專利名稱：自適應調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及為數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸而優(yōu)化的無線發(fā)送器，尤其要通過它提高用于通過正交調(diào)制器的方式可以加在無線載波頻段上的數(shù)字數(shù)據(jù)的精確度。提高加在無線載波頻段上的數(shù)字數(shù)據(jù)的精確度尤其重要，并且對于近來在Viterbi，回波-合成解調(diào)器以及對碼分多址(CDMA)調(diào)制的減法解調(diào)等方面的開發(fā)是很有用的。
背景在美國及世界各地，蜂窩電話工業(yè)在商業(yè)運營中已取得了顯著的發(fā)展。在主要大城市區(qū)域的增長已大大超出了預計的程度，并且也超出了系統(tǒng)容量。這個趨勢如果繼續(xù)延續(xù)下去，迅速增長的影響就會很快遍及哪怕是最小的市場。因此急需革新的方法來滿足不斷增長的容量需求，同時還要維持高質(zhì)量的服務而避免上漲價格。
在全球，蜂窩系統(tǒng)一個重要的步驟是由模擬到數(shù)字傳輸?shù)霓D(zhuǎn)變。同樣重要的是選擇一個有效的數(shù)字傳輸機制以實現(xiàn)下一代的蜂窩電話技術(shù)。更進一步講，廣泛認為第一代個人通信網(wǎng)絡(PCN)，(使用廉價的、袖珍的、無繩電話、攜帶方便并且可以在家里、辦公室中、或是街上收、發(fā)電話，等等)，將由使用下一代數(shù)字蜂窩系統(tǒng)基礎設施和蜂窩頻率的蜂窩載波來提供。這些新系統(tǒng)所要求的關(guān)鍵特點是增長的業(yè)務量。
目前信道多址是通過頻分多址(FDMA)技術(shù)和時分多址(TDMA)技術(shù)來實現(xiàn)的。如圖1(a)所示，在FDMA中，一個通信信道是一個單獨的無線頻段，一個信號的傳輸能量集中在其中。相鄰信道間的干擾可以通過使用帶通濾波器來限制，帶通濾波器的作用是只允許在指定頻段之內(nèi)的信號能量通過。因此，如果給每個信道分配一個不同的頻率，那么系統(tǒng)容量受到可用的頻率以及信道重使用的限制的限制。
在TDMA系統(tǒng)中，如圖1(b)所示，一個信道包括同一頻率上周期性時間間隔串中的一個時間片。時間片的每個周期叫做一幀。一個給定的信號能量被限定在這些時間片之一。相鄰信道間的干擾可以通過使用時間選通門的方法來控制，或用其它只允許在相應的時間段通過信號能量的同步單元。這樣，由不同相關(guān)信號強度電平造成的干擾問題就減少了。
可以通過將傳輸信號壓縮在一個更短的時間片內(nèi)的方法來增加一個TDMA系統(tǒng)的容量。其結(jié)果之一，發(fā)送信息的脈沖速率必須相應地顯著增快，那么所占頻譜量也要成比例增加。因而在圖1(b)中所占頻帶要比圖1(a)中所占頻帶寬。
使用FDMA或TDMA系統(tǒng)或FDMA/TDMA混用的系統(tǒng)，其目的是確保兩個潛在的干擾信號不會同時占用同一個頻率。正相反，碼分多址(CDMA)允許信號在時間和頻率上重疊，如圖1(c)所示。這樣，所有的CDMA信號共享同一個頻譜。無論在頻率域還是在時間域，多路復用的信號都是重疊的。在理論上，要發(fā)送的信息數(shù)據(jù)流是加在由偽隨機碼生成器生成的、一個具有更高比特率的數(shù)據(jù)流上。該信息數(shù)據(jù)流和該高比特率數(shù)據(jù)流被復合在一起。這種高比特率信號與低比特率數(shù)據(jù)流之間的組合叫做編碼或叫將該信息數(shù)據(jù)流信號擴頻。每個信息數(shù)據(jù)流或信道被分配一個唯一的擴頻碼。多個編碼的信息信號在無線頻率載波上發(fā)送出去，并在接收器端作為一個復合信號來一起接收。無論在頻率上還是在時間上，每一個被編碼的信號與所有其他的被編碼信號、包括噪音相關(guān)的信號都是重疊的。通過使該復合信號與一個唯一的擴頻碼進行相關(guān)，就可將相應的信息信號分離出來并進行解碼。
CDMA通信技術(shù)有一些優(yōu)點?；贑DMA的蜂窩系統(tǒng)的容量限度表明可以達到現(xiàn)有模擬技術(shù)系統(tǒng)的20倍，這是CDMA系統(tǒng)寬帶特性的結(jié)果，例如改進的編碼增益/調(diào)制密度，語音功率選通，及在每個單元對同一頻譜的分區(qū)和重使用。CDMA實際上避免了多路干擾，并且消除了衰減和天電干擾，且提高城市區(qū)域的性能。CDMA通過一個高比特率解碼器發(fā)送語音確保了極高的，理想的語音質(zhì)量。CDMA還提供不同的數(shù)據(jù)速率以滿足不同級別的語音質(zhì)量。CDMA的混雜的信號格式徹底消除了串話干擾并且使得竊聽或跟蹤電話變得很難、很貴，因而保證了呼叫者的更大的隱私權(quán)，更好地免于空間和時間的欺騙行為。在K.Gilhousen等人所著的，登在IEEE的Trans.on VehicularTechnology雜志第40卷，1991年第5期第303到312頁的論文“On the Capaity of a Cellular CDMA Systems”中，介紹了CDMA通信的方方面面。
在為數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸而優(yōu)化的系統(tǒng)中，由于其改進的效率，多元(M-ary)數(shù)字調(diào)制方法經(jīng)常被用到，其中在每個信號間隔M個可能的信號之一被發(fā)送出去。一個經(jīng)常用到的方法是正交移相鍵控(QPSK)，其中將兩個等幅的正交相位的信號加在載波上。另一個通常使用的方法是偏移QPSK(OQPSK)，即在被調(diào)制后的波形的任何一點上最大相位變化要比在QPSK波形上的最大相位變化小。結(jié)果是，復合的OQPSK信號在經(jīng)過帶通濾波之后可以有更小的包絡波形，這樣更接近于此類信號所需的恒定包絡線。值得一提的是QPSK和OQPSK都是正交調(diào)幅(QAM)的形式。這些調(diào)制方法的各種特點在一些文章中都有所陳述，例如，由F.Strember所著的Introduction to Communication Systems第二版的第590～596頁，由Addison-Wesley出版公司出版，注釋，Massachusetts，于1982年；由S.Gronemeyer所著的“MAK andoffset QPSK Modulation”，IEEE Trans on Commurications第COM-24卷，1976年第8期，第809～820頁。
為數(shù)字數(shù)據(jù)傳輸而優(yōu)化的系統(tǒng)的一個例子是一個CDMA系統(tǒng)，其中對正交調(diào)制信號的解調(diào)包括，將收到的波與一個理論上被假想數(shù)據(jù)模式調(diào)制的波進行比較，例如，Viberbi解調(diào)器。這種系統(tǒng)的另一個例子是一個CDMA系統(tǒng)，其中首先將一個較強的信號解調(diào)，然后在將剩下的一個較弱信號解調(diào)之前將它從接到的信號中分離出來，就象通常轉(zhuǎn)讓的U.S.專利號5,151,919和5,218,619中所描述的一種。這兩個文檔在這里引用作為參考。
典型的正交調(diào)制器利用正弦波和余弦波的正交相位的優(yōu)點，信息速率兩次調(diào)制在無線載波上。例如，可將某個數(shù)字信息數(shù)據(jù)流的偶數(shù)位比特調(diào)制在余弦波上，而將數(shù)字信息數(shù)據(jù)流的奇數(shù)位比特調(diào)制在正弦波上。在正交調(diào)制器中，如果正弦波和余弦波的相位不是正好差90°，或每當正弦波和余弦波的振幅不正好相等，或每當調(diào)制波應當為零而出現(xiàn)殘余漏損時，或由于其它一些原因等等，都會出現(xiàn)錯誤。當然，正交調(diào)制用來與一個合成的、理論上用假想數(shù)據(jù)調(diào)制的或用已收到數(shù)據(jù)調(diào)制的波匹配的精確度對于上述的通信系統(tǒng)來說是很重要的。正交調(diào)制器的精確性傳統(tǒng)上是通過結(jié)合使用保證序列之間的正確匹配和做調(diào)整以減少殘余不匹配錯誤這兩種方法來維持的。
一個常用的正交調(diào)制器，如圖2所示，包括一個“同相”或I調(diào)制器101，一個“正交”或Q調(diào)制器102，和一個用于提供雙邊帶的分相網(wǎng)絡103，分別使用余弦和正弦載波頻率信號抑制載波調(diào)制器101、102。理想地講，網(wǎng)絡103提供的信號應為cos(ωt)和sin(ωt)，其中ω是載波信號的角頻率。在圖2中的I和Q調(diào)制生成器104是用來提供I和Q調(diào)制信號，混合網(wǎng)絡105用來將I調(diào)制器101和Q調(diào)制器102的輸出相加，調(diào)諧電位器106和107分別用作對I、Q信號的載波均衡/d.c偏移調(diào)整。圖2中另外兩個調(diào)諧電位器108和109分別用作I、Q信號的振幅匹配。分相網(wǎng)絡103也可調(diào)，正如對角線箭頭所示，用以獲得所需的正弦和余弦載頻信號之間90°相位差的近可能的精確值。
在實際情況中，如果I調(diào)制器和Q調(diào)制器通過集成電路技術(shù)是構(gòu)造在同一芯片上的話，它們將會相當匹配，因此，很可能不需要有幅度調(diào)節(jié)分壓器108和109。同樣地，在某些情況下，分相網(wǎng)絡103的目的可以通過如下方法得到以頻率為4ω的信號開始，即所需載波頻ω的4倍，并用4ω-信號去對一個數(shù)字邏輯除4電路定時，該電路會產(chǎn)生比特模式0011001100110011…和0110011001100110…可以將其認作是具有一個精確周期(90°)間隔的1/4的4ω比特率的1/4頻率的方波。通常用方波載波信號來驅(qū)動I和Q調(diào)制器，而不用正弦波形信號。上述產(chǎn)生90°相位信號的數(shù)字方法對于頻率在幾百兆赫范圍之內(nèi)是實用的，但是如果在更高的頻率，裝入邏輯電路速度上的微小差別就會再次成為調(diào)制器誤差的重要來源。
載波均衡和/或d.c偏移調(diào)諧主要是確保當調(diào)制發(fā)生器104在它的I和Q輸出上產(chǎn)生一個零信號時，相應在I、Q調(diào)制器的載頻輸出也同樣為零。這就要求I調(diào)制器101為一個零I調(diào)制產(chǎn)生一個零余弦信號，而Q調(diào)制器為一個零Q調(diào)制產(chǎn)生一個零正弦信號。我們都知道，在余弦信號為0時，I調(diào)制器均衡失調(diào)實際上會產(chǎn)生一個正弦信號，而在正弦信號為0時，Q調(diào)制器均衡失調(diào)，實際上產(chǎn)生一個余弦信號。因此，I調(diào)制器產(chǎn)生的一個微小余弦損漏有時可以用來均衡由Q調(diào)制器產(chǎn)生的余弦漏損，而Q調(diào)制器產(chǎn)生的一個微小正弦漏提有時可以用來均衡由I調(diào)制器產(chǎn)生的正弦漏損。但是，使用調(diào)諧電位器106，107可以更容易地實現(xiàn)載波均衡。
調(diào)制非精確的其他原因是調(diào)制器101、102上的非線性和調(diào)制發(fā)生器104上的非線性。產(chǎn)生器104通常通過一個數(shù)字信號處理器數(shù)字地產(chǎn)生出I、Q信號的前驅(qū)波，然后將該前驅(qū)波通過數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成模擬調(diào)制信號。在I信號D/A轉(zhuǎn)換器和Q信號D/A轉(zhuǎn)換器之間的不匹配，或者之后的去假頻濾波器都是造成調(diào)制誤差進一步來源。在某些情況下，數(shù)字信號處理器用調(diào)制器101、102的非線性變換函數(shù)的反相來計算調(diào)制信號的預失真，用以補償調(diào)制器的非線性。我們也知道，通過使用高度過量抽樣的增量調(diào)制法來簡化D/A轉(zhuǎn)化及后面的去假濾波器的技術(shù)，可以減少一些前述的調(diào)制誤差。這種技術(shù)之一在共同指定的U.S.專利申請第07/967,027題為“多模式信號處理”的文中有所描述，這里引用該文作為參考。
給Nagata的U.S.專利第4,985,688號公開了一個調(diào)制系統(tǒng)，將一個放大的、調(diào)制好的輸出信號反饋給一個正交解調(diào)器。該信號被解調(diào)且與一個門限值進行比較。在此比較基礎上產(chǎn)生一個控制信號，用以調(diào)節(jié)系統(tǒng)中與調(diào)制器相連的放大器的非線性。當超過門限時，顯然正常的調(diào)制被中斷，而以該頻率或數(shù)據(jù)率的1/N來取代。該Nagata專利還介紹了如何確定對正交解調(diào)器輸出進行通過一個微分器、除法器電路和時鐘控制裝置采樣的瞬間。
該Nagata專利的設備也可描述為一個自適應的、自學習預失真的裝置。上述Nagata專利的目的是將正交調(diào)制器的輸入預失真反向，以使得失真功率放大器之后的輸出可以得到糾正。另一方面，Nagata專利的設備很難對正交調(diào)制器中的錯誤進行糾正，因為它用一個正交解調(diào)器來估計錯誤，并且如上面所述，該解調(diào)器也很可能遇到與調(diào)制器同樣類型的誤差。總之，如果一個人能夠做出一個完美的解調(diào)器，那么他也可以用它作為一個完美的調(diào)制器。
給Carney等人的U.S.專利第4,581,749，Carney，公開了一種可用于移動通信系統(tǒng)中的頻率調(diào)制設備。一個反饋環(huán)路可以通過比較已經(jīng)調(diào)制后的偏差量和一個預測的偏差量值來控制角調(diào)制誤差。所述的自動調(diào)制錯誤糾正系統(tǒng)主要用于純粹用角調(diào)制的發(fā)送器，特別是二進制連續(xù)相位頻率移動鍵控(CPFSK)。
在上述Carney專利所述的系統(tǒng)中，通過在兩個精確值之間數(shù)字地進行頻率切換而產(chǎn)生一個精確的調(diào)制索引。但是，這樣的調(diào)制并不用于傳輸，因為該變化未經(jīng)濾波。發(fā)送波形利用整形后的1-0來包含頻譜，并且當序列中出現(xiàn)了足夠多的相似的比特時，經(jīng)整形的調(diào)制的頻率偏差也應該接近未整形的調(diào)制的同一值。相似比特的這些串的出現(xiàn)被檢測到，并且對它進行比較，其結(jié)果用于反饋環(huán)路以調(diào)整調(diào)制索引。這樣，Carney專利只是當調(diào)制為足夠長的1或0組成的串時，才估計誤差。
給Cahill等人的U.S.專利第5,020,076，則描述了用慣用方法調(diào)制一個載波信號源的模擬頻率調(diào)制(FM)與用一個正交調(diào)制器調(diào)制信號的方法之間的轉(zhuǎn)換。當采用常用的FM時，在電路中放入正交調(diào)制器，并且將該I和/或Q調(diào)制信號設置為一個常數(shù)，以使得FM信號直接從正交調(diào)制器通過。
給Takai的U.S.專利第4,856,025，描述了用于改善數(shù)字無線通信的發(fā)送分集實現(xiàn)。其中用了一個特殊的波形和特殊的接收器，但是，該特殊接收器并不估計發(fā)送器調(diào)制的精確性，來為調(diào)制糾錯系統(tǒng)提供信息。
由上述可知，高調(diào)制精度是通過如下優(yōu)秀設計實踐獲得的，即結(jié)合特殊的、固定的、徹底的調(diào)整來補償固定的、不可變的缺點。同樣可以連續(xù)、交互地描述如何調(diào)整和補償可變的調(diào)制非精確和誤差。
小結(jié)根據(jù)本發(fā)明，一個發(fā)送器用一個恰當?shù)慕邮掌鱽斫邮账约旱陌l(fā)送信號，并且確定接收機期望的相對于理論形式的傳輸調(diào)制誤差。在調(diào)制波上減少誤差的方向上交互地做一些調(diào)整直到收斂到所希望的、理想波形。
在一個實施例中，一個數(shù)字信號處理器數(shù)字化產(chǎn)生I、Q調(diào)制波，并通過如下一些方法做一些數(shù)字上的調(diào)整，即通過增加偏移來獲得載波均衡，通過倍增的比例來獲得I、Q匹配，通過I、Q交叉耦合來補償90°-相位-分割誤差。通過在發(fā)送器輸出樣值上操作的調(diào)制估計接收機連續(xù)地更新數(shù)字調(diào)整。
如果某個特殊類型的調(diào)制器(或解調(diào)器)對于某些特殊類型的調(diào)制失真敏感的話，那么這種調(diào)制器可以用來檢測和報告不斷更新數(shù)字調(diào)節(jié)所必須的調(diào)制特性，尤其是當對被傳送信號的無噪聲采樣進行估計時。一個調(diào)制估計接收器用在一個如下系統(tǒng)中，即該調(diào)制是一個用正交或雙正交編碼的擴頻信號。
說明附圖的簡述閱讀以下的詳細說明，并結(jié)合


，可以更好地理解本發(fā)明的特征和優(yōu)點。
圖1(a)-(c)是用不同的多址技術(shù)的多址信道的圖。
圖2是一個典型的正交調(diào)制器的功能框圖。
圖3是一個符合本發(fā)明的系統(tǒng)的功能框圖。
圖4表明了CDMA信號是如何產(chǎn)生的。
圖5和圖6表明CDMA信號是如何解碼的。
圖7說明了一個相減CDMA解調(diào)技術(shù)。
圖8(a)，8(b)是擴頻通信系統(tǒng)的一個發(fā)送器和接收器的框圖。
圖9表明整形偏移正交幅度調(diào)制(SOQAM)的波形。
詳細描述雖然如下的描述是有關(guān)蜂窩通信系統(tǒng)，其中包括便攜或移動無線電話和/或個人通信網(wǎng)絡(PCN)，對于在此方面比較精通的人士則應認識到本發(fā)明亦可用于其他通信應用系統(tǒng)。進一步講，本發(fā)明即然可用于一個相減CDMA解調(diào)系統(tǒng)，它同樣可以用于其它類型的擴頻系統(tǒng)的應用中。正交調(diào)制器的缺陷為便于理解本發(fā)明，首先給出一個在正交調(diào)制器中可能出現(xiàn)的缺陷的分析。
如果I、Q信道有一個均衡失調(diào)增益，這樣其中一個信道的增益是一個高于未經(jīng)調(diào)制的I-信道輸入的振幅I和未經(jīng)調(diào)制的Q信道的振幅Q的幾何平均數(shù)(IQ)1/2的因子A，另一個信道的增益是一個低于(IQ)1/2的因子A，并且如果正弦和余弦波信號不是正好相差90°，而是對于某個平均相位來說，一個載波信號上存在相位誤差+δΦ，而另一個載波信號上存在相位誤差-δΦ，那么調(diào)制器輸出信號的笛卡爾形式應寫為AIcos(ωt＋δΦ)＋(Q/A)sin(ωt－δΦ)可擴展開為cos(ωt)[cos(δΦ)AI－(sin(δΦ)/A)Q]＋sin(ωt)[(cos(δΦ)/A)Q－sin(δΦ)AI]。定義C＝cos(δΦ)，S＝sin(δΦ)，用矩陣行列式表示，調(diào)制器輸出信號變成[cos(wt)sin(wt)]C-S-SCA001/AIQ.]]>因為更希望有如下形式[cos(wt)sin(wt)]I0Q0,]]>可看出需要有如下的條件C-S-SCA001/AIQ=I0Q0,]]>而當存在下面條件時可以滿足上式IQ=1C2-S21/A00ACSSCI0Q0.]]>因為公共因子1/(C2－S2)只是一個整體幅度大小，可以將它丟掉。類似地，右邊可以被c＝cos(δΦ)除，定義T＝tan(δΦ)＝S/C，得到如下結(jié)果IQ=1/A00A1TT1I0Q0,]]>將上式用非行列式形式可以寫成I＝(I0＋TQ0)/A和Q＝(Q0＝TI0)A。
上面的數(shù)字分析表明，在調(diào)制器有缺陷的情況下仍可以得到想要得到的調(diào)制，只要將Q0的一部分T與I0相加，然后除以A，并且，將I0的一部分與Q0相加，然后乘以A。
在前面的分析中忽略了一個缺陷就是載波均衡失調(diào)，這可以通過從I、Q中減掉等于需要校正的載波均衡失調(diào)的常數(shù)Ki、Kg即可考慮在內(nèi)。I、Q最后的笛卡爾方程式為I＝(I0＋TQ)/A-ki和Q＝(Q0＋TI0)A-kg根據(jù)本發(fā)明，校正因子A、T、Ki和Kg是通過如下方法確定的由一個調(diào)制估計接收器來對調(diào)制器的輸出波形進行采樣，且將采樣傳遞給一個數(shù)字信號處理器以產(chǎn)生I、Q調(diào)制并進行上面給出的預校正。
通常地，調(diào)制估計接收器必須要有一種裝置能夠測量實際由發(fā)送器的正交調(diào)制器產(chǎn)生的I、Q值，同時還要有一種裝置能夠?qū)y量所得的I、Q值與理想的I、Q值相比較，以確定校正因子。但是，一個常用的接收器通常在將一個無線信號分解成I、Q分量時用的是與發(fā)送器所用的相同類型的正交調(diào)制器電路，但操作相反。如上面所述，在理論上在這種情況下要從解調(diào)器的錯誤中區(qū)分出調(diào)制器的錯誤是不可能的。
為了避免這種錯誤不可分辨性，根據(jù)本發(fā)明的一個方面的一個調(diào)制估計接收器使用地數(shù)極坐標信號處理法來測量發(fā)送器信號的相位和其振幅的對數(shù)，而不是使用笛卡爾形式的I、Q分量。數(shù)字化之后，接收器數(shù)字地將測量值的對數(shù)極坐標形式轉(zhuǎn)換成所希望的笛卡爾形式。對數(shù)極坐標信號處理法在U.S.專利第5,048,059中有所介紹。
下面是一個估計校正因子的簡單過程，給定一組所希望的I、Q值，Ij和Qj，在j＝1，…，N，還有一組相應的I、Q的測量值Ij′和Qj′下，假設有
Ij′＝BIj-BTQj＋Ki(1)和Qj′＝CQj-CTIj＋kg(2)并且希望找出能夠滿足等式(1)和(2)的B，C，T＝tan(δΦ)，Ki和Kg。
首先，理想值Ij和Qj分為兩個子集，第一個子集{IjposI，QjposI}只Ij的正值，且第二個子集{IjnegI，QjnegI}只包含Ij的負值。如果一個子集所包含的值多于另一個子集包含的值，兩個子集都只使用N1值(N1等于其中較小子集包含的值的個數(shù))。
定義Is1為Ij值在正子集{IjposI，QjposI}中進行N1求和Is1=Σj=1N1IjposI,]]>而Qs1定義為在正子集{IjposI，QjposI}中對Qj值進行N1求和Qs1=Σj=1N1QjposI]]>。
定義Is1為在相應于正子集{IjposI，QjposI}的子集{Ij′posI，Qj′posI}中對Ij′進行N1求和Is1=Σj=1N1Ij′posI,]]>定義Q′s1為在相應于正子集{IjposI，QjposI}的子集{Ij′posI，Qj′posI}中對Qj′進行N1求和Qs1=Σj=1N1Qj′posI]]>。
因為所選計算Is1的I值都為正值，而與加起來得到Qs1的相應Q值的符號并不相關(guān)，所以Is1通常會比Qs1要大很多。
定義Is2為在負子集{IjnegI，QjnegI}中進行N1求和Is2=Σj=1N1IjnegI,]]>定義Qs2為在負子集{IjnegI，QjnegI}中對Qj值進行N1求和Qs2=Σj=1N1QjnegI]]>。
類似地，I′s2定義為在與負子集{IjnegI，QjnegI}相應的子集{Ij′negI，Qj′negI}中對Ij′進行N1求和I′s2=Σj=1N1Ij′negI,]]>定義Q′s2為在與負子集{IjnegI，QjnegI}目應的子集{Ij′negI，Qj′negI}中對Qj′進行N1求和Q′s1=Σj=1N1Qj′negI]]>。
因為加起來進行計算Is2所有I值都選擇為負值，加起來獲得Qs2的相應Q值的符號去與此無關(guān)，因此通常Is2要比Qs2大很多。
由上面的等式(1)可知，相應于正子集{IjposI，QjposI}，在子集{Ij′posI，Qj′posI}中對Ij′進行N1求和I′s1＝BIs1-BTQs1＋N1Ki(3)同樣從等式(1)可知，對應于負子集{IjnegI，QjnegI}，在子集{Ij′negI，Qj′negI}中對Ij′進行N1求和為I′s2＝BIs2-BTQs2＋N1Ki(4)從等式(3)中減去等式(4)，可消去Ki，得到 因為T較小，而(Qs1-Qs2)比(Is1-Is2)小許多，很容易得到B的答案將上式右邊原來(初始)的T值由B來取代。
接下來，再將理想的Ij和Qj值分成兩個子集，第一個子集IjposQ，QjposQ}只包含Qj的正值，第二個子集{IjposQ，QjposQ}只包含Qj的負值。如果其中一個子集包含的值多于另一個子集，那么兩個子集都只用N2(N2等于較小的子集所包含的值的個數(shù))。
定義IS3為在正子集{IjposQ，QjposQ}中對Ij進行N2求和Is3=Σj=1N2IjposQ,]]>定義Qs3為在正子集{IjposQ，QjposQ}中對Qj值進行N2求和Qs3=Σj=1N2QjposQ]]>。
定義I′s3為在相應于正子集{IjposQ，QjposQ}的子集{IjposQ，Qj′posQ}中對Ij′進行N2求和I′s3=Σj=1N2Ij′posQ,]]>定義Q′s3為，在相應于正子集{IjposQ，QjposQ}的子集{Ij′posQ，Qj′posQ}中對Qj′進行N2求和Q′s3=Σj=1N2Q′jposQ]]>。
因為所有加起來計算Qs3的Q值都是選為正的，而與加起來得到Is3的相應I值的符號無關(guān)，因此通常Qs3比Is3要大許多。
定義Is4為在負子集{IjnegQ，QjnegQ}中進行N2求和Is4=Σj=1N2IjnegQ]]>定義Qs4為在負子集{IjnegQ，QjnegQ}中對Qj值進行N2值求和Qs4=Σj=1N2QjnegQ]]>。
用類似的方法，定義I′S4為在相對應于負子集{IjnegQ，QjnegQ}的子集{Ij′negQ，Qj′negQ}中對Ij′進行N2求和I′s4=Σj=1NIj′negQ,]]>定義Q′s4為在相應于負子集{IjnegQ，QjnegQ}的子集{Ij′negQ，Qj′negQ}中對Qj′進行N2求和Q′s4=Σj=1N2Qj′negQ]]>。
因為加起來進行計算Qs4所有Q值都被選為負值，加起來獲得Is4的相應I值的符號無關(guān)，因此通常Qs4的值要比Is4大很多。
由等式(2)可得到相對于正子集{IjposQ，QjposQ}的子集{Ij′posQ，Qj′posQ}中對Qj′進行N2求和Q′s3＝CQS3－CTIS3＋N1kg(5)，同樣從等式(2)還可以得到相對負子集{IjnegQ，QjnegQ}的子集{Ij′negQ，Qj′negQ}中對Qj′進行N2求和Q′s4＝CQs4-CTIS4＋N2Kg (6)從等式(5)中減去等式(6)，可消去Kg，得到 因為T較小，而(Is3-Is4)比(Qs3-QS4)小得多，很容易得到C的答案將上面表達式右邊的T值的舊值(初始值)由C來替代。
類似地，從等式(2)可得出相對于正子集{IjposI，QjposI}的子集{IjposI，QjposI}中對Qj′值進行N1求和Q′s1＝CQS1-CTIS1＋N1Skg(7)，同樣可從等式(2)得出相對于負子集{IjnegI，QjnegI}的子集{Ij′negI，Qj′negI}中對Qj′值進行N1求和Q′s2＝CQS2-CTIS2＋N1kg (8)，從等式(7)減去等式(8)，消去kg，得到T=(Q′s2-Q′s1)+C(Qs1-Qs2)C(Is1-Is2)]]>進一步地，從等式(1)可得到在相對于正子集{IjposQ，QjposQ}的子集{Ij′posQ，Qj′posQ}中對Ij′進行N2求和為I′s3＝BIS3-BTQS3＋N2ki(9)，同樣從等式(1)還可得到在相對于負子集{IjnegQ，QjnegQ}的子集{Ij′negQ，Qj′negQ}中對Ij′進行N2求和為I′s4＝BIS4-BTIS4＋N2ki(10)。從等式(9)減等式(10)，消去Ki，可得T=(I′s4-I′s3)+B(Is3-Is4)B(Qs3-Qs4)]]>將上面表達式中B和C的更新解答式用于T，就得到T的更新的解答式。最后，在等式(1)和(2)中替代成新的值Anew，Bnew，Tnew，且對Ij，Qj，Ij′和Qj′進行N求和，則得到Ki和Kg的新的解答式Kinew=1NΣj=1N[I′j+Bnew(TnewQj-Ij)],]]>和對于KgKqnew=1NΣj=1N[Q′j+Cnew(TnewIj-Qj)].]]>自適應正交調(diào)制器圖3所示為一個實現(xiàn)上述過程的自適應調(diào)制器。第一個數(shù)字信號處理器110接收一個要發(fā)送的信息信號，且將其轉(zhuǎn)換成符合相應的調(diào)制技術(shù)的I、Q波形。I、Q波形被從由數(shù)字信號處理器110產(chǎn)生的數(shù)字值又由數(shù)-模(D/A)轉(zhuǎn)換器112，113(分別用于I、Q波形)轉(zhuǎn)換成正交調(diào)制器114所需要的模擬波形。正交調(diào)制器的特點和高比特率δ-Σ調(diào)制的優(yōu)點在U.S.專利申請第07/967,027中都有介紹，這里引用以作參考。通過在一大串比特上形成動平均電壓的方法可以很容易地將高比特率δ-Σ-調(diào)制的比特流轉(zhuǎn)換成它們所代表的模擬電壓。這可以通過一個具有某個帶寬只是比特率的一小部分而又足以通過所有希望調(diào)制的部分的連續(xù)時間，低通濾波器來實現(xiàn)。如果想要均衡信號的結(jié)構(gòu)，則還要用到均衡濾波器。
在商業(yè)市場上很容易買到正交調(diào)制器集成電路，例如從Hewlett-Packard公司(型號為MX2001)，從Siemens公司(型號為PMB2200)。這些電路都有均衡的I、Q輸入。如果不是用高比特率δ-Σ調(diào)制來將數(shù)字I、Q值轉(zhuǎn)換成模擬波形，而是用一個常用的D/A轉(zhuǎn)換器，例如8-位或12-位設備，則或者要用4個相匹配的設備來驅(qū)動調(diào)制器的±I和±Q輸入，或者要用一對有均衡輸出的設備。但是，完全可以將δ-Σ技術(shù)集成在一個較大的數(shù)字集成電路中的一小部分，從而避免使用常用D/A轉(zhuǎn)換器所帶的復雜性。
上變頻器115包括一個變頻器和相應的帶通濾波器，將正交調(diào)制器114的輸出從中頻(通常正交調(diào)制器114在該頻段可以方便地操作)轉(zhuǎn)變?yōu)閭魉皖l率。功率放大器116，117將功率電平提高到傳輸所需的值。耦合器118在調(diào)制后傳輸鏈上的任一方便的點上提取一個調(diào)制后的傳輸信號的采樣。在圖3中，因為采樣信號是在終級傳輸功率放大器117之前的終級頻率上提取的，該采樣由下變頻器119變頻為與所需調(diào)制相比較的適當?shù)念l率。一個本地振蕩器頻率合成器120可方便地用來驅(qū)動上變頻器115和下變頻器119。另外也可通過下變頻器119和另外一個本地振蕩器頻率合成器來實現(xiàn)下變頻，假設該頻率合成器用參考頻率標準121的輸出與它的頻率合成，所有用到的其它頻率f1到f8也是由121輸出的。我們可以想到，在調(diào)制傳輸鏈后采樣信號可以做到對調(diào)制器后組成部分中的錯誤進行糾正。
由耦合器118從調(diào)制后的發(fā)送信號中提取出來的下變頻信號的采樣受限于利用中頻放大器122的對數(shù)極坐標數(shù)字化，該放大器122產(chǎn)生出一個輸出信號與該信號采樣的瞬時幅度的自然對數(shù)以及一個保持了瞬時信號相位信息的硬限幅信號大約成正比。對數(shù)幅度信號由相應的模-數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器123進行數(shù)字化，且硬限幅，相位保持信號由相應的相位數(shù)字化器124進行數(shù)字化。相位數(shù)字轉(zhuǎn)化器124可按U.S.專利第5,148,373中介紹的方法來構(gòu)造。這里引入僅為參考。
模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器123可以用逐步近似法將精度達到8比特。用另一種方法，A/D轉(zhuǎn)換器123先用高比特率δ-Σ調(diào)制法將信號數(shù)字化，然后由一個十進濾波器將高比特率δ-Σ比特流下變領(lǐng)為一個二進制數(shù)的低速率流。高比特率增量調(diào)制法或壓縮擴展增量調(diào)制法都可以采用，但有隱含的微分(即它測量信號對數(shù)幅度的變化率)需要由之后的數(shù)字地重積分來進行恢復。后一種技術(shù)的優(yōu)點是，小幅度變化可以非常容易地被分辨出來，這對于那些具有或應當具有小幅度調(diào)制成分的調(diào)制方法來說是一個重要因素。
由A/D轉(zhuǎn)換器123和相位數(shù)字化器124輸出的對數(shù)極坐標數(shù)字化信號采樣被送到第二個數(shù)字信號處理器125，125同時還接收由第一個數(shù)字信號處理器110輸出的(未糾正的)I、Q調(diào)制信號。第二個數(shù)字信號處理器125通過在對數(shù)極坐標到笛卡爾轉(zhuǎn)換之前在一個相位采樣上模-2π加一個數(shù)字相位偏移量的方法來進行信號采樣的相位調(diào)整。第二個數(shù)字信號處理器125然后將相位調(diào)整后的、經(jīng)過對數(shù)極坐標-笛卡爾轉(zhuǎn)換的信號采樣與所希望的I、Q調(diào)制值通過某個適當?shù)奶幚矸椒?例如上述介紹的)來進行比較，從而確定出那些要反饋給第一個數(shù)字信號處理器110的校正因子。第一個處理器110用這些校正因子來為調(diào)制和發(fā)送生成正確的、自適當?shù)腎、Q波形。相位調(diào)整常量(±δΦ)也可以通過類似前面已經(jīng)介紹過的技術(shù)來更新，而且連續(xù)的周期會導致連續(xù)的校正。當然，處理器110、125的功能也可由一個適當功能的信號處理器來完成。一個比較合適的數(shù)字信號處理芯片可以是，例如，由德州儀器公司出的型號為TMS320 C50芯片，該芯片可以在指令速度至少為20MIPS下操作。
應理解I、Q調(diào)制器的非理想性和缺陷對在具體時間段內(nèi)基本上是恒定的，或者說變化非常緩慢，例如，由于溫度變化等，因此校正因子并不需要常常更新。另一方面，如果條件需要的話，校正因子也可以不斷更新，即使偶然更新校正因子也會得到相對于前面知道的一次性固定補償調(diào)制器調(diào)整方法在敏感性、交互性和精確性方便都更加好的系統(tǒng)。當用在采用正交編碼法的減法CDMA系統(tǒng)時，如在上述U.S.專利和專利申請中介紹過的，本發(fā)明尤其具有優(yōu)勢。下面將結(jié)合圖(圖4-6)所示信號圖形來介紹CDMA解調(diào)技術(shù)，圖4～6是傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)中編碼、解碼過程中的波形示例。圖7則說明了一個利用圖4～6的波形例子的，減法CDMA解調(diào)技術(shù)其改善了的性能。
圖4(a)和(d)為兩個不同的數(shù)據(jù)流，代表將要在兩個互相獨立的信道上進行通信的數(shù)字化信息。信息信號1用一個高比特率、唯一代表信號1的數(shù)字編碼進行調(diào)制，該編碼如信號如圖4(b)所示。為了描述的目的，術(shù)語“比特”指的是一個二進制數(shù)字或一個信息信號的符號。術(shù)語“比特周期”指的是信息信號的一個比特的起始與結(jié)束之間的時間間隔。術(shù)語“片”指的是高比特率編碼信號的一個二進制數(shù)字。相應的，術(shù)語“片周期”指的是一個編碼信號片的起始和結(jié)束之間的時間間隔。很自然，比特周期比片周期要大得多。這樣調(diào)制的結(jié)果實際上是這兩個信號波形的乘積，如圖4(c)所示。用布爾形式解釋的話，對這兩個二進制波形的調(diào)制實際上是一個異或操作。對信息信號2所做的一系列類似的操作如圖4(d)-(f)所示。在實際應用中，當然會有多于2個的多個編碼信息信號分散在蜂窩電話通信可用的頻譜上。
每個編碼信號都可以用一組調(diào)制技術(shù)中的任一種，如QPSK，來調(diào)制一個RF載波。在一個蜂窩電語系統(tǒng)中，每個經(jīng)調(diào)制的載波通過空中接口傳送出去。在一個無線接收器端，如一個蜂窩基站，所有重疊覆蓋所分配頻帶的信號一起被接收。各自編碼的信號相加在一起(圖5(a)-(c))形成一個復合信號波形(圖5(c))。
在將接收信號解調(diào)到適當?shù)幕鶐ьl率后，就對復合信號進行解碼。將接收到的復合信號(圖5(c))與原來用來調(diào)制信號1的特征碼(圖5(d))相乘可以將信息信號1解碼或解擴。分析結(jié)果產(chǎn)生的信號可以確定出信號的每一個信息比特周期的極性(高/低，+1/-1，“1”/“0”)。接收器的碼生成器如何做到與發(fā)送碼同步的細節(jié)屬現(xiàn)有技術(shù)。
可以在每個比特周期中取各片極性的平均電壓或多數(shù)電壓值來作出判斷。在不出現(xiàn)信號二義性的時間內(nèi)，這種“硬”判斷的處理方法是可以接受的。例如，在圖(f)所示的信號的第1個比特周期中，片平均值為+1.00，該值完全可以表明一個比特極性為+1。類似地，在第三個比特期間，片平均值為+0.75，該比特極性也大約為+1。但是，在第二個比特期間，片平均值為0，且多數(shù)電壓值或平均測試都不能提供一個可以接受的極性值。
在這種二義情況下，必須用一個“軟”判斷方法過程來確定比特極性。例如，可以將一個與擴頻后接收到的信號成正比的模擬電壓合成在對應于一個信息比特的幾個片周期上。凈合成結(jié)果的極性和符號表明比特值是+1還是-1。
信號2的解碼過程類似于信號1，由圖6(a)-(d)表示說明。但是在解碼之后沒有出現(xiàn)比特極性二義性的情形。
理論上，這種解碼機制可以適用于解碼組成復合信號的每一個信號。很理想地，如果數(shù)字擴頻碼與不希望的信號正交時，這些不希望的干擾信號的影響就最小化了。(若兩個二進制序列正好在每半個比特位不同時則為正交)。很遺憾的是，在某個給定的字長中只會有幾個正交碼存在。另一個問題是，保持正交的前提是必須嚴格保持兩個信號之間的相對時間校準。在便攜無線單元經(jīng)常移動的通信環(huán)境下，例如在蜂窩系統(tǒng)中，精確的時間校準是很難達到的。當不能保證編碼正交時，噪聲信號就可能與各種編碼生成器如移動電話所產(chǎn)生的實際比特序列發(fā)生干擾。不過，與正交編碼信號的能量相比，噪音信號的能量通常很小。
“處理增益”是擴頻系統(tǒng)的一個參數(shù)，對于一個直接擴頻系統(tǒng)，它被定義為擴頻或編碼比特率與基本信息比特率的比值，即，每個信息比特或符號所含的片數(shù)。這樣，處理增益實際上是帶寬擴展率，即擴頻碼的帶寬與信息信號的比率。編碼比特率越高，信息擴頻得越寬，則擴頻比就越大。例如，用每秒1Kbit信息率來調(diào)制一個每秒1兆比特的編碼信號，則處理增益為1000∶1。例如，圖4所示的處理增益為8∶1，是編碼片率與信息數(shù)據(jù)流比特率之間的比值。
大的處理增益減少了解碼用不相關(guān)碼調(diào)制的噪音信號的機會。例如，處理增益在軍事上可用于測量敵方的干擾信號抑制。在其它環(huán)境中，例如蜂窩系統(tǒng)中，處理增益可以用于抑制其它目前處于同一通信信道而使用與所希望的編碼不相關(guān)的編碼的友好信號。在提到減法CDMA解調(diào)技術(shù)時，“噪音”同時包括敵方和友方信號，可定義為任何不感興趣的信號，所感興趣的信號指的是要解碼的信號。將上述的例子擴大，如果希望信號與干擾的比率為1 0∶1，處理增益為1000∶1，傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)具有允許最多101個等能量的信號共享同一信道的能力。在解碼過程中，101個信號中的100個被抑制到它們原來干擾功率的1/1000。總的干擾能量于是為100/1000，或1/10，與所希望的單位信息能量相比。由于信息信號能量要比干擾能量大10倍，可以精確地找到相應的信息信號。
處理增益與希望的信號-干擾比率一起決定了同一信道上所能允許的重疊信號的數(shù)目。通過閱讀，如上述引用的Gilhousen等人的論文可以認識到這仍是CDMA系統(tǒng)容易限制的傳統(tǒng)觀點。
與傳統(tǒng)的CDMA相對照，減法CDMA解調(diào)技術(shù)的一個重要特點是認識到對友好CDMA信號的抑制不是象抑制軍事類型干擾信號那樣受擴頻解調(diào)器的處理增益的限制的。在接收到的復合信號中有一大部分其它信號不是不能相關(guān)的未和干擾信號或環(huán)境噪聲。相反地，上述噪音的大多數(shù)是可知的，并且用于輔助對所感興趣的信號的解碼。這些大多數(shù)噪聲信號的特征為可知這一事實，包括它們相應的擴頻碼，在相減CDMA解調(diào)技術(shù)中用于改善系統(tǒng)的容量和解碼過程的精確度。并非只簡單地從復合信號中對每個信息信號解碼，相減CDMA解調(diào)技術(shù)還在對每個信息信號解碼之后將其從復合信號中分離出來。其余的信號只要從剩下的復合信號中解碼就行了。因此，已經(jīng)解碼的信號不會對剩余信號的解碼造成干擾。
例如，在圖7中，如果信號2已經(jīng)如圖(a)被解碼，信號2的編碼形式可以重新構(gòu)造為圖(b)和(c)所示的形式(信號2的重新構(gòu)造的數(shù)據(jù)流的第1個比特周期的起始以圖4(d)和(e)所示的信號2的編碼的第4個片的起始為準調(diào)整)，然后從圖(d)的復合信號中減掉，(同樣將重新構(gòu)造的編碼信號2的第1個片以所接收的復合信號的第4個片為準調(diào)整)，留下編碼的信號1在圖(e)。這一點通過比較信號圖7(e)與圖4(c)(前3個和最后一個片被截掉)是很容易得到證實的。通過將編碼的信號1與碼1相乘重構(gòu)信號1就可以恢復信號1。請注意，因為信號1和2的數(shù)據(jù)流的比特周期相互偏移2個片，在圖7(f)所示的恢復的信號1的第1個比特周期中只有6個+1片，很重要的是，傳統(tǒng)的CDMA解碼方法不能確定圖5(f)中信號1的第2個比特周期的信息比特的極性是+1還是-1，而減法CDMA解調(diào)技術(shù)的解碼方法僅簡單地通過從復合信號中分離出信號2就有效地解決了該二義性的問題。
現(xiàn)在結(jié)合圖8(a)、(b)來介紹一個普通的CDMA系統(tǒng)。在圖8(a)所示的發(fā)送器中，一個信息源如語聲在一個傳統(tǒng)的源編碼器20中由模擬形式轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。發(fā)送器源編碼器20產(chǎn)生的數(shù)字化比特流由發(fā)送器糾錯編碼器22進一步處理，22加入冗佘，使帶寬增加或傳送比特率增加。為響應由一個適當?shù)目刂茩C制例如一個可編程的微處理器(未顯示)產(chǎn)生的一個擴頻碼選擇信號，由一個發(fā)送擴頻碼發(fā)生器24生成一個特殊的擴頻編碼；24可以是一個偽隨機數(shù)字生成器。所選擇的擴頻碼與由糾錯編碼器22輸出的編碼信息信號在模2加法器26中相加。應理解，兩個二進制序列的模2加實際上是一個二進制邏輯異或操作。該模2求和有效地將編碼器22輸出的每一個比特信息“擴展”成一組“片”。
由加法器26輸出的編碼信號用來在調(diào)制器28中通過某種調(diào)制技術(shù)如QPSK來調(diào)制一個RF載波。調(diào)制后的載波由一個傳統(tǒng)的無線發(fā)送器30從空中接口發(fā)送出去。重疊在所分配的頻帶的多個編碼信號在無線接收器32以一個復合信號波形的形式一起被接收下來，32可以是一個蜂窩無線電話基站，如圖8(b)。在經(jīng)過調(diào)制器34解調(diào)到基帶之后，對復合信號進行解碼。
對某個單獨信息信號的解碼或“解擴”是通過將復合信號與相應的由接收器擴頻碼生成器36產(chǎn)生的特征擴頻碼相乘得到的。該特征碼對應于原來在發(fā)送擴頻碼生成器24端用來擴頻該信息信號的擴頻碼。該擴頻碼和解調(diào)后的信號由乘法器38進行混合。因為接收到的幾個片代表發(fā)送信息的某一個比特，乘法器38的輸出信號要連續(xù)對一組特定數(shù)目的片進行合成累計以得到信息比特的實際值。如上所述，這些比特值的判定可以通過對每個比特周期內(nèi)的片極性取平均值或多數(shù)電壓值的方法來進行。在任何情況下，乘法器38的輸出信號最終都要被加在接收器糾錯解碼器40上，40正是發(fā)送器糾錯編碼器22的處理的逆操作，得到的數(shù)字化信息由源解碼器42轉(zhuǎn)換成模擬形式(如話音)。
如上所述，這種解碼機制在理論上可以適用于對復合信號中的每一信號解碼。理想情況下，當數(shù)字擴頻碼與那些不希望的干擾信號正交時以及當這些信號之間的相對時間保持嚴格的情況下，干擾信號的影響就降低到很小。但遺憾的是，在某個有限的字長內(nèi)只會有幾個正交碼存在，并且在便攜無線單元不斷移動的通信環(huán)境下，例如蜂窩系統(tǒng)，是很難達到時間校準的。
在一個優(yōu)選的CDMA通信系統(tǒng)中，糾錯編碼基于對要發(fā)送的信息進行正交或雙正交塊編碼。在正交塊編碼中，要發(fā)送的一組比特M被轉(zhuǎn)換成2M個2M-比特正交碼字之一。對一個正交碼字的解碼涉及與集合N＝2M碼字中所有成員的相關(guān)。給出最高相關(guān)的碼字二進制索引產(chǎn)生成所需要的信息。例如，如果標號為0-15的一個16個16-比特碼字的相關(guān)在第10個16-比特碼字為最大相關(guān)，則信息信號為4-bit二進制碼字1010(十進制的整數(shù)10，這里索引為10)。這樣的一個編碼也記為一個[16，4]正交分組碼，且具有擴頻率R＝16/4＝4。通過將碼字的所有比特逆轉(zhuǎn)，可以得到每個碼字信息的下一個比特信息。這種類型的編碼是雙正交塊編碼。
這種編碼的一個重要特征是，對在一個集合中所有正交塊碼字的同時相關(guān)可以通過一個快速華爾士變換(FWT)設備來實現(xiàn)。例如，一個[128，7]塊碼字，128個輸入信號采樣被變換成一個128點華爾士頻譜，頻譜中每個點代表一個輸入信號采樣與集合中一個碼字的相關(guān)值，盡管使用FWT是更加有效的方法，也可以很方便地配置一個可編碼數(shù)字信號處理器來計算華爾士變化。一個適當?shù)腇WT處理器，在共同轉(zhuǎn)讓U.S.專利申請的第07/735,805(1991年7月25日歸檔)中有所介紹，這里引用僅為參考。
在本發(fā)明的一個優(yōu)選的實施例中，通信信號首先被編碼成7-比特字節(jié)，然后用一個[128，7]正交華爾士-哈德莫德塊碼進一步編碼以產(chǎn)生128-比特碼字。每個特殊信號的碼字被每個信號特有的擾頻掩蔽的模2加法所擾頻。擾頻后的碼字通過濾波和調(diào)制的方式按比特串行地發(fā)送出去。一個優(yōu)選系統(tǒng)在U.S.專利申請第07/866,865，于1992年4月10日歸檔的，標題為“用于移動無線通信的多址編碼”一文中有所介紹。
最好在第一個數(shù)字信號處理器110用相同的頻道完成對所有信號的濾波并轉(zhuǎn)換成I、Q調(diào)制波形。然后I、Q波形與一個取決于每個信號要發(fā)送的相對信號強度的加權(quán)因子相加在一起，因為對于距離很遠的移動站應該用較高的信號強度來發(fā)送信號是合邏輯且有益的，且對于距基站較近的移動站則用較低的信號強度發(fā)送信號。在由第一個數(shù)字信號處理器輸出給D/A轉(zhuǎn)換器112，113隨后由正交調(diào)制器114進行正交調(diào)制之前，相加后I、Q波形須經(jīng)上述校正因子校正。未經(jīng)校正的I、Q值也同樣由第一個數(shù)字信號處理器110輸出送入第二個數(shù)字信號處理器125用于與調(diào)制估計接收器確定的測量值相比較。
在此優(yōu)選的實現(xiàn)方法中，用于接收由基站發(fā)射的復合CDMA信號的接收器采用上述介紹或引用的U.S.專利及專利申請的減法CDMA技術(shù)。每個移動站首先用最大強度信號的擾頻掩蔽對最強正交編碼信號進行去擾頻的方法對其解碼，執(zhí)行一個128-點，F(xiàn)WT，并確定要檢測的128變換成分中最大的一個并檢測哪個碼最可能已被發(fā)送。然后從復合信號中減掉已檢測出來的碼字，例如，這可通過將最大的變換分量設置為0，執(zhí)行一個128-點反快速添爾什變換(IFWT)，最后重新應用擾亂碼。對余下的復合信號使用相應于下一個最強信號的去擾頻碼連續(xù)重復上述過程，一直到移動站將信號解碼為它所期望的形式為止。用這種方法可以防止較強的信號妨礙對它們所覆蓋的較弱信號的解碼。
當一個信號被減掉時，理論上對應于一個完美調(diào)制的波形被減掉了，剩余部分留下了調(diào)制過程中的缺陷。按照發(fā)明的優(yōu)選實施例，一個減法CDMA接收器用來作為校正發(fā)送器調(diào)制缺陷的調(diào)制估計接收器。更進一步地，校正因子可以直接用某些由FWT產(chǎn)生的變換分量來表示。
用來串行發(fā)送128-比特擾頻的華爾士-哈德莫德碼字的調(diào)制方法最好是整形偏移正交放大調(diào)制(SOQAM)，其與OQPSK有關(guān)之處在于，偶數(shù)位比特用于I相位而奇數(shù)位比特用于Q相位。用于SOQAM的采樣點在圖9所示的I、Q波形中有所顯示。圖9中所期望的采樣點通過一個傳統(tǒng)的方法確定由參考頻率和時間發(fā)生器121所產(chǎn)生的時鐘信號f5、f6的特征。OQPSK在上述S.Gronemeyer著文中有進一步論述。
在接收器端，信號采樣必須在原理上交替地由I、Q信道取得，以得到將在其上執(zhí)行FWT變換的128-采樣塊(代表128個128-比特華爾士-哈德莫德塊碼字中的一個)。但是，通過將接收信號按每個比特周期遞增90°的數(shù)量級進行相位預旋轉(zhuǎn)，則偶數(shù)位比特的相位旋轉(zhuǎn)0°或180°，這就使偶數(shù)位比特在I信道，雖然有一半的偶數(shù)位比特是被反轉(zhuǎn)的，而奇數(shù)位比特的相位旋轉(zhuǎn)90°或270°，這使得奇數(shù)比特從Q信道上轉(zhuǎn)到I信道。經(jīng)過這樣的預旋轉(zhuǎn)，用于FWT變換的所有128個采樣都從同一個信道(在本例中是I信道)收集。預旋轉(zhuǎn)的作用是要按照模式++--++--++--…來改變采樣的符號，該模式是華爾士-哈德莫德基準碼字WZ。因此，借助于華爾士-哈德莫德碼字的數(shù)字特性，被檢測的碼字相對于發(fā)送的碼字來說含有一個逐位的模2加2的偏移量?？梢院苋菀椎赝ㄟ^逐位模2減掉偏移量2的方法來校正被檢測的碼字。例如，如果用128-比特華爾士-哈德莫德碼字W73來發(fā)送十進制數(shù)據(jù)塊73(二進制數(shù)為01001001)，則由于預旋轉(zhuǎn)效應會檢測到數(shù)據(jù)塊75(二進制數(shù)01001011)，二進制數(shù)00000010逐位模2加，就校正了反轉(zhuǎn)的數(shù)據(jù)比特。
正交調(diào)制器中載波漏損或I、Q偏移在發(fā)送的信號中會以一個常量載波分量的形式出現(xiàn)，該常量對應于未擾頻的華爾士-哈德莫德碼字WO，但由于預旋轉(zhuǎn)，這個載波漏損成分被轉(zhuǎn)換成對應于未經(jīng)擾頻的華爾士-哈德莫德碼字W2。這樣，可通過用一個空擾頻碼對復合信號進行去擾頻，然后執(zhí)行一個FWT變換，且將變換分量2標識為調(diào)制器的均衡失調(diào)的方法來檢測出這樣的漏損或偏移。這個變換分量，可能比較復雜，包含著由傳輸路徑引入的隨機相位，這可以通過將它關(guān)連到發(fā)送信號之一的已知相位的方法去除掉。
在一個優(yōu)選系統(tǒng)中，重疊信號中最強的一個用作與所有移動站通信的廣播(呼叫)信道，還用作一個導頻或相位-參考信號，使其它信號的相位以及上述均衡失調(diào)測量都可以與之相關(guān)。特別地，如果在對最強信號解碼時最大的檢測到的變換分量的復數(shù)值是S，，對代表調(diào)制器均衡失調(diào)的W2變換分量的測量結(jié)果得到的復數(shù)為K，那么作為校正因子返回給第一個數(shù)字信號處理器110的I、Q漏損成分Ki和Kg由下式給出Ki＋iKg＝S1*K＝(Re(S1)－iIm(S1))(Re(K)＋iIm(K))。
對于I、Q信道的相對換算誤差，如果I信道調(diào)制器產(chǎn)生一個比Q信道調(diào)制器更大的信號，則原先應該在Q信道的信號采樣的幅度應小于由I信道插入的信號采樣。這等價于將Q比特倒轉(zhuǎn)增加一個不用于正確碼字的少量偽碼字，因而產(chǎn)生一個很小的對Q比特的破壞性疊加，和一個很小的對I比特的積極性疊加。這個偽碼字于是是通過用符號模式+-+-+-+-+-+-+-…對發(fā)送碼字的修改得到的，該模式是華爾士-哈德莫德基本碼字W1。因此，同樣是借助于華爾士-哈德莫德碼字的數(shù)學特性，該偽碼字相對于發(fā)送的碼字會有一個逐位模2加1的偏移量。因此，通過確定發(fā)送碼字之外的華爾士-哈德莫德變換1的成分，I、Q信道之間的換算誤差就可以被識別出來并且得到糾正。
可以發(fā)現(xiàn)，這個很小的偽分量會很容易地被因其它信號產(chǎn)生的偽分量屏蔽掉，但是如果這些成為首先被解碼和減掉，這種小錯誤分量可以更加容易地被檢測出來。況且，對于代表相對于主解碼碼字的I、Q的相對換算錯誤的分量的值的單獨估計可以在對每個重疊信號解碼之后進行。則對這些值可以在所有從一個128個信號抽樣塊解碼的碼字上求平均，同樣可以在許多信號塊上求平均，因而平均出否則將屏蔽代表I、Q相對錯誤換算的小成分的上述偽錯誤源。
與所檢測到的發(fā)送碼字同相位的平均分量代表換算錯誤因子A，而與檢測碼字正交的分量代表用于糾正正交調(diào)制器中的90°分相網(wǎng)絡103中的錯誤的校正因子T。這樣，如果靈活地使用華爾士變換信號解碼器提供的信息，則正交調(diào)制器中所有的錯誤都可以確定并且將相應的校正因子傳送給用于調(diào)制的第一個數(shù)字信號處理器110，以使它采取上述的糾錯措施。以這種方式就完全可能確保由基站產(chǎn)生的復合調(diào)制精確地與所期望的理論上的波形保持一致。
盡管介紹了關(guān)于本發(fā)明的某些特定實現(xiàn)方法，應該知道本發(fā)明只是所附權(quán)利要求的限制。因為精通技術(shù)的人員有可能再做修改，當前的應用將任何在所發(fā)布的和要求的本發(fā)明的精神和范圍之內(nèi)的修改都估計在內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一個用于發(fā)送精確調(diào)制的信號的自適應調(diào)制器包括第一個數(shù)字信號處理裝置，用于數(shù)字地產(chǎn)生同相的和正交調(diào)制波形抽樣，并且將校正因子應用于數(shù)字地生成的同相和正交調(diào)制波形抽樣上；一個正交調(diào)制器，用于在實際上為余弦波形的載波上施加上一個對應于數(shù)字地生成的同相調(diào)制波形采樣的同相調(diào)制波形，并且在實際上為正弦波的載波上施加上一個對應于數(shù)字地生成的正交調(diào)制波形采樣的正交調(diào)制波形；發(fā)送器裝置用于對上述正交調(diào)制器的一個輸出進行上變頻和放大到一個預定的發(fā)送頻率和功率電平；調(diào)制估計接收裝置，被連接到上述發(fā)送器裝置上，用于對上述正交調(diào)制器的輸出進行上變頻和放大后的采樣進行收集和數(shù)字化；第二個數(shù)字信號處理裝置，與上述第一個數(shù)字信號處理裝置和上述調(diào)制估計接收裝置進行通信，用于在上述調(diào)制估計接收裝置產(chǎn)生的數(shù)字化采樣的基礎之上、以及在上述第一個數(shù)字信號處理裝置產(chǎn)生的未糾正的同相和同正交調(diào)制波形采樣的基礎之上，確定校正因子，還用于將校正因子傳送給第一個數(shù)字信號處理裝置。
2.權(quán)利要求1所述的自適應調(diào)制器，還至少包括一個數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，用于將上述數(shù)字化生成的同相和正交波形采樣轉(zhuǎn)換成由上述正交調(diào)制器加在上述載波上的上述同相和正交調(diào)制波形。
3.權(quán)利要求2所述的自適應調(diào)制器，其中數(shù)-模轉(zhuǎn)換器采用實際上高度過采樣的δ-Σ調(diào)制法。
4.權(quán)利要求1所述的自適應調(diào)制器，其中上述調(diào)制估計接收裝置提供的上述數(shù)字化的采樣交替包括極坐標或?qū)?shù)極坐標形式的采樣。
5.權(quán)利要求4所述的自適應調(diào)制器，其中所述第二個數(shù)字信號處理裝置將上述數(shù)字化的采樣轉(zhuǎn)換成笛卡爾形式。
6.權(quán)利要求1所述的自適應調(diào)制器，其中所述同相和正交調(diào)制波形包括一個擴譜編碼信號。
7.權(quán)利要求6所述的自適應調(diào)制器，其中，上述擴頻編碼的信號包含多個擴頻編碼的信號的和。
8.權(quán)利要求7的自適應調(diào)制器，其中上述第二個數(shù)字信號處理裝置包括執(zhí)行一個華爾士變換以確定上述校正因子的裝置。
9.權(quán)利要求7所述的自適應調(diào)制器，其中上述擴頻編碼信號包括多個[128，7]華爾士-哈德莫德碼字。
10.權(quán)利要求7所述的自適應調(diào)制器，其中上述擴頻編碼的信號包括多個[128，8]華爾士-哈德莫德碼字。
11.權(quán)利要求1所述的自適應調(diào)制器，其中上述第二個數(shù)字信號處理裝置包括一個執(zhí)行一個華爾士變換以確定上述校正因子的裝置。
12.權(quán)利要求1所述的自適應調(diào)制器，其中上述精確調(diào)制的信號包括一個正交相移鍵控信號，一個偏移正交相移鍵控信號，一個整形偏移正交相位鍵控信號，一個正交放大調(diào)制信號，一個偏移正交放大調(diào)制信號，以及一個整形偏移正交放大調(diào)制信號中的一個。
13.一個用于發(fā)送一個精確調(diào)制的信號的自適應調(diào)制方法，包括如下步驟(a)數(shù)字地生成未校正的同相和正交調(diào)制波形采樣；(b)將一組預先確定的校正因子加到上述未校正的同相和正交調(diào)制波形采樣上，以產(chǎn)生校正的同相和正交調(diào)制采樣；(c)形成一個對應于已校正的同相調(diào)制采樣的經(jīng)校正的同相調(diào)制波形，并用已校正的同相調(diào)制波形調(diào)制一個實際上為余弦波的載波，形成一個對應于已校正的正交調(diào)制采樣的經(jīng)校正的正交調(diào)制波形，并且用該經(jīng)校正的正交調(diào)制波形調(diào)制一個實際上為正弦波的載波，并通過將經(jīng)調(diào)制的余弦載波和正弦載波相加以形成經(jīng)調(diào)制的輸出信號；(d)將該經(jīng)調(diào)制的輸出信號上變頻和放大到一個選中的、所期望的發(fā)送頻率和功率電平；(e)采集該經(jīng)上變頻、放大的經(jīng)調(diào)制的輸出信號的數(shù)字采樣；(f)用未經(jīng)校正的同相和正交波形采樣來處理上述數(shù)字采樣，以產(chǎn)生一個更新的校正因子集合；及(g)連續(xù)重新前述步驟(a)、(b)、(c)和(d)。
14.權(quán)利要求13所述的方法，還包括在步驟(b)之前加上將上述數(shù)字地生成的同相和正交波形采樣轉(zhuǎn)換為模擬形式這樣一個步驟。
15.權(quán)利要求14的方法，其中上述轉(zhuǎn)變步驟包括實際上高度過采樣的δ-Σ調(diào)制法。
16.權(quán)利要求13所述的方法，其中上述數(shù)字化的采樣交替包括極坐標和/或?qū)?shù)極坐標表示形式。
17.權(quán)利要求16所述的方法，其中步驟(d)包括交替將極坐標和對數(shù)極坐標的表示形式轉(zhuǎn)換成笛卡爾表示形式這樣一個步驟。
18.權(quán)利要求13所述的方法，上述精確調(diào)制信號包括一個擴頻編碼的信號。
19.權(quán)利要求18所述的方法，其中步驟(e)包括在上述數(shù)字化采樣上執(zhí)行一個華爾士變換以確定上述校正因子這樣一個步驟。
20.權(quán)利要求18所述的方法，其中上述擴頻編碼的信號包括多個[128，7]華爾士-哈德莫德碼字。
21.權(quán)利要求20所述的方法，其中上述擴頻信號包括多個[128，8]華爾士-哈德莫德碼字。
22.權(quán)利要求13所述的方法，上述精確調(diào)制的信號包括一個正交相移鍵控信號，一個偏移正交相移鍵控信號，一個整形偏移正交相移鍵控信號，一個正交放大調(diào)制信號，一個偏移正交放大調(diào)制信號，以及一個整形偏移正交幅度調(diào)制信號中的一個。
23.在權(quán)利要求13所述的方法，其中步驟(e)包括在上述數(shù)字化采樣上執(zhí)行一個華爾士變換，以確定上述校正因子這樣一個步驟。
全文摘要
一個自適應的正交調(diào)制器和調(diào)制方法，改善了用來將數(shù)字信號加在一個RF載波上的精度，這對于具有Viterbi、回波合成解調(diào)器的系統(tǒng)以及采用減法CDMA技術(shù)的系統(tǒng)來說尤其有用。所述方法和裝置涉及用一個適當?shù)恼{(diào)制估計接收器來接收自己的發(fā)送，以及確定相對于理論上接收器所期望的完美發(fā)送的調(diào)制誤差。測量誤差被用于調(diào)整調(diào)制，以最小化誤差。該調(diào)制估計接收器可以采用對數(shù)極坐標信號處理來測量相位和幅度(對數(shù))而不是采用笛卡爾形式的I、Q分量，然后將其轉(zhuǎn)換成笛卡爾形式。另外，由調(diào)制估計接收器確定的校正因子可直接用由快速華爾士變換生成的變換分量來表示。
文檔編號H03C3/00GK1130447SQ9419330
公開日1996年9月4日 申請日期1994年6月6日 優(yōu)先權(quán)日1994年6月6日
發(fā)明者P·W·登特 申請人:艾利森公司