本發(fā)明涉及混合信號集成電路設計技術領域，尤其涉及一種采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sd模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

背景技術：

隨著語音控制、語音識別等技術的飛速發(fā)展，人們對音頻信號處理工具的性能要求越來越高。在過去的幾十年中，集成電路(ic)產(chǎn)業(yè)精確地按照著名的摩爾定律不斷發(fā)展，每隔18個月，元件的集成度將會增加一倍，性能同時也增加一倍。

在集成電路中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)是必不可少的一個模塊，例如在音頻信號處理系統(tǒng)中，sd模數(shù)轉(zhuǎn)換器(sigma-deltaadc，σδadc)將采集的音頻信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，從而進一步進行信號的傳輸與處理。為了獲得比較好的音質(zhì)，sdadc轉(zhuǎn)換時的量化噪聲(quantizationnoise)是一個不可忽略的因素。量化噪聲會降低音頻信號的信噪失真比(signal-to-noiseanddistortionratio，sndr)，所以，一個性能較好的sdadc需要盡可能地降低量化噪聲的影響。

在傳統(tǒng)的leslie-singh結構(如圖1)sdadc中，為了降低音頻信號的帶內(nèi)噪聲，通常采用過采樣技術(osr)和噪聲整形技術(noiseshaping)，但這兩種技術都有著一定的瓶頸。首先，受時鐘抖動影響，穩(wěn)定的采樣時鐘頻率不可能無限制地提高，再加上系統(tǒng)環(huán)路延時(excessloopdelay，eld)的影響，導致osr不可能無限制地提高。其次，噪聲整形的效果與系統(tǒng)環(huán)路濾波器(loopfilter)的階數(shù)成正相關，然而，當環(huán)路濾波器的階數(shù)太高時，系統(tǒng)穩(wěn)定性會急劇下降。而且，leslie-singh結構要求環(huán)路濾波器和數(shù)字濾波器有非常好的匹配性，否則會出現(xiàn)噪聲泄露，也會影響系統(tǒng)的性能。所以，如何保證系統(tǒng)穩(wěn)定性地前提下抑制噪聲泄露，進一步提高系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換精度，一直是sdadc設計的難點。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sd模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以提高sdadc的轉(zhuǎn)換精度，解決了量化器量化誤差所帶來的量化噪聲對信號sndr的影響和降低環(huán)路濾波器和數(shù)字濾波器的不匹配所帶來的噪聲泄露，從而使得音頻系統(tǒng)的噪聲性能以及其他性能得以提升。

本發(fā)明的目的是通過以下技術方案實現(xiàn)的：

一種采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sd模數(shù)轉(zhuǎn)換器，包括：二階濾波器環(huán)路、數(shù)字噪聲整形環(huán)路與自噪聲耦合環(huán)路；

其中，所述自噪聲耦合環(huán)路包括：第二數(shù)模轉(zhuǎn)換器、延遲單元與數(shù)字減法電路；

輸入的連續(xù)信號經(jīng)過二階濾波器環(huán)路輸出低比特部分和高比特部分，其中的高比特部分輸入至二階濾波器環(huán)路；低比特部分輸入至自噪聲耦合環(huán)路后分為兩路，其中一路經(jīng)過延遲單元后輸入至數(shù)字減法電路，另一路直接輸入至數(shù)字減法電路，這兩路信號經(jīng)過數(shù)字減法電路通過第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器返回至二階濾波器環(huán)路中的第二級積分器；

最終，經(jīng)過上述處理后的低比特部分經(jīng)過數(shù)字噪聲整形環(huán)路中的數(shù)字濾波器后，再通過數(shù)字噪聲整形環(huán)路中數(shù)字加法器與高比特部分進行數(shù)字相加，得到離散的數(shù)字輸出信號。

所述二階濾波器環(huán)路包括：

第一級積分器、第二級積分器、動態(tài)邏輯匹配電路、第一數(shù)模轉(zhuǎn)換器以及多比特量化器；其中，

輸入的連續(xù)信號依次通過第一級積分器與第二級積分器后輸入至多比特量化器，從而被分成低比特部分和高比特部分，其中高比特部分依次經(jīng)過動態(tài)邏輯匹配電路與第一數(shù)模轉(zhuǎn)換器后分別輸入至第一級積分器與第二級積分器。

還包括：前饋電路，其用于將輸入的連續(xù)信號中的一部分直接送入第二級積分器。

由上述本發(fā)明提供的技術方案可以看出，采用了包含自噪聲耦合電路的二階連續(xù)時間sdadc，降低了模擬濾波器與數(shù)字濾波器的不匹配所帶來的噪聲泄露，增強了噪聲整形的效果，使得系統(tǒng)信噪比明顯提升。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域的普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他附圖。

圖1為本發(fā)明背景技術提供的傳統(tǒng)leslie-singh結構的結構示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例提供的采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sdadc的結構示意圖；

圖3為本發(fā)明實施例提供的傳統(tǒng)sdadc結構的線性模型示意圖；

圖4為本發(fā)明實施例提供的本發(fā)明sdadc結構的線性模型示意圖；

圖5為本發(fā)明實施例提供的本發(fā)明sdadc結構與傳統(tǒng)sdadc結構的性能對比曲線圖。

具體實施方式

下面結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明的保護范圍。

圖2為本發(fā)明實施例提供的采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sdadc的結構示意圖。如圖2所示，其主要包括：

二階濾波器環(huán)路、數(shù)字噪聲整形環(huán)路與自噪聲耦合環(huán)路；

其中，所述自噪聲耦合環(huán)路包括：第二數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac2)、延遲單元與數(shù)字減法電路；

輸入的連續(xù)信號經(jīng)過二階濾波器環(huán)路后輸出低比特部分(lsb(n))和高比特部分(msb(n))，其中的高比特部分輸入至二階濾波器環(huán)路；低比特部分輸入至自噪聲耦合環(huán)路后分為兩路，其中一路經(jīng)過延遲單元后輸入至數(shù)字減法電路，另一路直接輸入至數(shù)字減法電路，這兩路信號經(jīng)過數(shù)字減法電路通過第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器返回至二階濾波器環(huán)路中的第二級積分器；由于量化噪聲基本在lsb(n)中，所以相當于將噪聲耦合到了第二級積分器的輸入端，即構成了自噪聲耦合環(huán)路；

最終，經(jīng)過上述處理后的低比特部分經(jīng)過數(shù)字噪聲整形環(huán)路中的數(shù)字濾波器后，再通過數(shù)字噪聲整形環(huán)路中數(shù)字加法器與高比特部分進行數(shù)字相加，得到離散的數(shù)字輸出信號。

本發(fā)明實施例中，數(shù)字噪聲整形環(huán)路中的數(shù)字濾波器，即圖2中的“(1-1/z)ntf(z)”部分，數(shù)字加法器，即圖2輸出信號y(n)的部分。

本發(fā)明實施例中，所述二階濾波器環(huán)路包括：第一級積分器(i1(s))、第二級積分器(i2(s))、動態(tài)邏輯匹配電路(dwa)、第一數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac1)以及多比特量化器q(z)；其中，輸入的連續(xù)信號依次通過第一級積分器與第二級積分器后輸入至多比特量化器，從而被分成低比特部分和高比特部分，其中高比特部分依次經(jīng)過動態(tài)邏輯匹配電路與第一數(shù)模轉(zhuǎn)換器(dac1)后分別輸入至第一級積分器與第二級積分器。上述dwa能有效降低dac1中由于器件加工誤差引起的非線性，從而提高dac1的精度，二階濾波器環(huán)路能夠?qū)⑿盘枎?nèi)噪聲推到高頻，從而達到噪聲整形的效果。

本發(fā)明實施例中，該sdadc還包括：前饋電路，其用于將輸入的連續(xù)信號中的一部分直接送入第二級積分器，用于減小第一級積分器的輸出擺幅，降低系統(tǒng)功耗和放大器的設計難度。

上述方案中，二階環(huán)路濾波器對噪聲進行了整形，數(shù)字濾波器與環(huán)路濾波器相匹配，對沒有經(jīng)過環(huán)路濾波器的低比特(leastsignificantbit,lsb(n))部分進行整形，自噪聲耦合環(huán)路將量化噪聲送回積分器，對噪聲進行高階整形，進一步削弱帶內(nèi)噪聲。

傳統(tǒng)結構量化器噪聲被直接輸出，而本發(fā)明的結構中，量化器產(chǎn)生的噪聲被重新送回的積分器，構成了一個新的濾波環(huán)路，噪聲整形的效果更加明顯，而且對噪聲泄露有更好的抑制作用，所以噪聲性能大大提高，而且，該結構沒有增加環(huán)路濾波器的階數(shù)，不會對系統(tǒng)的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。需要說明的是，圖2所示的結構中有a、b、c三個增益因子，a、b的取值需要結合系統(tǒng)環(huán)路延時，通過系統(tǒng)函數(shù)推導獲得；此外，增益因子a、b還分別通過一模擬減法電路接相應的積分器。而增益因子c與lsb(n)延時τ存在固定對應關系c＝1/τ，需要綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性、dac2的設計難度、噪聲要求來確定參數(shù)c的取值。

下面將本發(fā)明提供的采用自噪聲耦合的二階連續(xù)時間sigma-deltaadc結構(簡稱本發(fā)明sdadc結構)與傳統(tǒng)的leslie-singh結構二階連續(xù)時間sigma-deltaadc結構(簡稱傳統(tǒng)sdadc結構)進行比較。

如圖1所示的傳統(tǒng)的sdadc結構中，環(huán)路濾波器的傳遞方程為：

lf(s)＝ai(s)+bi²(s)

連續(xù)系統(tǒng)的模型直接推導比較復雜，在使用不歸零反饋(nonreturn-to-zero,nrz)dac的前提下，根據(jù)脈沖不變變換(impulse-invarianttransformation，iit)，我們可以將連續(xù)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換成離散時間的傳遞函數(shù)。

根據(jù)等效的環(huán)路濾波器，圖1所示結構的線性模型如圖3所示，其系統(tǒng)傳遞方程為：

msb(n)＝stf(z)u(t)+ntf(z)e(z)-ntf(z)lsb(n)

其中msb(n)、lsb(n)分別表示量化器數(shù)字輸出的高位與低位，e(z)表示量化噪聲，stf(z)表示低通信號傳遞函數(shù)，ntf(z)表示高通噪聲傳遞函數(shù)。

當采用本發(fā)明圖2所示的結構時，相應的線性模型如圖4所示。因為加入了自耦合環(huán)路，lsb(n)被重新被送入第二級積分器，相當于噪聲被再一次濾波，系統(tǒng)傳遞函數(shù)為：

msb(n)＝stf(z)u(t)+ntf(z)e(z)-(1-z^-1)ntf(z)lsb(n)；

傳統(tǒng)結構lsb(n)的濾波函數(shù)為ntf(z)，而本發(fā)明中的結構使得該濾波函數(shù)變成(1-1/z)ntf(z)，(1-1/z)是一個一階的高通濾波器，可以看到，濾波函數(shù)的階數(shù)增高一階，這使得量化噪聲整形效果變得更好，而且對于噪聲泄露有著更好的抑制作用，從而降低了對模擬濾波器和數(shù)字濾波器的匹配性要求，使得系統(tǒng)有更好的噪聲性能。

如圖5所示，為本發(fā)明sdadc結構與傳統(tǒng)sdadc結構的對比，其中的實線曲線對應本發(fā)明提供的sdadc結構，虛線曲線對應傳統(tǒng)的sdadc結構，很明顯可以看出帶內(nèi)噪聲性能有很大程度的提升。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發(fā)明披露的技術范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護范圍應該以權利要求書的保護范圍為準。