sin(ωn)sin(ωn)、cos(ωn)cos(ωn)cos(ωn)、sin(ωn)sin(ωn)sin(ωn)進行相干解調(diào)，經(jīng)數(shù)據(jù)解算后得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)與d₃(n)，其原理如圖3所示。

將接收的調(diào)制信號x(n)分別乘以本地載波cos(ωn)、sin(ωn)、cos(ωn)cos(ωn)、sin(ωn)sin(ωn)、cos(ωn)cos(ωn)cos(ωn)、sin(ωn)sin(ωn)sin(ωn)，得到的六路信號分別經(jīng)低通濾波后，得到六路基帶信號u₁(n)至u₆(n)。分別取其i、j或k維形式的數(shù)據(jù)，即可反解出與二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)與d₃(n)相關(guān)的數(shù)據(jù)流。

其中，u_3i(n)、u_4i(n)分別表示兩路基帶信號u₃(n)、u₄(n)中的i維即sin(ωn)cos(ωn)形式的數(shù)據(jù)，u_6k(n)、u_2k(n)分別表示兩路基帶信號u₆(n)、u₂(n)中的k維即sin(ωn)sin(ωn)sin(ωn)形式的數(shù)據(jù)，u_5j(n)、u_1j(n)分別表示兩路基帶信號u₅(n)、u₁(n)中的j維即sin(ωn)cos(ωn)形式的數(shù)據(jù)。

則根據(jù)以下規(guī)則，得到二進制基帶信號d₁(n)、d₂(n)與d₃(n)。

如果sin[d₁(n)+d₂(n)]≤0.420735、-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735并且0.770151<cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]，則：d₁(n)＝0、d₂(n)＝0、d₃(n)＝0；

如果sin[d₁(n)+d₂(n)]≤0.420735、-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735并且cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]≤0.770151，則：d₁(n)＝0、d₂(n)＝0、d₃(n)＝1；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、sin[d₁(n)-d₂(n)]≤-0.420735并且0.062078<cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]，則：d₁(n)＝0、d₂(n)＝1、d₃(n)＝0；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、sin[d₁(n)-d₂(n)]≤-0.420735并且cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]≤0.062078，則：d₁(n)＝0、d₂(n)＝1、d₃(n)＝1；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、sin[d₁(n)-d₂(n)]>0.420735并且0.062078<cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]，則d₁(n)＝1、d₂(n)＝0、d₃(n)＝0；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、sin[d₁(n)-d₂(n)]>0.420735并且cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]≤0.062078，則d₁(n)＝1、d₂(n)＝0、d₃(n)＝1；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735并且-0.703070<cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]，則d₁(n)＝1、d₂(n)＝1、d₃(n)＝0；

如果0.420735<sin[d₁(n)+d₂(n)]、-0.420735<sin[d₁(n)-d₂(n)]≤0.420735并且cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]≤-0.703070，則d₁(n)＝1、d₂(n)＝1、d₃(n)＝1。

具體可用表2的方式進行表示。

表2

表2中，sin(++)表示sin[d₁(n)+d₂(n)]，sin(+-)表示sin[d₁(n)-d₂(n)]，cos(+++)表示cos[d₁(n)+d₂(n)+d₃(n)]，Data1表示d₁(n)、Data2表示d₂(n)、Data3表示d₃(n)。

可見，多維度統(tǒng)一體制信號融合可以完成在一路信號中同時傳輸多種功能信號的功能需求。通過增加超越復(fù)數(shù)的維度而攜載各種不同類型的功能信號。

盡管上面對本發(fā)明說明性的具體實施方式進行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于具體實施方式的范圍，對本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護之列。