本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理，尤其是指一種基于改進數(shù)字鎖相放大器的目標信號提取方法。

背景技術：

1、微弱信號檢測問題一直是測量領域中的重點研究問題，同時也是現(xiàn)階段科學技術發(fā)展的前沿問題。微弱信號檢測技術則是一門涉及到信息處理、電子科學等技術領域的新興科學技術，用來達到抑制噪聲提取有用信號的目的。

2、現(xiàn)有的微弱信號檢測方法主要有窄帶濾波法、同步累積法、雙路消噪法與相關檢測法。窄帶濾波法利用信號的功率譜密度較窄而噪聲的功率譜相對很寬的特點，提高信噪比，從而提取信號，但是其只能應用在對噪聲特性要求很低的場合。同步累積法應用信號的重復性和噪聲的隨機性,對信號重復測量多次，使信號同相的累積，但是運算周期較長，在控制器中計算較為復雜。雙路消噪法利用2個通道對輸入信號進行不同的處理，然后消去共同的噪聲，最后得到待測信號，該方法的缺點是只能用來檢測微弱的正弦波信號是否存在，并不能復現(xiàn)波形。相關檢測法是根據(jù)周期信號的幅度在不同時刻具有相關性，而噪聲是隨機的，無相關性，利用這種周期信號間的相關性及噪聲與周期信號的不相關性，將周期信號從強噪聲中提取出來的方法；該方法分為自相關和互相關兩種,而互相關法由于能夠抑制與參考信號不相關的各種形式的噪聲而顯示出其在噪聲抑制能力上優(yōu)于自相關的特性。

3、微弱信號檢測儀器隨著技術的發(fā)展不斷演進，常用的設備包括低噪聲前置放大器、鎖相放大器、取樣積分器和光子計數(shù)器等。在這些方法中，相關檢測方法被廣泛使用，被認為是最有效的方法之一。近年來，基于相關方法發(fā)展的鎖相放大器已成為檢測微弱信號的有效工具。鎖相放大器是一種專門用于提取特定頻率信號的設備，廣泛應用于科學研究和工業(yè)領域，特別是在需要從噪聲環(huán)境中檢測和提取微弱信號的情況下。

4、最初的鎖相放大器完全由模擬電路實現(xiàn)。隨著數(shù)字技術的發(fā)展和大規(guī)模集成電路的成熟，高速數(shù)字信號處理技術的進步帶來了各種數(shù)字化產(chǎn)品。然而，多數(shù)鎖相放大器仍然是模擬和數(shù)字混合器件。盡管模擬鎖相放大器經(jīng)過多年的改進，其核心電路沒有發(fā)生根本性的變化，只是局部采用了數(shù)字化器件，如數(shù)字濾波器用于抑制噪聲，以及模數(shù)轉換(adc)和數(shù)模轉換(dac)用于實現(xiàn)數(shù)字化監(jiān)視和顯示等輔助功能。然而，其核心的相敏檢波器(psd)依舊依賴于模擬電子技術，因此本質(zhì)上仍是模擬鎖相放大器。

5、隨著dsp、fpga等微處理器的出現(xiàn)和技術的發(fā)展，鎖相放大器的核心相敏檢波器逐漸通過數(shù)字微處理器的軟件實現(xiàn)，最終誕生了真正意義上的數(shù)字鎖相放大器。這標志著鎖相放大器從傳統(tǒng)模擬技術向完全數(shù)字化的重大轉變。盡管傳統(tǒng)的鎖相放大器在許多應用中表現(xiàn)出色，但其性能極大地依賴于低通濾波器的效果。在低信噪比環(huán)境下，低通濾波器需要具備非常窄的帶寬以有效地過濾噪聲，這限制了系統(tǒng)的動態(tài)響應和適應性。此外，過窄的帶寬會導致信號處理延遲增加，從而降低系統(tǒng)應對快速變化信號的能力。

技術實現(xiàn)思路

1、為此，本發(fā)明所要解決的技術問題在于克服現(xiàn)有技術中的鎖相放大器高度依賴于低通濾波器，導致無法從噪聲環(huán)境中快速準確地檢測和提取微弱信號。

2、為解決上述技術問題，本發(fā)明提供了一種基于改進數(shù)字鎖相放大器的目標信號提取方法，包括：

3、獲取包含噪聲與待提取目標信號的輸入信號，以及正交參考信號和余弦參考信號；

4、基于相位敏感檢測，獲取輸入信號與正交參考信號之間的相位差；

5、基于待提取目標信號的預設信號表示、噪聲，以及輸入信號與正交參考信號之間的相位差，構建輸入信號表達式、正交參考信號表達式與余弦參考信號表達式；

6、利用乘法器，將輸入信號表達式分別與正交參考信號表達式和余弦參考信號表達式進行混頻，濾除高頻項，獲取正交分量信號與余弦分量信號；

7、分別對所述正交分量信號與所述余弦分量信號進行卡爾曼濾波，濾除高頻成分與噪聲，獲取正交濾波分量信號與余弦濾波分量信號；

8、分別對所述正交濾波分量信號與所述余弦濾波分量信號進行快速傅里葉變換，濾除高頻噪聲后，再進行逆傅里葉變換，獲取正交時間域信號與余弦時間域信號；

9、分別對所述正交時間域信號與所述余弦時間域信號進行自適應濾波，抑制低頻噪聲，獲取正交自適應信號與余弦自適應信號；

10、分別對所述正交自適應信號與所述余弦自適應信號進行平均，并從中提取對應的正交直流分量和余弦直流分量；

11、基于正交直流分量與余弦直流分量，計算獲取待提取目標信號的幅值與相位。

12、優(yōu)選地，所述基于待提取目標信號的預設信號表示、噪聲，以及輸入信號與正交參考信號之間的相位差，構建輸入信號表達式、正交參考信號表達式與余弦參考信號表達式，包括：

13、待提取目標信號的預設信號表示，為：u0sin(ω0t+φ0)；

14、基于相位敏感檢測，獲取輸入信號與正交參考信號之間的相位差δ；

15、構建輸入信號表達式，為：x(t)＝u0sin(ω0t+φ0)+μ(t)；

16、構建正交參考信號表達式，為：xrl(t)＝ur*sin(ω0t+δ)；

17、構建與余弦參考信號表達式，為：xr2(t)＝ur*cos(ω0t+δ)；

18、其中，u0、ω0與φ0分別表示待提取目標信號的幅度、角頻率與相位，μ(t)表示噪聲，ur表示正交參考信號與余弦參考信號的幅度。

19、優(yōu)選地，所述利用乘法器，將輸入信號表達式分別與正交參考信號表達式和余弦參考信號表達式進行混頻，濾除高頻項，獲取正交分量信號與余弦分量信號，包括：

20、正交分量信號，表示為：

21、

22、余弦分量信號，表示為：

23、

24、其中，和分別表示正交直流分量和余弦直流分量；與分別表示頻率為2ω的正交高頻分量與余弦高頻分量；urμ(t)sin(ω0t+δ)與urμ(t)cos(ω0t+δ)分別表示噪聲引入的正交混頻成分與余弦混頻成分。

25、優(yōu)選地，所述分別對所述正交分量信號與所述余弦分量信號進行卡爾曼濾波，濾除高頻成分與噪聲，獲取正交濾波分量信號與余弦濾波分量信號，包括：

26、正交濾波分量信號，表示為：

27、

28、余弦濾波分量信號，表示為：

29、

30、其中，表示基于卡爾曼濾波獲取的目標正交狀態(tài)估計值，表示基于卡爾曼濾波獲取的目標余弦狀態(tài)估計值。

31、優(yōu)選地，目標正交狀態(tài)估計值與目標余弦狀態(tài)估計值的獲取，均包括：

32、預測狀態(tài)估計值，表示為：

33、預測誤差協(xié)方差，表示為：

34、對于每個時刻k，更新預測狀態(tài)估計值，表示為：

35、對于每個時刻k，更新預測誤差協(xié)方差，表示為：

36、初始化預測狀態(tài)估計值與預測誤差協(xié)方差，為：直至達到預設迭代次數(shù)，獲取目標狀態(tài)估計值

37、其中，τ∈{i、q}，當τ＝i時，計算獲取目標正交狀態(tài)估計值，當τ＝q時，計算獲取目標余弦狀態(tài)估計值；a表示狀態(tài)轉移矩陣，表示過程噪聲協(xié)方差矩陣；h表示觀測矩陣，表示單位矩陣，表示迭代協(xié)方差矩陣；表示卡爾曼增益，表達式為：r表示測量噪聲協(xié)方差矩陣。

38、優(yōu)選地，所述分別對所述正交濾波分量信號與所述余弦濾波分量信號進行快速傅里葉變換，濾除高頻噪聲后，再進行逆傅里葉變換，獲取正交時間域信號與余弦時間域信號，包括：

39、對正交濾波分量信號與余弦濾波分量信號分別進行快速傅里葉變換，獲取正交fft分量與余弦fft分量，包括：

40、正交fft分量，表示為：

41、余弦fft分量，表示為：

42、將正交fft分量與余弦fft分量分別轉換為頻率表示，包括：

43、正交fft分量頻域表示，表示為：

44、

45、余弦fft分量頻域表示，表示為：

46、

47、通過頻域濾波，濾除高頻噪聲后，表示為：

48、正交頻域濾波，表示為：

49、余弦頻域濾波，表示為：

50、對正交頻域濾波與余弦頻域濾波分別進行逆傅里葉變換，包括：

51、正交i?fft信號，表示為：

52、余弦i?fft信號，表示為：

53、獲取正交時間域信號與余弦時間域信號，包括：

54、正交時間域信號：

55、余弦時間域信號：

56、其中，表示復指數(shù)函數(shù)，n表示離散傅里葉變換的點數(shù)，k′表示頻率指數(shù)，k′＝0,1,2,…,n-1；n表示時間序列樣本點，j表示虛數(shù)單位，fcutoff表示預設截止頻率。

57、優(yōu)選地，所述分別對所述正交時間域信號與所述余弦時間域信號進行自適應濾波，抑制低頻噪聲，獲取正交自適應信號與余弦自適應信號，包括：

58、預設濾波器長度為m、學習率為μ，初始化濾波器權重wi(0)＝0；

59、對于每個時刻n，計算濾波器輸出的正交自適應信號iadaptive(n)與余弦自適應信號和qadaptive(n)，表示為：

60、

61、

62、計算濾波器的正交誤差ei(n)和余弦誤差eq(n)，表示為：

63、ei(n)＝di(n)-iadaptive(n)；

64、eq(n)＝dq(n)-qadaptive(n)；

65、更新濾波器權重和表示為：

66、

67、將經(jīng)過自適應濾波后的正交自適應信號與余弦自適應信號表示為：

68、正交自適應信號：

69、余弦自適應信號：

70、其中，x(n-i)為輸入信號的歷史樣本，wi(n)為第i個濾波器權重；d(n)為預設期望信號，期望信號di(n)和dq(n)設為零信號。

71、優(yōu)選地，所述分別對所述正交自適應信號與所述余弦自適應信號進行平均，并從中提取對應的正交直流分量和余弦直流分量，包括：

72、對正交自適應信號進行平均，消除低頻噪聲殘余，提取直流成分，表示為：

73、將正交自適應信號iadaptive(t)的表達式代入并簡化，得到正交直流分量，表示為：

74、對余弦自適應信號進行平均，消除低頻噪聲殘余，提取直流成分，表示為：

75、將余弦自適應信號qadaptive(t)的表達式代入并簡化，得到余弦直流分量，表示為：

76、其中，t表示預設平均時間。

77、優(yōu)選地，所述基于正交直流分量與余弦直流分量，計算獲取待提取目標信號的幅值與相位，包括：

78、待提取目標信號的幅值，表示為：

79、待提取目標信號的相位，表示為：

80、待提取目標信號，表示為：

81、優(yōu)選地，獲取包含噪聲與待提取目標信號的輸入信號后，還包括對輸入信號進行預處理，包括：對輸入信號進行放大與濾波后，獲取滿足預設a/d分辨率的輸入信號，并經(jīng)過a/d采樣獲取輸入信號的離散序列。

82、本發(fā)明的上述技術方案相比現(xiàn)有技術具有以下有益效果：

83、本發(fā)明所述的基于改進數(shù)字鎖相放大器的目標信號提取方法，通過卡爾曼濾波器、快速傅里葉變換和自適應濾波器來設計一個新的數(shù)字鎖相放大器；自適應濾波器能夠根據(jù)實時信號動態(tài)調(diào)整濾波參數(shù)，優(yōu)化濾波效果；fft提供了精確的頻譜分析能力，能夠識別并去除特定頻率的噪聲，確保信號的頻率成分更加純凈，進而優(yōu)化幅度和相位的計算；通過卡爾曼濾波和自適應濾波的組合，能夠在不同噪聲環(huán)境下保持穩(wěn)定的噪聲抑制效果，確保信號估計的穩(wěn)定性和精度；本發(fā)明通過在頻域和時域中的多級處理，能夠更精準地提取信號的幅度和相位，尤其在低信噪比環(huán)境中，優(yōu)勢更加明顯。本發(fā)明通過采用基于時間分析的方法來直接處理輸入信號和參考信號的乘積，使用數(shù)學統(tǒng)計方法和快速傅里葉變換來穩(wěn)定和提取信號的直流成分，減少對低通濾波器的依賴，不依賴于低通濾波器來獲得直流分量，能在低信噪比環(huán)境下提高信號檢測的性能，且避免了傳統(tǒng)低通濾波器帶來的帶寬限制問題，不僅降低了系統(tǒng)設計的復雜度，還提高了信號處理的速度和精度，提供了更高的實時性和噪聲抑制能力。