本發(fā)明為射頻集成電路技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種0.1～1.2ghz寬帶單端轉(zhuǎn)差分低噪聲放大器。

背景技術(shù)：

隨著無線通信的發(fā)展，射頻接收技術(shù)在軍用和民用領(lǐng)域的作用愈發(fā)重要。寬帶通訊系統(tǒng)是當(dāng)今無線通訊技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)，也是國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)^[1][2]。目前存在多種寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)方法。共柵放大器利用輸入管的跨導(dǎo)實(shí)現(xiàn)寬帶匹配，噪聲系數(shù)與工作頻率和帶寬關(guān)系不大而相對(duì)平坦，電路具有極好的反向隔離性能和較高的線性度，但噪聲系數(shù)較高^[3]。全局負(fù)反饋結(jié)構(gòu)可以緩和阻抗匹配和噪聲系數(shù)之間嚴(yán)峻的折衷關(guān)系，但增益較低而需要多級(jí)級(jí)聯(lián)，將會(huì)導(dǎo)致不穩(wěn)定的問題^[4]。電阻并聯(lián)反饋共源放大器降低輸入端的品質(zhì)因子從而實(shí)現(xiàn)帶寬拓展和增益平坦化，但電阻本身會(huì)引入噪聲，會(huì)惡化輸入端的噪聲特性^[5]。分布式放大器需要多晶體管級(jí)聯(lián)和大量的電感，或需要高質(zhì)量的傳輸線，增加了面積和功耗，提高了成本^[6]。

在射頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)中，為了抑制共模噪聲，提高端口隔離度，常采用基爾伯特混頻器。但是從天線接收到的信號(hào)為單端信號(hào)，且一般帶通濾波器和低噪聲放大器都是單端口結(jié)構(gòu)，故需要巴倫進(jìn)行單端信號(hào)轉(zhuǎn)為差分信號(hào)的處理。無源巴倫一般利用同軸線、微帶線等進(jìn)行耦合和移相，缺點(diǎn)是有嚴(yán)重的信號(hào)損耗、面積很大且惡化系統(tǒng)噪聲。有源巴倫是利用晶體管的工作特性實(shí)現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分的作用。目前有幾種常見的有源巴倫的結(jié)構(gòu)。其中最簡(jiǎn)單的是單晶體管，通過仔細(xì)設(shè)計(jì)其源極和漏極的負(fù)載可實(shí)現(xiàn)單轉(zhuǎn)雙功能，但由于輸出寄生作用，該結(jié)構(gòu)不適合寬帶應(yīng)用^[7]。反饋差分對(duì)的結(jié)構(gòu)，缺點(diǎn)是由于r/l/c補(bǔ)償回路的存在使得增益相位的不匹配依賴于頻率，且功耗較高^[8]。cs-cg對(duì)，它具有較低功耗和很好的隔離度，但是相位誤差較大^[9]。

現(xiàn)有的寬帶低噪聲放大器難以同時(shí)實(shí)現(xiàn)良好的輸入匹配和很低的噪聲，且多數(shù)局限于單端輸入單端輸出而只能與巴倫結(jié)構(gòu)級(jí)聯(lián)工作，這會(huì)增加級(jí)間匹配的復(fù)雜度，引入額外的噪聲，芯片面積較大。

參考文獻(xiàn)：

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技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種可以工作在0.1～1.2ghz頻段的寬帶單轉(zhuǎn)雙低噪聲放大器，將噪聲抵消技術(shù)和有源巴倫技術(shù)應(yīng)用于同一個(gè)電路中，在寬帶同時(shí)實(shí)現(xiàn)良好的輸入匹配和低噪聲性能，同時(shí)具有單端輸入差分輸出的功能，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可以制作較小的芯片，能夠cmos0.18um工藝實(shí)現(xiàn)，設(shè)計(jì)具有可復(fù)制性。技術(shù)方案如下：

一種寬帶單端轉(zhuǎn)差分低噪聲放大器，包括：輸入匹配級(jí)電路和噪聲抵消級(jí)電路，所述輸入匹配級(jí)電路，其輸入端接收信號(hào)輸入端的信號(hào)(in)，產(chǎn)生相位相反的兩路信號(hào)，分別通過高通濾波器輸出到后級(jí)的噪聲抵消級(jí)電路；

所述噪聲抵消級(jí)電路，該噪聲抵消級(jí)電路有三個(gè)輸入端，兩個(gè)輸出端，其中兩路輸入連接輸入匹配級(jí)的兩路輸出，另一路輸入接收信號(hào)輸入端的信號(hào)(in)，輸出兩路差分信號(hào)(out+/out-)；

所述輸入匹配級(jí)電路包括：第一晶體管(m1)，第二晶體管(m2)，第三晶體管(m3)，第四晶體管(m4)，第五晶體管(m5)；其中，所述第一晶體管(m1)的柵極分別與第二晶體管(m2)的柵極、第一電容(c1)的第二端、第一電阻(r1)的第一端和第六電容(c6)的第一端連接；

所述的第一晶體管(m1)的漏極分別與第二晶體管(m2)的漏極、第一電阻(r1)的第二端、第三電容(c3)的第一端和第四電容(c4)的第一端連接；

所述的第二晶體管(m2)的源極分別與第三晶體管(m3)的漏極和第二電容(c2)的第二端連接；

所述第四晶體管(m4)的柵極分別與第二電阻(r2)的第一端和第三電容(c3)的第二端連接；

所述第四晶體管(m4)的漏極分別與第五晶體管(m5)的漏極和第五電容(c5)的第一端連接。

所述噪聲抵消級(jí)電路包括：第六晶體管(m6)，第七晶體管(m7)，第八晶體管(m8)，第九晶體管(m9)，第十晶體管(m10)，第十一晶體管(m11)；

其中所述第六晶體管(m6)的柵極分別與第五電阻的第一端和第六電容(c6)的第二端連接；

所述第六晶體管(m6)的漏極與第七晶體管(m7)的源極連接；

所述第七晶體管(m7)的漏極分別與第八晶體管(m8)的源極、第七電容(c7)的第一端和第八電容(c8)的第一端連接；

所述第八晶體管(m8)的柵極與第三電阻(r3)的第二端和第四電容(c4)的第二端連接；

所述第九晶體管(m9)的柵極分別與第六電阻(r6)的第一端和第七電容(c7)的第二端連接；

所述第九晶體管(m9)的漏極與第十晶體管(m10)的源極連接；

所述第十晶體管(m10)的漏極分別與第十一晶體管(m11)的源極和第九電容(c9)的第一端連接；

所述第十一晶體管(m11)的柵極分別與第四電阻(r4)的第二端和第五電容(c5)的第二端連接。

所述第三晶體管(m3)的柵極和第五晶體管(m5)的柵極均與第一電壓源(v1)連接；

所述第二電阻(r2)的第二端、第五電阻(r5)的第二端和第六電阻(r6)的第二端均與第二電壓源(v2)連接；

所述第三晶體管(m3)的源極、第五晶體管(m5)的源極、第八晶體管(m8)的漏極、第十一晶體管(m11)的漏極、第二電容(c2)的第一端、第三電阻(r3)的第一端和第四電阻(r4)的第一端均與第三電壓源(v3)連接；

所述第一晶體管(m1)的源極、第四晶體管(m4)的源極、第六晶體管(m6)的源極和第九晶體管(m9)的源極均與接地端連接。

所述信號(hào)輸入端(in)連接第一電容(c1)的第一端；

所述第八電容(c8)的第二端連接第一信號(hào)輸出端(out+)；

所述第九電容(c9)的第二端連接第二信號(hào)輸出端(out-)。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案的有益效果是：

(1)本發(fā)明采用噪聲抵消技術(shù)，在寬帶實(shí)現(xiàn)良好的輸入匹配和較低的噪聲。

(2)本發(fā)明將有源巴倫技術(shù)結(jié)合于噪聲抵消技術(shù)中，而非在低噪聲放大器后單獨(dú)增加一級(jí)有源巴倫，降低級(jí)間匹配的復(fù)雜度，并避免由巴倫帶來的噪聲和匹配不好引起的增益損耗。

(3)本發(fā)明中使用的器件主要包括mos管、電阻和電容，整體電路不含電感，從而節(jié)省芯片面積，降低了成本。

(4)本發(fā)明采用深亞微米0.18umcmos工藝實(shí)現(xiàn)，1.8v低電源電壓供電，其功耗消耗較低。

(5)本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)采用主流cmos工藝，可以與普通采用cmos工藝的數(shù)字基帶電路集成在同一塊芯片上，容易實(shí)現(xiàn)片上系統(tǒng)集成。

附圖說明

圖1是本發(fā)明低噪聲放大器的電路結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明低噪聲放大器的噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果圖；

圖3是本發(fā)明低噪聲放大器的s參數(shù)的仿真結(jié)果圖；

圖4是本發(fā)明低噪聲放大器的兩端口輸出信號(hào)相位的仿真結(jié)果圖；

圖5是本發(fā)明低噪聲放大器的兩端口輸出信號(hào)增益的仿真結(jié)果圖；

圖6是本發(fā)明低噪聲放大器的線性度的仿真結(jié)果圖。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明要解決的技術(shù)問題、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合附圖及具體實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。

如圖1所示，所述輸入匹配級(jí)電路包括：第一晶體管(m1)，第二晶體管(m2)，第三晶體管(m3)，第四晶體管(m4)，第五晶體管(m5)；

其中，所述第一晶體管(m1)的柵極分別與第二晶體管(m2)的柵極、第一電容(c1)的第二端、第一電阻(r1)的第一端和第六電容(c6)的第一端連接；

所述的第一晶體管(m1)的漏極分別與第二晶體管(m2)的漏極、第一電阻(r1)的第二端、第三電容(c3)的第一端和第四電容(c4)的第一端連接；

所述的第二晶體管(m2)的源極分別與第三晶體管(m3)的漏極和第二電容(c2)的第二端連接；

所述第四晶體管(m4)的柵極分別與第二電阻(r2)的第一端和第三電容(c3)的第二端連接；

所述第四晶體管(m4)的漏極分別與第五晶體管(m5)的漏極和第五電容(c5)的第一端連接。

本發(fā)明的實(shí)施例中，第一晶體管(m1)、第二晶體管(m2)和第一電阻(r1)構(gòu)成電阻并聯(lián)反饋的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)，利用互補(bǔ)共柵極晶體管跨導(dǎo)提供輸入阻抗，保證在較寬的頻帶內(nèi)具有良好的輸入匹配特性，在相同的偏置電流下，層疊的nmos管和pmos管將單管跨導(dǎo)增大到兩管跨導(dǎo)之和，在不增加功耗的情況下提高電路增益。該結(jié)構(gòu)還能提高電路的魯棒性，可以降低寄生效應(yīng)、溫度以及工藝變化對(duì)功率增益和輸入阻抗匹配的影響。輸入級(jí)晶體管m1和m2的噪聲電流流經(jīng)第一電阻(r1)和電源內(nèi)阻從而在x和y點(diǎn)形成同相噪聲電壓，同時(shí)由于共源放大器的反相放大特性，x和y點(diǎn)有反相有用信號(hào)電壓，這種差別正是噪聲抵消的關(guān)鍵。m4和m5構(gòu)成的共源放大器將互補(bǔ)共柵極的輸出實(shí)現(xiàn)反相放大后作為噪聲抵消級(jí)的輸入之一，是形成單端輸入差分輸出的基礎(chǔ)。

如圖1所示，所述噪聲抵消級(jí)電路包括：第六晶體管(m6)，第七晶體管(m7)，第八晶體管(m8)，第九晶體管(m9)，第十晶體管(m10)，第十一晶體管(m11)；

其中所述第六晶體管(m6)的柵極分別與第五電阻的第一端和第六電容(c6)的第二端連接；

所述第六晶體管(m6)的漏極與第七晶體管(m7)的源極連接；

所述第七晶體管(m7)的漏極分別與第八晶體管(m8)的源極、第七電容(c7)的第一端和第八電容(c8)的第一端連接；

所述第八晶體管(m8)的柵極與第三電阻(r3)的第二端和第四電容(c4)的第二端連接；

所述第九晶體管(m9)的柵極分別與第六電阻(r6)的第一端和第七電容(c7)的第二端連接；

所述第九晶體管(m9)的漏極與第十晶體管(m10)的源極連接；

所述第十晶體管(m10)的漏極分別與第十一晶體管(m11)的源極和第九電容(c9)的第一端連接；

所述第十一晶體管(m11)的柵極分別與第四電阻(r4)的第二端和第五電容(c5)的第二端連接。

本發(fā)明的實(shí)施例中，源跟隨器m8將y點(diǎn)噪聲電壓同相放大，m6和m7共源共柵放大器將x點(diǎn)噪聲電壓信號(hào)反相放大，在m8源極進(jìn)行疊加，噪聲可以在輸出端out+處抵消；同理，源跟隨器m11將z點(diǎn)噪聲電壓同相放大，m9和m10共源共柵放大器將m7漏極處的噪聲電壓反相放大，在m8源極進(jìn)行疊加，噪聲可以在輸出端out-處抵消。同時(shí)對(duì)于有用信號(hào)，m8將y點(diǎn)信號(hào)同相放大因而與x點(diǎn)相位相反，m6和m7共源共柵放大器將x點(diǎn)反相放大，在輸出端out+處得以加強(qiáng)；m11將z點(diǎn)信號(hào)同相放大因而與x點(diǎn)相位相同，m9和m10共源共柵放大器反相放大m6和m7共源共柵放大器的輸出信號(hào)因而與x點(diǎn)相位相同，在輸出端out-處得以加強(qiáng)，且與輸出端out+的信號(hào)相位相反。m7和m10可以抑制密勒效應(yīng)，提高反向隔離度，增加電路穩(wěn)定性，使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)互不影響。只要仔細(xì)設(shè)計(jì)mos管跨導(dǎo)值就可以實(shí)現(xiàn)在兩個(gè)端口處分別抵消輸入級(jí)噪聲并形成差分輸出信號(hào)。同時(shí)由于m8和m11的跨導(dǎo)提供輸出阻抗，可以在較寬頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)輸出匹配，增加了電路系統(tǒng)的增益平坦度。

本發(fā)明的實(shí)施例中，所述第三晶體管(m3)的柵極和第五晶體管(m5)的柵極均與第一電壓源(v1)連接；所述第二電阻(r2)的第二端、第五電阻(r5)的第二端和第六電阻(r6)的第二端均與第二電壓源(v2)連接；所述第三晶體管(m3)的源極、第五晶體管(m5)的源極、第八晶體管(m8)的漏極、第十一晶體管(m11)的漏極、第二電容(c2)的第一端、第三電阻(r3)的第一端和第四電阻(r4)的第一端均與第三電壓源(v3)連接；所述第一晶體管(m1)的源極、第四晶體管(m4)的源極、第六晶體管(m6)的源極和第九晶體管(m9)的源極均與接地端連接。所述信號(hào)輸入端(in)連接第一電容(c1)的第一端；所述第八電容(c8)的第二端連接第一信號(hào)輸出端(out+)；所述第九電容(c9)的第二端連接第二信號(hào)輸出端(out-)。

本文采用tsmccmos0.18um工藝，利用cadencerfspectre對(duì)電路進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

圖2為本發(fā)明所述0.1～1.2ghz寬帶低噪聲放大器噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果。由此可以看出，在0.1～1.2ghz頻帶范圍內(nèi)，噪聲系數(shù)在3.2～4.1db，表明本發(fā)明的低噪聲放大器在整個(gè)頻帶內(nèi)具有良好的噪聲系數(shù)。

圖3為本發(fā)明所述0.1～1.2ghz寬帶低噪聲放大器s參數(shù)的仿真結(jié)果。由此可以看出，在0.1～1.2ghz頻帶范圍內(nèi)，s11<-15，s22<-19，表明本發(fā)明的低噪聲放大器在整個(gè)頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了良好的輸入輸出匹配；s12<-44，表明本發(fā)明的低噪聲放大器具有良好的反向隔離性能；s21最大值為13.5db，表明本發(fā)明的低噪聲放大器具有較高的增益。

圖4為本發(fā)明所述0.1～1.2ghz寬帶低噪聲放大器兩輸出端口的相位和增益的仿真結(jié)果。由此可以看出，在0.1～1.2ghz頻帶范圍內(nèi)，相位誤差為2.5°，證明輸出信號(hào)具有很好的差分特性，該lna能夠?qū)崿F(xiàn)巴倫的功能。

圖5為本發(fā)明所述0.1～1.2ghz寬帶低噪聲放大器端口的線性度的仿真結(jié)果。由此可以看出，在頻率為700m時(shí)輸入1db壓縮點(diǎn)為-8dbm，表明本發(fā)明的低噪聲放大器具有良好的線性度。

圖6為本發(fā)明所述0.1～1.2ghz寬帶低噪聲放大器的穩(wěn)定性因數(shù)。由此可以看出，kf＞23，表明本發(fā)明的低噪聲放大器具有無條件穩(wěn)定性。

本發(fā)明采用電阻并聯(lián)反饋的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)，利用晶體管跨導(dǎo)提供輸入阻抗，保證在較寬的頻帶內(nèi)具有良好的輸入匹配特性，且在相同的偏置電流下，層疊的nmos管和pmos管將單管跨導(dǎo)增大到兩管跨導(dǎo)之和，在不增加功耗的情況下提高電路增益。該結(jié)構(gòu)還能提高電路的魯棒性，可以降低寄生效應(yīng)、溫度以及工藝變化對(duì)功率增益和輸入阻抗匹配的影響。在輸入匹配級(jí)后增加一級(jí)共源放大器增加一路反相信號(hào)輸出，是實(shí)現(xiàn)單端輸入雙端輸出的基礎(chǔ)。噪聲抵消級(jí)以源跟隨器和共源共柵極的結(jié)合為基礎(chǔ)，在輸出端抵消輸入匹配級(jí)的噪聲并加強(qiáng)有用信號(hào)，形成相位相反幅值相等的差分信號(hào)，并且由源跟隨器的跨導(dǎo)提供輸出阻抗使得在較寬頻帶范圍內(nèi)具有良好的輸出匹配。

以上實(shí)施例僅用以說明本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)，而非對(duì)其限制。此外，根據(jù)上述配置的示例性實(shí)施方式可有本領(lǐng)域技術(shù)人員理解和實(shí)施；可以對(duì)前述各實(shí)施例所記載的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行修改，或者對(duì)其中部分電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應(yīng)電路結(jié)構(gòu)的本質(zhì)脫離本發(fā)明各實(shí)施例技術(shù)方案的基本特征。本發(fā)明的范圍應(yīng)根據(jù)權(quán)利要求來解釋。