本發(fā)明屬于微電子學與固體電子學技術領域，涉及射頻集成電路設計，特別涉及一種相位域模數轉換器。

背景技術：

近年來，cellular、藍牙、wifi、zigbee等無線通信技術的發(fā)展極大地豐富了人們的日常生活。由于此類無線通信設備的續(xù)航能力很大程度影響用戶體驗，所以降低設備中無線接收機的功耗越來越得到重視。

常見無線設備中，接收機把射頻信號放大并混頻到中頻，利用模數轉換器把模擬信號轉換成數字比特，接收機數字解調器對這些數字比特進行運算，解調得到調制信息。這其中，模數轉換器是在模擬和數字信號之間的橋梁，將不同時刻的模擬電壓值近似量化為一組二進制數字，這些數字可以進行多種運算，十分靈活和方便。由于傳統(tǒng)的模數轉換器關注的是電壓信息，我們可以稱之為電壓域模數轉化器。電壓量化的過程中會不可避免造成信息的損失，為了保證模擬信號的信息被充分記錄，電壓域模數轉換器通常需要滿足特定的速度和精度要求。經驗告訴我們，電壓域模數轉換器往往消耗比較大的功耗和電路面積，成本居高不下。

當今無線通信中調制解調方式以頻率和相位調制居多，而不是幅度調制。在頻率和相位調制中，信息被加載在調制信號的相位中，而不是幅度。傳統(tǒng)的電壓域模數轉換器將正交兩路電壓量化后，通過數字基帶運算，間接得到其中的相位信息，進而完成解調。為了簡化解調，有人提出了相位域模數轉換器的理念：通過一種相位域轉換器，將模擬信號的相位信息直接量化為數字信號，可以更便捷和高效地實現解調。有研究證明相位域模數轉換器相比于電壓域模數轉換器更加節(jié)省功耗和成本，對當今的低功耗無線接收機應用有重要價值。

技術實現要素：

為了克服上述現有技術的缺點，本發(fā)明的目的在于提供一種相位域模數轉換器，可大大降低相位域模數轉換器的功耗和成本，適用于無線接收機等設備。

為了實現上述目的，本發(fā)明采用的技術方案是：

一種相位域模數轉換器，包括復用的組合器和比較器，其中：

組合器將同相輸入和正交輸入的模擬信號進行不同權重的放大或縮??；

比較器將縮放過后的同相信號和正交信號進行比較，得到一位量化數字信息；

組合器的縮放運算，等效為將復平面分割為不同的扇區(qū)；比較器的比較運算，等效為輸入信號相位定位在復平面的某一個扇區(qū)。

在不同的時刻，組合器根據比較器之前的量化結果，分別產生不同的縮放比例。例如，若發(fā)現同相支路信號大于正交支路信號，則對同相信號縮小，對正交信號放大，以進一步區(qū)分兩個支路信號的比例。比較器對應地產生下一個時刻的數字量化輸出，直到完成特定精度的相位量化。

與現有技術相比，本發(fā)明的相位域模數轉換器既不同于傳統(tǒng)的電壓域模數轉換器，也不同于傳統(tǒng)的相位域模數轉換器。其充分考慮到接收機在不同調制方式和碼率下的特點，盡可能復用有源電路，大大簡化了相位信息量化的難度，降低了轉化器的功耗和成本。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的相位域模數轉換器結構框圖。

圖2是本發(fā)明的一個實施例的相位域分割圖。

圖3是本發(fā)明的一個實施例的組合器電路結構圖。

圖4是本發(fā)明的一個實施例的4位量化流程圖。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例詳細說明本發(fā)明的實施方式。以下實施例用于說明本發(fā)明，但不用來限制本發(fā)明的范圍。

如圖1所示，一種相位域模數轉換器，包括復用的組合器和比較器，其中：

組合器將同相輸入和正交輸入的模擬信號進行不同權重的放大或縮??；

比較器將縮放過后的同相信號和正交信號進行比較，得到一位量化數字信息；

組合器的縮放運算，等效為將復平面分割為不同的扇區(qū)；比較器的比較運算，等效為輸入信號相位定位在復平面的某一個扇區(qū)。

在不同的時刻，組合器根據比較器之前的量化結果，分別產生不同的縮放比例，比較器對應地產生下一個時刻的數字量化輸出，直到完成特定精度的相位量化。

如圖2為本發(fā)明實施例的復平面相位域分割圖。不同于傳統(tǒng)的電壓域模數轉換器將電壓值在一個維度進行量化分割，相位域模數轉換器對相位信息進行量化分割。本實施例中，將同相和正交信號組成的復平面進行量化分割，采用4位量化精度將復平面分割為16個扇區(qū)。其中每個扇區(qū)對應有獨一無二的編碼，編碼方式可以采用溫度碼、二進制碼等多種方式。本實施例給出一種高效的二進制編碼方式，并標注在圖2的每個扇區(qū)中。將這4位編碼用b3b2b1b0來代表，其中各位的物理意義解釋如下。

b3：同相支路信號的極性；

b2：正交支路信號的極性；

b1：同相支路信號絕對值大于正交支路信號絕對值；

b0：b1＝1時，同相支路信號絕對值大于正交支路信號絕對值的2.4倍；

b1＝0時，同相支路信號絕對值的2.4倍大于正交支路信號絕對值；

這4位編碼采用二進制權重，由高低分別代表了180°、90°、45°和22.5°。相位被劃分為16個近似等分的扇區(qū)，扇區(qū)之間的邊界分別為n*22.5°，n＝0,1…，15。這樣的編碼方式充分利用了4位二進制數的信息量，沒有冗余浪費，有利于節(jié)省功耗。而且，該編碼充分與下文中的組合器電路相配合，降低了有源電路規(guī)模和復雜度。

如圖3為本發(fā)明實施例的組合器電路結構圖。組合器包括以下電路模塊：采樣保持電路11、正交切換電路12、整數組合電路13。其中整數組合電路13包括從電源至地依次連接的數控跨導單元131、極性切換電路132和負載電路133，其中數控跨導單元131共有四組。

采樣保持電路11用于對同相和正交支路模擬輸入信號vi+,vi-,vq+和vq-進行特定頻率的采樣，并在下一個周期保持采樣的電壓信號，用于后級電路進行組合。正交切換電路12為開關組合，其形式如圖3中所示，可采用雙刀開關實現，用于切換同相信號和正交信號，便于簡化后級電路。當s3＝1即閉合時，同相信號和正交信號直接通過該模塊，沒有被切換；當s3＝0即斷開時，同相信號和正交信號被交換。

整數組合電路13用于實現同相支路信號和正交支路信號的整數倍縮放，縮放比例用于實現圖2中扇區(qū)之間的分界線n*22.5°。這里近似取tan22.5°＝5/12，四個信號支路分別采用13個數控跨導單元131.通過開關信號sip<12:0>,sin<12:0>,sqp<12:0>和sqn<12:0>來分別控制vip,vin,vqp和vqn接入的跨導單元數量，實現整數比例縮放。這里采用pmos管作為開關，所以當控制信號為0時，開關閉合；控制信號為1時，開關斷開。極性切換電路132接在跨導單元131的漏端，在信號極性為負時，切換信號正極和負極，保證輸出信號極性均為正。簡單來說，極性切換電路132實現了取絕對值的功能。被縮放和取絕對值后的信號在負載電路133的漏端轉換為電壓，輸出至比較器。

基于圖2相位分割方式和圖3組合器電路，本實施例的一組4位量化流程在圖4中給出。該流程從高位編碼b3至低位編碼b0依次進行。

第一步量化得到b3，設置s1＝s2＝s3＝0即所有信號直通不被切換，swip＝swin＝0000000000000即i路信號開啟全部13個支路跨導單元，swqp＝swqn＝1111111111111即q路信號關閉全部13個支路跨導單元。這樣比較器輸出的是i路信號的極性。

第二步量化得到b2，設置s1＝1-b3即i路信號被取絕對值，s2＝s3＝0即q路信號被直通不被切換，swip＝swin＝1111111111111即i路信號關閉全部13個支路跨導單元，swqp＝swqn＝0000000000000即q路信號開啟全部13個支路跨導單元。這樣比較器輸出的是q路信號的極性。

第三步量化得到b1，設置s2＝b2即q路信號被取絕對值，s1和s3保持不變，swip＝swin＝0000000001111即i路信號開啟9個支路跨導單元，swqp＝swqn＝0000000001111即q路信號開啟9個支路跨導單元。這樣比較器輸出的是i路和q路信號絕對值的比較結果。

第四步量化得到b0，設置s3＝1-b1，s1和s2保持不變，swip＝swin＝0000011111111即i路信號開啟5個支路跨導單元，swqp＝swqn＝0000000000001即q路信號開啟12個支路跨導單元。這樣得到的是i路絕對值和2.4倍q路信號絕對值的比較結果。

在這個流程中，組合器的有源電路被分時復用，后級比較器也被充分復用，降低了有源電路的規(guī)模和功耗。

在不同的應用需求中，上述相位域切割方式和精度可能不同、編碼方式可能不同、組合器和比較器的具體電路實現方式也可能不同，一些應用中還可能需要引入一種或多種相位域校準電路。應當指出，對于不脫離該發(fā)明技術原理的前提下，改變該相位域模數轉換器的量化精度、編碼方式、電路具體結構和校準改進也應視為本發(fā)明的保護范圍。