專利名稱：頻率解調(diào)電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及頻率解調(diào)電路，用于從調(diào)頻載波信號(hào)中檢出調(diào)制后的信號(hào)。
調(diào)頻(以下稱FM)對(duì)于外部噪聲來(lái)說(shuō)要比調(diào)幅具有更高的信/噪比，且它是用來(lái)發(fā)射電視伴音、調(diào)頻立體聲廣播等所共用的調(diào)制系統(tǒng)。
用于從調(diào)頻載波信號(hào)中檢出調(diào)制后的信號(hào)的調(diào)頻檢波器通常采用比率檢波器、福斯持-西利檢波器等，但隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，接收機(jī)也采用了正交檢測(cè)器、鎖相環(huán)型檢波器等。
圖6是上文提到的正交檢波器的方框圖。在該圖中，標(biāo)號(hào)1代表90°移相的其上輸入了調(diào)頻載波信號(hào)的電路;標(biāo)號(hào)2代表帶通濾波器(BPF)，它被調(diào)節(jié)成使調(diào)頻載波頻率為其通帶的中心頻率;標(biāo)號(hào)3代表一個(gè)乘法器，它檢測(cè)上述FM載波信號(hào)與BPF2輸出之間的相位差，從而檢出FM信號(hào)。隨后，所檢出的信號(hào)作為音頻信號(hào)通過(guò)一個(gè)低通濾波器(LPF)4而輸出。
假定FM載波信號(hào)的角頻率為W，當(dāng)ωo＞ω的關(guān)系成立時(shí)BPF2產(chǎn)生相對(duì)于中心頻率fo(ωo)而相位超前的信號(hào)，而在ωo＜ω時(shí)產(chǎn)生相位落后的信號(hào)。
因此，如圖6B所示，當(dāng)檢出輸入到BPF2的FM載波信號(hào)ω+90°的信號(hào)波形與僅在BPF2為正時(shí)的輸出波形ω的乘積時(shí)，則可在FM載波信號(hào)ω+90°和輸出波形W為正時(shí)的期間檢出其檢波輸出。這一輸出的平均電壓在ω＝ωo附近變化。因此，可通過(guò)LPF4對(duì)該輸出進(jìn)行積分而檢出FM載波信號(hào)的調(diào)制信號(hào)分量。
圖7是鎖相環(huán)(PLL)型FM解調(diào)器的示意方框圖，其中標(biāo)號(hào)5代表相位比較器，標(biāo)號(hào)6代表低通濾波器而標(biāo)號(hào)7代表其振蕩頻率由LPF6的輸出進(jìn)行控制的壓控振蕩器。
如所周知的，該電路被施以反饋控制，這樣，壓控振蕩器(VOC)7鎖定于輸入的FM載波信號(hào)頻率上，與VOC7的中心頻率和FM載波信號(hào)的頻率改變相對(duì)應(yīng)的差信號(hào)被LPF6取出。
上述類型的每一個(gè)調(diào)頻解調(diào)電路都使用可變相位的電路，它包括一個(gè)BPF，以相對(duì)于FM載波頻率fo的差來(lái)代替相位偏移，并隨后，通過(guò)使用相位比較器將其轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷悍戎?，從而檢測(cè)FM信號(hào)波。
因此，需要使基準(zhǔn)頻率fo與FM載波信號(hào)的中心頻率保持一致，且檢波器的解調(diào)特性絕大部分取決于所保持一致的準(zhǔn)確性。
由于這個(gè)原因，通過(guò)調(diào)節(jié)線圈或電容器的值，使由可變相位裝置的組成元件(如線圈L和電容C)的值的非一致性引起的fo的改變得以校正。然而，這種調(diào)節(jié)不僅需要相當(dāng)高的精確度，而且還有對(duì)溫度范圍、老化和裝置的構(gòu)成元件精度的需求，由此而使整個(gè)系統(tǒng)的成本提高。
此外，上述FM解調(diào)系統(tǒng)是用于電視接收機(jī)的伴音信號(hào)解調(diào)電路的。如果電視為NTSC制的，根據(jù)所用電視的區(qū)域的不同，其伴音載頻分別為4.5MHz，在歐洲的B/G制下，伴音載頻為5.5MHz，在D/K制下為6.5MHz，而在I制下，調(diào)頻信號(hào)的伴音載頻為6MHz。
因此而引發(fā)了一個(gè)問(wèn)題，即電視接收機(jī)中的FM解調(diào)電路具有不同的中心頻率fo，因此使需要進(jìn)行調(diào)節(jié)的零件的數(shù)目和部分的數(shù)目無(wú)可避免地增加，從而降低了生產(chǎn)效率。
為了解決上述問(wèn)題，本發(fā)明提供了一種頻率解調(diào)電路，它包括輸入了調(diào)頻載波信號(hào)的帶通濾波器、用于將帶通濾波器的輸出電平加倍的放大器、將帶通濾波器的輸入信號(hào)和放大器的輸出間的差信號(hào)輸出的減法器以及相位檢波器，用于檢出減法器的輸出與通過(guò)將輸入到帶通濾波器的信號(hào)相移90度而得到的信號(hào)之間的相位差信號(hào)，由此從相位檢波器中檢出FM載波信號(hào)的調(diào)制信號(hào)。
此外，本發(fā)明的相位檢波器還使得帶通濾波器的中心頻率可被控制得甚至當(dāng)FM載頻改變時(shí)仍與載頻一致而不必調(diào)節(jié)，這是通過(guò)使帶通濾波器的中心頻率可被與檢測(cè)FM信號(hào)的相位檢波器的輸出相同的控制信號(hào)所調(diào)節(jié)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，在用于檢測(cè)一輸入的FM載波信號(hào)的頻偏的帶通濾波器的后級(jí)提供一個(gè)放大器，以將帶通濾波器的輸出幅度加倍;一個(gè)減法器，用于將輸入到帶通濾波器的信號(hào)與放大器的輸出相減，從而形成全通均衡器。在這種情況下，由于均衡器的輸出被用作檢測(cè)相位偏移的目標(biāo)信號(hào)，故相位偏移檢測(cè)的敏感性與傳統(tǒng)的正交型FM檢波器相比加倍，從而提高了檢波器的檢測(cè)敏感性。
此外，根據(jù)以下所描述的本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，在控制環(huán)路中提供一個(gè)全通均衡器，使相位偏移的幅度恒定地輸入到相位比較器中，因此，可以通過(guò)相位檢波器的輸出來(lái)校正帶通濾波器的中心頻率，以此來(lái)控制該信號(hào)的相位改變并用作在某個(gè)范圍內(nèi)由載頻調(diào)制的FM信號(hào)，無(wú)須對(duì)信號(hào)進(jìn)行任何調(diào)節(jié)就可獲得一個(gè)FM檢波輸出。


圖1是根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的FM解調(diào)電路的主框圖;
圖2A為示意圖，示出組成圖1的FM解調(diào)電路一部分的移相器的相移特性;
圖2B為示意圖，示出組成圖1的FM解調(diào)電路一部分的帶通濾波器的相移特性;
圖2C為示意圖，示出組成圖1的FM解調(diào)電路一部分的減法器的相移特性;
圖3A為示意圖，以矢量的形式出現(xiàn)，示出從組成圖1的FM解調(diào)電路的元件中產(chǎn)生的信號(hào)的相位;
圖3B為示意圖，示出圖1電路的檢波特性;
圖4為示意圖，示出對(duì)帶通濾波器的中心頻率的校正操作;
圖5為電路圖，示出可用于本發(fā)明的帶通濾波器的一個(gè)例子;
圖6A為正交檢波型FM解調(diào)電路的方框圖;
圖6B為波形圖，示出FM載波信號(hào)的角頻率與帶通濾波器的輸出之間的關(guān)系;
圖6C為示意圖，示出圖6B的FM載波信號(hào)與帶通濾波器的波形;和圖7是PLL型FM解調(diào)電路的方框圖。
參見(jiàn)圖1，它是本發(fā)明的基本FM解調(diào)電路的方框圖，從端子T1輸入的FM載波信號(hào)Cfm加到90°移相器11及中心頻率基本上等于載頻fo的帶通濾波器(BPF)12上。
根據(jù)BPF12的頻率特性而進(jìn)行相移的載波信號(hào)隨后輸入到放大器13，用于將信號(hào)的幅度加倍，并被送到減法器14(對(duì)負(fù)信號(hào)來(lái)說(shuō)為加法器)的一個(gè)端子上。
減法器14的其它端子上加有移相器11的一個(gè)輸出(SA)，在減法器14上將輸出(SA)和BPF12的輸出(SB)兩者進(jìn)行相減運(yùn)算，隨后，減法器的相減的輸出信號(hào)V03加到相位比較器15，以檢測(cè)與被輸入的FM載波信號(hào)Cfm的相位差。
標(biāo)號(hào)16代表一低通濾波器，上述相位差信號(hào)輸入到該濾波器上，其輸出形成一調(diào)制后的信號(hào)Afm。
標(biāo)號(hào)17代表一低通濾波器(LPF)，該濾波器用于如隨后所述那樣控制BPF的中心頻率。
圖2A示出了上述移相器11的相移特性，圖2B示出其中心頻率設(shè)定為fo的BPF12的相移特性。也就是說(shuō)，當(dāng)FM載頻的中心頻率為fo時(shí)，BPF的移動(dòng)量將為零，且根據(jù)調(diào)制波的頻偏使BPF為零和在+90°與-90°間相移。
由于減法器14移相器11的輸出(SA)與BPF12電平加倍并反相的輸出相加，則移相器的特性使相移如圖2C所示在-90°和-450°之間變化。
圖3A示出分別以矢量形式示出的上述信號(hào)的相位，其中移相器11的輸出信號(hào)示作EA，放大器13的輸出相對(duì)于RFM載波輸入信號(hào)Vin(Cfm)示作2EB。信號(hào)2EB由根據(jù)BPF12的移動(dòng)量沿圓周的運(yùn)動(dòng)移動(dòng)矢量來(lái)表示，信號(hào)2EB的矢量與代表減法器14的輸出V03和移相器11的輸出信號(hào)的矢量和處在繞原點(diǎn)0的圓周上。
這樣，在FM載波信號(hào)的中心頻率，輸出信號(hào)V03移相-270°，移動(dòng)量根據(jù)FM信號(hào)的頻偏在+180°和-180°之間。隨后，移動(dòng)后的信號(hào)V03和輸入的FM載波信號(hào)Vin間的相位差由相位比較器15檢出，其輸出作為通過(guò)LPF16的解調(diào)信號(hào)。在這種情況下，LPF16可依相位比較器15的類型而省略。
上述觀點(diǎn)的數(shù)學(xué)描述如下BPF的轉(zhuǎn)移函數(shù)T(S)的總表達(dá)式為T( s )=ω0Q·SS2+ω0Q·S + ω20]]>(1)減法器14的輸出V03為V03＝ A－2A ·T(S)(1)從方程(1)和(2)可得出
V0 3= A ·［S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20］]]>(3)由于方程(3)中分母的第2項(xiàng)等于分子的第二項(xiàng)，則該方程表示一個(gè)代表全通型二次濾波器即均衡器的轉(zhuǎn)移函數(shù)。
另外，假定FM載波信號(hào)Cfm為Vin，移相器11可看作微分電路，則方程A＝S·Vin成立，方程(3)將為V0 3Vi n= S ·S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20]]>(4)從方程(4)中可看到，表示Vin和V03之間相位差的輸出信號(hào)V01的檢波特性由于FM載波頻率的偏移而可獲得圖3B所示的相位解調(diào)特性。
輸出信號(hào)Vo1是Vin和V03間的瞬時(shí)相位差，Vin和V03之間的相位差△φ的微分結(jié)果被作為頻率差而輸出，從而獲得FM解調(diào)特性。當(dāng)然也可使這些特性反過(guò)來(lái)。
本發(fā)明的FM解調(diào)電路的特性在于與傳統(tǒng)的正交型解調(diào)器相比信號(hào)檢波是相移270°后進(jìn)行的，而傳統(tǒng)的是在中心頻率相移90°而進(jìn)行的。由于它可使相位變化量加倍，因而可使檢波輸出信號(hào)電平加倍。結(jié)果，在解調(diào)時(shí)可將信/噪比提高6分貝。
如參照本發(fā)明實(shí)施例的描述，上述相位比較器15的輸出在LPF17中以平均電平出現(xiàn)，并被反饋?zhàn)鳛榭刂艬PF12的中心頻率fo的控制信號(hào)。結(jié)果可能會(huì)增加一個(gè)根據(jù)FM載波頻率自動(dòng)地控制濾波器系統(tǒng)的中心頻率的函數(shù)。
也就是說(shuō)，代表圖4所示相位比較器15的平均相位信息的輸出信號(hào)V01可看作其輸入的FM載波頻率與BPF12中心頻率fo(ωo)間頻差已被檢測(cè)出來(lái)的信號(hào)。
結(jié)果，該信號(hào)為圖3B所示的Vcl，在這種情況下，如果BPF12的中心頻率為f2，當(dāng)中心頻率由信號(hào)Vcl控制而低于f2時(shí)，方程Vcl＝0成立，使帶通濾波器的中心頻率與載頻ωo一致。
因此，本發(fā)明的FM解調(diào)電路無(wú)需調(diào)節(jié)而可應(yīng)用于依上述廣播制式不同而FM載波頻率不同的均合下。
雖然這種不需調(diào)節(jié)的作用通過(guò)使用帶通濾波器相移特性也能使傳統(tǒng)的FM解調(diào)電路具備，但傳統(tǒng)的電路受帶通濾波器的增益特性的影響，控制環(huán)的覆蓋范圍受到限制。
這意味著，由于因中心頻率的改變而使增益降低，在整個(gè)頻率上不用進(jìn)行相位比較。
然而，在本發(fā)明的情況下，由于將被輸入到相位比較器15上的輸出信號(hào)V03已被轉(zhuǎn)換成具有預(yù)定的電平，拉到任何FM載波頻率在理論上可以做到，因而可獲得自動(dòng)電路操作。
此外，如果如圖1所示，以虛線所示的方式提供第二相位比較器18，也可獲得一個(gè)傳統(tǒng)的正交型檢波輸出V02。
圖5示出上述BPF的具體電路實(shí)例。該電路主要部分包括構(gòu)成一個(gè)第一差分放大器的一對(duì)晶體管Q1和Q2、構(gòu)成第二差分放大器的一對(duì)晶體管Q3和Q4以及構(gòu)成第三差分放大器的一對(duì)晶體管Q5和Q6，且用作Vin的FM載波信號(hào)被加到晶體管Q1的基極。
構(gòu)成第二低通濾波器和帶通濾波器的第二和第三晶體管對(duì)在該濾波器中使其第一晶體管對(duì)的發(fā)射極經(jīng)電容C。聯(lián)到濾波器上。
該電路的傳輸特性Vo/Vin表示為V0Vi n=2C1C2R3·SS2+SC1R2+2C1C2R1R3]]>(5)諧振頻率為
ω0=2C1C2R1R3]]>(6)由于代表第二和第三晶體管對(duì)的發(fā)射極電阻的R1和R2依電流源i2和i3而變，如果流經(jīng)第三晶體管對(duì)Q5和Q6的差分電流i3由晶體管QA、QB、QC和QD而改變，則電路的諧振頻率也改變。也就是，如果相位比較器15的輸出是受平均相位差電壓△V控制，該電壓△V是通過(guò)以LPF17對(duì)比較器的輸出進(jìn)行平均而獲得的，則電阻R3等效地改變，以改變上述諧振頻率，這樣，本發(fā)明的FM解調(diào)電路可具有能自動(dòng)地校正帶通濾波器中心頻率使其為FM載波頻率的功能。
雖然圖1所示解調(diào)電路由帶通濾波器、增益加倍放大器和減法電路構(gòu)成了全通型均衡器，不用說(shuō)，任何均衡器電路都可使用而并不局限于僅以一定增益執(zhí)行180°移相的上述實(shí)施例的電路。
如上所述，本發(fā)明的FM調(diào)制電路優(yōu)點(diǎn)在于，由于在正交型解調(diào)器中提供了均衡器，這種均衡器的通帶至少覆蓋其中通過(guò)的載頻的偏移，且FM調(diào)制波的頻偏由均衡器的輸出檢測(cè)出來(lái)，則與傳統(tǒng)正交型解調(diào)器相比檢波敏感度提高了約6分貝，此外，由于BPF的中心頻率隨著FM載頻的載波而變，故不須對(duì)中心頻率fo進(jìn)行調(diào)節(jié)，這樣檢波輸出的直流偏移可為零，隨之，可減少零件數(shù)目，生產(chǎn)率可提高能獲得適用范圍寬的FM解調(diào)器。
權(quán)利要求
1.一種用于對(duì)頻率調(diào)制的載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的電路，包括用于以帶通方式對(duì)所述頻率調(diào)制的載波信號(hào)進(jìn)行濾波的裝置；用于將所述濾波裝置的輸出信號(hào)放大預(yù)定量的裝置；用于將所述濾波裝置的輸入信號(hào)從所述放大裝置的輸出信號(hào)中減去的裝置；用于在所述濾波裝置的輸入信號(hào)和所述減法裝置的輸出信號(hào)間提供90度相位差的裝置；和用于檢測(cè)其間相位差以從其輸出中獲得解調(diào)的信號(hào)的裝置。
2.如權(quán)利要求1的電路，其特征在于所述濾波裝置的輸出信號(hào)被放大2倍。
3.如權(quán)利要求2的電路，其特征在于所述濾波裝置包括一帶通濾波器，該濾波器具有與所述頻率調(diào)制載波信號(hào)的載頻對(duì)應(yīng)的中心頻率。
4.如權(quán)利要求3的電路，其特征在于所述帶通濾波器包括有源帶通濾波器，其中心頻率是由所述檢測(cè)裝置的輸出控制的。
5.一種用于對(duì)頻率調(diào)制的載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的頻率解調(diào)電路，包括相位檢波器，其上饋入解調(diào)的信號(hào);具有二次全通濾波器特性的頻率均衡器，其輸出被加到所述相位檢波器的輸入端之一上;用于將所述頻率調(diào)制的載波信號(hào)微分的微分器，其輸出被加到所述相位檢波器的另一輸入端或所述頻率均衡器的輸入端。
6.如權(quán)利要求5的頻率解調(diào)電路，其特征在于，所述頻率均衡器包括一個(gè)其中心頻率與所述頻率調(diào)制的載波信號(hào)的載波頻率相對(duì)應(yīng)的帶通濾波器;用于將所述帶通濾波器的輸出信號(hào)放大預(yù)定量的放大器，和將所述帶通濾波器的輸入信號(hào)從所述放大器的輸出信號(hào)中減去的減法器。
7.如權(quán)利要求6的頻率調(diào)制電路，其特征在于所述放大器將所述帶通濾波器2的輸出信號(hào)的幅度放大2倍。
8.如權(quán)利要求7的頻率調(diào)制電路，其特征在于所述帶通濾波器包括可變頻率帶通濾波器，其中心頻率是由所述相位檢波器的輸出控制的。
9.如權(quán)利要求5的頻率調(diào)制電路，其特征在于所述微分器包括90度移相器。
全文摘要
具有改進(jìn)的檢波敏感度的頻率解調(diào)電路，在正交型解調(diào)器中形成全通均衡器，其頻帶使其至少覆蓋其中所通過(guò)的載波偏移。均衡器包括一個(gè)帶通濾波器、增益加倍放大器及一減法器。電路的工作使FM載波信號(hào)通過(guò)相移而加到帶通濾波器及相位比較器，減法器的輸出和FM載波信號(hào)由相位比較器將其彼此相互比較，從而獲得一個(gè)FM解調(diào)的信號(hào)。
文檔編號(hào)H03D3/06GK1101180SQ9410908
公開(kāi)日1995年4月5日 申請(qǐng)日期1994年8月10日 優(yōu)先權(quán)日1993年8月10日
發(fā)明者平林敦志 申請(qǐng)人:索尼公司