本發(fā)明涉及集成電路技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種頻帶間隔均勻的寬帶壓控振蕩器。

背景技術(shù)：

在射頻通信系統(tǒng)中，頻率合成器的相位噪聲性能直接影響通信中的誤碼率和載波頻率跟蹤精度，影響接收機(jī)的選擇性與靈敏度。在頻率合成器中，除了壓控振蕩器的相位噪聲直接影響頻率合成器的相位噪聲之外，壓控振蕩器的調(diào)諧增益也直接關(guān)系到頻率合成器的環(huán)路帶寬，而環(huán)路帶寬直接影響頻率合成器的相位噪聲。隨著射頻通信技術(shù)的發(fā)展，對接收機(jī)的選擇性與靈敏度等性能要求越來越高，這無疑對壓控振蕩器的設(shè)計提出了更高的挑戰(zhàn)。

在以往傳統(tǒng)的開關(guān)電容結(jié)構(gòu)的壓控振蕩器電路中，往往把設(shè)計的重點(diǎn)放在如何優(yōu)化壓控振蕩器的相位噪聲性能上，而忽略了如何優(yōu)化壓控振蕩器的開關(guān)電容陣列結(jié)構(gòu)對調(diào)諧增益的影響。傳統(tǒng)的二進(jìn)制開關(guān)電容陣列結(jié)構(gòu)的壓控振蕩器中，隨著開關(guān)電容陣列數(shù)控位的數(shù)值的改變，其頻帶間隔也隨之改變，且高頻帶的頻帶間隔與低頻帶的頻帶間隔差異很大，從而導(dǎo)致各個頻帶的調(diào)諧增益差異很大。而多頻帶壓控振蕩器頻帶間隔的最大值制約了壓控振蕩器的電壓調(diào)諧增益。因此如何降低頻帶間隔值即降低調(diào)諧增益，從而改善頻率合成器的相位噪聲是一個值得探討的問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是現(xiàn)有壓控振蕩器的各個頻帶的調(diào)諧增益差異大，從而使得壓控振蕩器的調(diào)諧增益高的問題，提供一種頻帶間隔均勻的寬帶壓控振蕩器。

為解決上述問題，本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的：

一種頻帶間隔均勻的寬帶壓控振蕩器，包括壓控振蕩器，所述壓控振蕩器由電感電容諧振電路和開關(guān)電容陣列電路組成。上述開關(guān)電容陣列電路包括兩段線性逼近開關(guān)電容陣列和數(shù)字邏輯控制電路。兩段線性逼近開關(guān)電容陣列由7對開關(guān)電容電路并聯(lián)形成陣列；每對開關(guān)電容電路均由1個開關(guān)和2個固定電容串聯(lián)而成；開關(guān)串接在2個固定電容之間；其中一個固定電容的另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VN，另一個固定電容的另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VP。數(shù)字邏輯控制電路由3個或門OR1-OR3、3個與門AND1-AND3和一根導(dǎo)線組成；或門OR1的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₀和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₀；或門OR2的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₁和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₁；或門OR3的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₂和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₂；與門AND1的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₀和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₃；與門AND2的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₁和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₄；與門AND3的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₂和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₅；導(dǎo)線的一端連接外部輸入信號K₃，另一端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₆。

上述電感電容諧振電路包括NMOS晶體管M3和M4、PMOS晶體管M1和M2、電感L、固定電容C_b1和C_b2、以及可變電容C_VAR1和C_VAR2；PMOS晶體管M1的源極和PMOS晶體管的M2的源極同時連接電源VDD；NMOS晶體管M3的源極與NMOS晶體管M4的源極同時連接地GND；PMOS晶體管M1的漏極、NMOS晶體管M3的漏極、PMOS晶體管M2的柵極和NMOS晶體管M4的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VP相連；PMOS晶體管M2的漏極、NMOS晶體管M4的漏極、PMOS晶體管M1的柵極和NMOS晶體管M3的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VN相連；電感L連接在壓控振蕩器的振蕩輸出端VP和VN之間；固定電容C_b1和C_b2串聯(lián)后，其一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VP，另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VN；可變電容C_VAR1和C_VAR2方向反接，其中間接入控制電壓V_TUNE；可變電容C_VAR1和C_VAR2串聯(lián)后，其一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VP，另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VN。

上述方案中，固定電容C_b1和C_b2為等值的固定電容。

上述方案中，可變電容C_VAR1和C_VAR2為等值的可變電容。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明采用兩段線性逼近電容陣列替代傳統(tǒng)的二進(jìn)制權(quán)重電容陣列，根據(jù)控制碼的變化利用數(shù)字邏輯控制電路調(diào)整兩段線性逼近開關(guān)電容陣列接入諧振回路的開關(guān)電容的大小，使得各相鄰頻帶的調(diào)諧曲線間隔趨于均勻，即可以減小各個頻帶調(diào)諧曲線間隔的差異性，提高均勻性，通過降低頻帶間隔值即降低調(diào)諧增益以實現(xiàn)改善頻率合成器相位噪聲的目的。

附圖說明

圖1為一種頻帶間隔均勻的寬帶壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)原理圖。

圖2為兩段線性逼近開關(guān)電容陣列。

圖3為數(shù)字邏輯控制電路。

圖4為不同電容陣列容值隨控制碼K的變化曲線。

圖5為不同電容陣列方式的相鄰頻帶間隔均勻性比較。

具體實施方式

根據(jù)文獻(xiàn)《Design Methodology for RF CMOS Phase Locked Loops》(C.Quemada等著，Artech House,Inc.2009年出版)可知，頻率合成器相位噪聲與壓控振蕩器調(diào)諧增益K_VCO的關(guān)系，如式(1)，因此降低壓控振蕩器的調(diào)諧增益K_VCO可以降低頻率合成器相位噪聲L{ω}，

根據(jù)電感電容諧振公式，在實現(xiàn)寬帶壓控振蕩器時，一般采用數(shù)字信號控制電容陣列，從而改變諧振回路中的電容值，以實現(xiàn)一系列不同的頻帶，從而拓寬頻率范圍，因此公式可以進(jìn)一步表示為(2)，

同時，相鄰頻帶f_k和f_k-1之間的頻率間隔f_res與壓控振蕩器調(diào)諧增益K_VCO的關(guān)系可以表示為式(3)所示。而且為了頻率調(diào)諧的連續(xù)性，必須要求高頻段的任一頻帶f_k的最低頻率必須小于其緊鄰的低頻段的頻帶f_k-1的最大頻率。在最大調(diào)諧電壓V_{TUNE，max}不變情況下，頻帶間隔f_res的最大值決定了K_VCO的最小值。

f_res＝f_k-f_k-1≤K_VCO·V_TUNE，max (3)

由上所述，通過降低相鄰頻帶f_k和f_k-1之間的頻率間隔f_res的方式可以降低調(diào)諧增益K_VCO，從而降低頻率合成器的相位噪聲。

同時由式(2)，可以看出電容C_k和頻率f_k是非線性關(guān)系，為了實現(xiàn)頻帶間隔的均勻性，需要設(shè)置電容隨控制碼K值成近似指數(shù)變化的電容陣列，而傳統(tǒng)的二進(jìn)制權(quán)重法實現(xiàn)的電容陣列的開關(guān)電容陣列位數(shù)與控制位數(shù)相同，電容值C_K隨控制碼K成線性關(guān)系，從而獲得的不同頻帶間隔值相差很大。

為此，本發(fā)明設(shè)計了一種頻帶間隔均勻的寬帶壓控振蕩器，其主要由電感電容諧振電路和開關(guān)電容陣列電路組成。通過兩段線性逼近法實現(xiàn)的電容陣列以減小各個頻帶間隔值的差異性，從而提高頻帶間隔的均勻性。

上述電感電容諧振電路包括電感L、固定電容C_b1和C_b2、可變電容C_VAR1和C_VAR2、NMOS晶體管M3和M4、以及PMOS晶體管M1和M2。參見圖1。

一對PMOS晶體管M1和M2與一對NMOS晶體管M3和M4組成交叉耦合對管，作為提供能量的負(fù)阻抗電路，補(bǔ)充振蕩損耗。PMOS晶體管M1的源極和PMOS晶體管的M2的源極同時連接電源VDD。PMOS晶體管M1的漏極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VP相連，PMOS晶體管M2的漏極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VN相連。PMOS晶體管M1的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VN相連，PMOS晶體管M2的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VP相連。NMOS晶體管M3的源極與NMOS晶體管M4的源極同時連接地GND。NMOS晶體管M3的漏極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VP相連，NMOS晶體管M4的漏極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VN相連。NMOS晶體管M3的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VN相連，NMOS晶體管M4的柵極與壓控振蕩器的振蕩輸出端VP相連。

對稱差分結(jié)構(gòu)的電感L，作為并聯(lián)的電感電容諧振電路的電感部分。電感L連接在振蕩器的差分振蕩輸出端VP和VN之間。

一對等值的固定電容C_b1和C_b2，作為電感電容諧振電路的電容的一部分。固定電容C_b1和C_b2串聯(lián)，其中左邊固定電容C_b1的左端和右邊固定電容C_b2的右端分別對應(yīng)連接壓控振蕩器的2個振蕩輸出端VP和VN。

一對等值的可變電容C_VAR1和C_VAR2作為電感電容諧振電路的電容的另一部分?？勺冸娙軨_VAR1和C_VAR2串聯(lián)，且方向反接，中間接入控制電壓V_TUNE，其中左邊可變電容C_VAR1的左端和右邊可變電容C_VAR2的右端分別對應(yīng)連接壓控振蕩器的2個振蕩輸出端VP和VN?？勺冸娙軨_VAR1和C_VAR2的容值隨控制電壓V_TUNE增加而減小，從而可以調(diào)節(jié)諧振頻率，實現(xiàn)壓控振蕩器的電壓調(diào)諧功能。

上述開關(guān)電容陣列電路包括兩段線性逼近開關(guān)電容陣列和數(shù)字邏輯控制電路。

兩段線性逼近開關(guān)電容陣列連接在2個振蕩輸出端VP和VN之間,此電容組受差分控制電壓的控制，其變化范圍隨數(shù)字邏輯控制電路輸入控制信號而變化，使壓控振蕩器工作在不同的頻帶，其頻率變化范圍均勻，調(diào)諧增益的變化均勻。兩段線性逼近開關(guān)電容陣列由7對開關(guān)電容電路并聯(lián)形成陣列。每對開關(guān)電容電路均由1個開關(guān)和2個固定電容串聯(lián)而成。開關(guān)串接在2個固定電容之間，當(dāng)開關(guān)閉合，左右固定電容形成串聯(lián)，同時串聯(lián)而成的電容與電感形成并聯(lián)的諧振回路。通過控制每對開關(guān)電容中間的開關(guān)，改變電容電感諧振回路的電容值，從而改變諧振頻率。1個固定電容的另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VP，另一個固定電容的另一端連接壓控振蕩器的振蕩輸出端VN。參見圖2。

數(shù)字邏輯控制電路實現(xiàn)4位信號到7位信號的轉(zhuǎn)換。數(shù)字邏輯控制電路由3個或門OR1-OR3、3個與門AND1-AND3和一根導(dǎo)線組成。或門OR1的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₀和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₀?；蜷TOR2的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₁和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₁?；蜷TOR3的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₂和K₃，或門OR1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₂。與門AND1的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₀和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₃。與門AND2的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₁和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₄。與門AND3的2個輸入端分別連接外部輸入信號K₂和K₃，與門AND1的輸出端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₅。導(dǎo)線的一端連接外部輸入信號K₃，另一端連接兩段線性逼近開關(guān)電容陣列的其中一對開關(guān)電容電路的開關(guān)b₆。4位外部輸入信號K₀-K₃由外部控制，輸出信號隨不同的控制信號變化而變化，實現(xiàn)4位信號到7位信號的轉(zhuǎn)換。參見圖3。

在傳統(tǒng)的二進(jìn)制權(quán)重排列的開關(guān)電容陣列中，外部控制位數(shù)與開關(guān)電容組的開關(guān)位數(shù)相同，因此不需要數(shù)字邏輯控制電路。例如在4位控制碼情況下，一般采用二進(jìn)制權(quán)重法實現(xiàn)電容陣列，4對開關(guān)電容值分別為C_f、2C_f、、4C_f、8C_f，以及基本電容C_b。因此容值隨控制碼的變化公式為式(4),其中二進(jìn)制數(shù)K＝K₀K₁K₂K₃。

本實施例在4位控制碼情況下，采用兩段線性逼近法實現(xiàn)電容陣列，一共7對開關(guān)電容值分別為C_f1、2C_f1、、4C_f1、C_f2、2C_f2、、4C_f2、C_fb，以及基本電容C_b。第一段線性電容由C_f1、2C_f1、、4C_f1三對開關(guān)電容組成，第二段線性電容由C_f2、2C_f2、、4C_f2三對開關(guān)電容組成，由于第二段初始電容比第一段初始電容大，因此將第一段線性電容C_f1、2C_f1、、4C_f1三對開關(guān)電容作為第二段初始電容的一部分，在此基礎(chǔ)上再補(bǔ)充一對基本電容C_fb來達(dá)到所需的初始電容值。為此提出本發(fā)明中數(shù)字邏輯控制電路的算法，容值隨控制碼的變化公式為式(5)，其中K＝K₀K₁K₂K₃。

根據(jù)式(5)，該7位開關(guān)電容電路如圖2實現(xiàn)，一共7對開關(guān)電容值分別為第一線性電容陣列的C_f1、2C_f1、4C_f1，第二線性電容陣列的C_f2、2C_f2、4C_f2，第二基本電容C_fb。其排列方式為，開關(guān)b₀左右兩端各串聯(lián)一個C_f1，開關(guān)b₁左右兩端各串聯(lián)一個2C_f1，開關(guān)b₂左右兩端各串聯(lián)一個4C_f1、，開關(guān)b₃左右兩端各串聯(lián)一個C_f2，開關(guān)b₄左右兩端各串聯(lián)一個2C_f2，開關(guān)b₅左右兩端各串聯(lián)一個4C_f2，開關(guān)b₆左右兩端各串聯(lián)一個C_fb。7對開關(guān)電容并聯(lián)構(gòu)成7位開關(guān)電容陣列。通過控制第一組線性電容陣列開關(guān)，其容值可以隨控制碼變化而線性變化，形成了兩段線性逼近法曲線的前半段，如圖4所示。通過控制第二組線性電容陣列的開關(guān)，其容值可以隨控制碼變化而線性變化，形成了兩段線性逼近法曲線的后半段，如圖4所示。兩組線性電容陣列分別形成不同斜率的直線，逼近理想的指數(shù)曲線。再者，后半段的初始電容大于前半段的初始電容，因此在選用第二組線性電容陣列的同時，選中所有第一組線性電容陣列，并在此基礎(chǔ)上，增加一對第二基本電容陣列，以補(bǔ)充不足的初始電容。

在相對于二進(jìn)制權(quán)重法，不增加總電容面積的情況下，本方法實現(xiàn)的容值調(diào)節(jié)曲線更加逼近理想曲線。參見圖4，二進(jìn)制權(quán)重排列和兩段線性線性逼近法與理想曲線的對比，可知兩段線性逼近法可以更加逼近理想曲線。

根據(jù)式(5)，該開關(guān)選擇算法以數(shù)字邏輯控制電路實現(xiàn)，如圖3所示。該電路由三個與門，三個或門，一條導(dǎo)線組成。其中K₃與K₀連接或門OR1的輸入，b₀連接或門OR1的輸出；其中K₃與K₁連接或門OR1的輸入，b₁連接或門OR1的輸出；其中K₃與K₂連接或門OR1的輸入，b₂連接或門OR1的輸出；其中K₃與K₀連接與門AND1的輸入，b₃連接與門AND1的輸出；其中K₃與K₁連接與門AND2的輸入，b₄連接與門AND2的輸出；其中K₃與K₂連接與門AND3的輸入，b₅連接與門AND3的輸出；且K₃與b₆連接。通過三個或門控制第一線性電容陣列，可以實現(xiàn)在圖4中兩段線性逼近法曲線的前半段，同時可以補(bǔ)充第二段線性電容初始電容不足，選通第一線性電容陣列所有開關(guān)，以補(bǔ)充在第二段線性電容中諧振回路中不足的初始電容。通過三個與門控制第二線性電容陣列，只用于實現(xiàn)在圖4中兩段線性逼近法曲線的后半段。且導(dǎo)線直接把選段信號連接到第二基本電容，也是將第二基本電容并聯(lián)進(jìn)第二組線性電容組，從而達(dá)到諧振回路的需要的初始電容值。

針對本例4位控制碼，一共16條頻帶，根據(jù)要求的頻率范圍，確定K＝0000和K＝1111下的兩條頻帶的初始頻點(diǎn)f₁₅和f₀(注：以下計算均在頻帶的初始頻率處計算，也就是令C_var為零)，計算絕對均勻間隔f_res,ideal＝(f₁₅-f₀)/15；通過f₀根據(jù)式(2)與式(5)計算出C_b。根據(jù)兩段線性逼近方式，令f₇＝f₀+7f_res,ideal，此時K＝0111，并根據(jù)式(2)與式(5)計算出C_f1。令f₈＝f₀+8f_res,ideal，此時K＝1000，并根據(jù)式(2)與式(5)計算出C_fb。最后K＝1111時f₁₅，根據(jù)式(2)與式(5)計算出C_f2。

在180nm CMOS工藝下，分別使用二進(jìn)制權(quán)重法和兩段線性逼近法設(shè)計了2.9GHz-3.5GHz的寬帶壓控振蕩器，f₀＝2.9GHz，f₁₅＝3.5GHz，所以絕對平均頻帶間隔為f_res,ideal＝40MHz。仿真得到相鄰頻率間隔如圖5所示。二進(jìn)制權(quán)重法得到f_res,max＝59.65MHz，f_res,min＝32.98MHz，f_res,max/f_res,min＝1.8。兩段線性逼近法得到f_res,max＝43.57MHz，f_res,min＝34.50MHz，f_res,max/f_res,min＝1.26。兩段線性逼近法實現(xiàn)的最大頻帶間隔小于二進(jìn)制權(quán)重法實現(xiàn)的最大頻帶間隔，且接近40MHz的絕對平均頻帶間隔f_res,ideal，特別是頻帶間隔均勻性得到很大的改善，最大頻帶間隔值與最小頻帶間隔值的比值從傳統(tǒng)二進(jìn)制權(quán)重法的1.8倍下降到本方法的1.26倍，下降了30％，因此在兩段線性逼近法實現(xiàn)的寬帶壓控振蕩器中，可以獲得更小的調(diào)諧增益K_VCO，從而可以使頻率合成器獲得更好的相噪性能。

本發(fā)明通過數(shù)字邏輯控制電路將4位控制信號進(jìn)行轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)控制7對開關(guān)電容的開關(guān)，相比通用的4對開關(guān)電容的結(jié)構(gòu)，可以更加逼近理想的容值曲線。

最后所應(yīng)說明的是，以上具體實施方式僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非限制，盡管參照實例對本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)說明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，可以對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行修改或者等同替換，而不脫離本發(fā)明技術(shù)方案的精神和范圍，其均應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的權(quán)利要求范圍當(dāng)中。