專利名稱：頻率合成器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及頻率合成器，具體講，涉及由鎖相環(huán)(PLL)電路構成的頻率合成器。
由PLL電路構成的頻率合成器產生和輸出一個頻率信號，該信號具有基準振蕩器輸出的基頻信號頻率整數(shù)倍的頻率。以下得到的頻率合成器其頻率可改變成處于小于整數(shù)倍的頻率。


圖1示出這種頻率合成器的實例。該頻率合成器為N分數(shù)系統(tǒng)，并將基準振蕩器1的基頻信號輸出到相位比較器2上。
相位比較器2檢測分頻器7的分頻信號(隨后將描述)與基頻信號間的相位差。相位比較器2將根據(jù)相位差檢測所得的誤差信號加到加法器3上。加法器3將從自動相位內插電路9輸出的內插信號加到相位比較器2的誤差信號上。加法器3將最終相加的誤差信號加到低通濾波器(LPF)4上。LPF4將該誤差信號轉換為直流誤差信號。LPF4將最終的直流誤差信號加到壓控振蕩器(VCO)5上作為控制信號。VCO5將振蕩信號加到頻率信號輸出端6、分頻器7和控制單元8上。
分頻器7將VCO5的振蕩輸出分頻。分頻器7在控制單元8的控制下交替地將分頻比切換為預定值1/N(N為整數(shù))或1/(N+1)。分頻器7將分頻后的信號加到相位比較器2上。控制單元8還控制自動相位內插電路9，這樣，自動相位內插電路9在每個預定周期內輸出一個內插信號。
參照圖2A到2C的時序圖來描述頻率合成器的工作。假定基準振蕩器1如圖2A所示輸出一個周期的基頻信號，則分頻器7如圖2B所示在基頻信號的某一時刻ta具有1/N的分頻比。當基頻信號從時刻ta進到時刻tb時，分頻器7將1/N的分頻比改為1/(N+1)的分頻比。當基頻信號從時刻tb變到時刻tc時，又將1/(N+1)的分頻比恢復到1/N。因而，在各個時刻，分頻器7重復地切換分頻比1/(N+1)和1/N。
當分頻比如上設定后，相位比較器如圖2C所示檢測在一個時刻的預定的相位誤差φ1，在該點上，基頻信號的每兩個周期上分頻比被從1/N切換到1/(N+1)。結果，VCO5的振蕩頻率被打亂。
在圖1所示頻率合成器中，自動相位內插電路9在基頻信號的每兩個周期內為內插相位誤差φ1輸出內插信號。隨后，加法器3將內插信號加到相位誤差信號上以消除相位誤差φ1，這樣，VCO5輸出穩(wěn)定的振蕩輸出。
于是，VCO5可以輸出為基頻信號頻率(N+0.5)倍頻率的頻率信號。這樣，頻率合成器可使其頻率改變?yōu)樾∮谡麛?shù)倍的中間頻率。
然而在圖1的頻率合成器中，自動相位內插電路9和外圍電路變得更為復雜。具體講，自動相位內插電路9是由將數(shù)字控制數(shù)據(jù)轉換成模擬電平的數(shù)/模轉換器構成。這樣，自動相位內插電路9的電路結構就復雜。因此，如果頻率合成器包括自動相位內插電路，則PLL電路將更復雜。
本發(fā)明的目的在于提供一種可解決前述問題的頻率合成器。
根據(jù)本發(fā)明提供的頻率合成器包括壓控振蕩器、分頻電路、信號源、相位比較電路、加法電器、轉換電路和控制電路。分頻電路將壓控振蕩器的輸出以1/N和1/(N+1)的分頻比分頻，其中N為任意整數(shù)。信號源輸出一基頻信號。相位比較電路將分頻電路所加的N分頻信號和分頻電路所加的1/(N+1)分頻的信號與信號源的基頻信號進行相位比較。加法電路將由相位比較電路輸出的基頻信號與N分頻信號進行相位比較所產生的信號，與由相位比較電路的基頻信號輸出與(N+1)分頻的信號進行相位比較所得的信號相加。轉換電路將加法電路的輸出轉換為直流信號并將其加到壓控振蕩器上?？刂齐娐房刂品诸l電路的分頻比?？刂齐娐分芷诘貙⒎诸l電路的分頻比改為1/N或1/(N+1)。
根據(jù)本發(fā)明，由于分頻電路的分頻比在各不同時刻具有周期性，則分頻信號與基頻信號間的相位差周期地改變。當分頻信號與基頻信號相位比較所獲的結果被加入后，平均相位差可變得相等。結果，壓控振蕩器可被穩(wěn)定地控制，且壓控振蕩器的振蕩輸出可通過使分頻電路的分頻比1/N與1/(N+1)相結合來得到控制。
圖1為方框圖，示出頻率合成器電路結構的一個實例;
圖2A-2C為時序圖，用于說明圖1的頻率合成器的工作;
圖3為方框圖，示出根據(jù)本發(fā)明第一實施例的頻率合成器;
圖4A-4C為時序圖，用于說明圖3所示頻率合成器的工作;
圖5的方框圖，示出根據(jù)本發(fā)明第二實施例的頻率合成器;和圖6A-6C為時序圖，用于說明根據(jù)本發(fā)明第二實施例的頻率合成器。
首先，參照圖3和圖4A至4C描述根據(jù)本發(fā)明第一實施例的頻率合成器。在圖3和圖4A-4C中，與圖1相同的零部件標以相同標號且不再贅述。
圖3為方框圖，示出根據(jù)本發(fā)明第一實施例的頻率合成器的電路結構。
如圖3所示，基準振蕩器1將基頻信號fr加到第一和第二相位比較器11、12上?；l信號fr頻率為600MHz。第一比較器11檢測第一分頻器14的分頻信號與基頻信號間的相位誤差。第二相位比較器12檢測第二分頻器15的分頻信號與基頻信號之間的相位誤差。
加法器13將兩個相位比較器11、12輸出的相位誤差信號相加。加法器13將相加后的相位誤差信號經LPF4加到VCO5上作為控制信號。VCO5將振蕩輸出fc加到頻率信號輸出端6和第一、第二分頻器14，15上。
第一和第二分頻器14，15在每個預定周期在1/N與1/(N+1)之間(即1/2744/和/1/2745)切換分頻比。第一和第二分頻器14、15在控制單元16的控制下切換分頻比。
第一分頻器14將分頻輸出加到第一相位比較器14和控制單元16上。第二分頻器將分頻輸出加到第二相位比較器12上?？刂茊卧?6根據(jù)第一分頻器14的分頻輸出的每個周期切換第一和第二分頻器14、15的分頻比。在此情況下，當?shù)谝环诸l器14的分頻比設為1/2744時，第二分頻器15的分頻比設為1/2745，且反之亦然。
參照圖4A-4C描述本發(fā)明第一實施例的頻率合成器的工作。
假定基準振蕩器1在圖4A的時刻輸出600MHz的基頻信號。則第一分頻器14的分頻比在如圖4B所示的基頻信號的某個時刻t1設置為1/2744，且第二分頻器15的分頻比在如圖4C所示的基頻信號的某個時刻t1設置為1/2745。VCO5輸出的振蕩頻率為1.6吉赫。
當在此狀態(tài)下第一和第二分頻器14，15被啟動后，第一分頻器14在圖4B所示的一個時期內基頻信號的時刻t1之后到時刻t2之前的一點即早于t20.3納秒的時刻輸出分頻輸出脈沖。0.3納秒的時間對應于1.6吉赫周期的一半。第二分頻器15在圖4C所示的基頻信號的時刻t1之后直到時刻t2之后一點即滯后于t20.3納秒的時刻輸出分頻輸出脈沖。也就是說，第二分頻器15輸出分頻脈沖的時間在與1.6吉赫的半周期對應的時間內。
第一相位比較器11檢測第一分頻器14的輸出脈沖與基頻信號之間的相位差信號。第二相位比較器12檢測第二分頻器15的分頻輸出脈沖與基頻信號間的相位差信號。第一和第二相位比較器11和12分別檢測對應的相位差信號(即相當于0.3納秒之差的相位差信號)。相位差信號分別為超前于基頻信號0.3納秒的相位差信號和滯后于基頻信號0.3納秒的相位差信號。這樣，加法器13將上述兩個相位誤差信號相加以輸出一個其相位差已消除的相位誤差信號。
因此，加法器13經LPF4使其中相位差消除了的相位誤差信號加到VCO5上。隨后，可使VCO5不斷地輸出穩(wěn)定的振蕩輸出。
當?shù)谝环诸l器14輸出分頻輸出脈沖后，在控制單元16在如圖4B所示的控制下將第一分頻器14切換到1/2745的分頻比上。第二分頻器15也在控制單元16如圖4B的控制下切換到1/2744的分頻比上。結果，在從基頻信號的時刻t2延后一個周期的時刻t3，第一比較器11檢測出第一分頻器14的分頻輸出脈沖與基頻信號之間沒有相位差。另外，第二相位比較器12也測出第二分頻器15的分頻輸出脈沖與基頻信號之間沒有相位差。具體講，在第一分頻器14略前于t2時刻起至時刻t3間輸出脈沖的周期比基頻信號的周期長0.3納秒。該時間周期相當于當?shù)谝环诸l器14以1/2745的分頻比將1.6吉赫的振蕩頻率分頻時所需的一個時間周期。在第二分頻器15略后于時刻t2后至時刻t3輸出分頻輸出脈沖的周期比基頻信號的一個周期短0.3納秒。該周期相當于第二分頻器15以1/2744分頻比將1.6吉赫的振蕩頻率分頻所需的一個周期。
因此，在時刻t3由第一和第二相位比較器11、12所測出的相位差為零。這樣，當加法器13將兩個相位誤差信號相加后，加法器13輸出已經消除了相位差的相位誤差信號。于是，零相位差的相位誤差信號被加到VCO5上。以下將重復從時刻t1到時刻t3的處理過程。
結果，VCO5輸出與當分頻比為1/2744.5時輸出的振蕩相同的信號。隨后，當分頻比為1/2744.5時所獲的約1.6吉赫的頻率信號從端子6輸出出來。在環(huán)路穩(wěn)定且精確的情況下，VCO5的振蕩頻率將為1646.7兆赫。
這樣的頻率合成器可輸出其頻率為基頻信號的頻率(整數(shù)+0.5)倍的頻率信號。本發(fā)明頻率合成器的電路裝置由于需內插的相位誤差信號不同于圖1的頻率合成器，因而結構簡單。另外，在圖3的頻率合成器中，在環(huán)路穩(wěn)定的情況下，加到VCO5上的相位誤差信號具有恒定為零的相位差。這樣，環(huán)路可穩(wěn)定地振蕩。
由于本發(fā)明的頻率合成器可輸出其頻率為基頻信號頻率(整數(shù)+0.5)倍的頻率信號，則基準振蕩信號的頻率可高到足以獲得所需頻率的信號。此外，可以減少使環(huán)路達到穩(wěn)定所需的時間。還有，由于可增加基準振蕩信號的頻率，由基準振蕩信號產生的寄生信號可容易地被LPF4衰減掉。因而，可以消除寄生信號所造成的壞影響。
參照圖5和圖6A-6E描述本發(fā)明第二實施例的頻率合成器。在圖5中，與圖1相同的零部件標以相同的標號且不再贅述。根據(jù)本發(fā)明的第二實施例，該頻率合成器可輸出其頻率為基頻信號頻率(整數(shù)+0.5)倍的頻率信號。
如圖5所示，基準振蕩器1將基準振蕩信號fr加到第一、第二、第三和第四相位比較器21、22、23、24上。第一相位比較器21將基準振蕩信號與第一分頻器24的分頻信號進行相位比較;第二相位比較器22將基準振蕩信號與第二分頻器27的分頻信號進行相位比較;第三相位比較器23將基準振蕩信號與第三分頻器28的分頻信號進行相位比較;第四相位比較器24將基準振蕩信號與第四分頻器29的分頻信號進行相位比較。
第一、二、三和四相位比較器21、22、23和24的相位誤差信號加到加法器25上并進行相加。加法器25將相加的結果經LPF4加到VCO5上。VCO5將振蕩輸出fc加到頻率信號輸出端6和第一、二、三和四分頻器26，27，28和29上。四個分頻器26，27，28，29在每一預定周期將其分頻比在1/N與1/(N+1)之間切換，其中N為整數(shù)。每個分頻器都在控制單元30的控制之下切換分頻比。
第一、二、三、四分頻器26，27，28，29將其中已與基頻信號進行相位比較后的分頻信號加到第一、二、三、四相位比較器21、22、23和24上。第四分頻器29將分頻信號加到控制單元30上?？刂茊卧?0控制分頻器26-29的分頻比。假定一個周期代表其中輸出脈沖以分頻信號加入的間隔，則控制單元30每次4個周期地設置分頻器26-29的分頻比為1/(N+1)。此外，在其它周期中，控制單元30將分頻器26-29的分頻比設置為1/N。然而，控制單元30在不同的時刻將分頻器26-29的分頻比設為1/(N+1)。
參照圖6A-6E來描述這樣構造的頻率合成器。當基準振蕩器1在圖6A所示的周期輸出基頻信號時，分頻器26，27，28和29的分頻輸出脈沖的時序在圖6B，6C，6D和6E所示的基頻信號的某時刻t11時一致。在時刻t11，相位比較器21-24的相位誤差信號為零。
在從時刻t11起的第一個周期中(靠近時刻t12直到分頻脈沖被輸出后)，第一分頻器26的分頻比設為1/(N+1)，其余分頻器27、28、29的分頻比如圖6B所示設為1/N。在下一個周期中(靠近時刻t13直到分頻脈沖被輸出后)，第二分頻器27的分頻比設為1/(N+1)，其余分頻器26，28，29的分頻比如圖6C所示設為1/N。在再下一周期(靠近時刻t14直到分頻脈沖被輸出后)，第三分頻器28的分頻比被設為1/(N+1)，其余分頻器26，27，29的分頻比如圖6D所示設為1/N。在進而跟隨的周期(直到時刻t15)中，第四分頻器29的分頻比設為1/(N+1)，而其余分頻器26，27，28的分頻比如圖6E所示設為1/N。
由于四個分頻器26至29的分頻比在四個周期過去后的時刻t15已經順序地改變了，分頻器26-29的分頻輸出脈沖相位相一致，且相位誤差被除去。在從時刻t11至時刻t12，t13，t14的四個周期中所獲的相位誤差與在時刻t12、t13、t14的相一致，因為，一個分頻器以1/(N+1)的分頻比將振蕩信號分頻，而其余的三個分頻器將以1/N的分頻比將振蕩信號分頻，且加法器25將這些相信誤差信號相加。于是，相位誤差被除去。因此，在每一時刻的相位誤差都被除去，環(huán)路也工作穩(wěn)定。
根據(jù)該實施例，由于分頻比在每四個周期移1，則頻率合成器可產生其頻率為基頻信號頻率(整數(shù)+0.5)或(整數(shù)+0.25)倍的頻率信號。圖5所示的頻率合成器也可達到與圖3所示頻率合成器相似的效果。
如上所述，雖然該頻率合成器可以產生其頻率為基頻信號頻率(整數(shù)+0.5)或(整數(shù)+0.25)倍的頻率信號，但本發(fā)明并不限于此，本發(fā)明的頻率合成器可產生其頻率為其它帶小數(shù)點十進制倍數(shù)的頻率信號。具體講，可提供其分頻比被切換的分頻器和多個對應于十進制小數(shù)點的相位比較器，這樣，通過平均來使每一周期中的相位誤差減少。
另外，前述實施例中的各頻率和分頻比被借助于實例進行了描述，且它們是可以任意改變的。
權利要求
1.一種頻率合成器，其特征在于包括壓控振蕩裝置；分頻裝置，用于以1/N和1/(N+1)的分頻比對所述壓控振蕩裝置的輸出分頻，其中N為任意整數(shù)；用于輸出基頻信號的信號源；相位比較裝置，用于將由所述分頻裝置以1/N和1/(N+1)的所述分頻比分頻后的信號與從所述信號源加上的所述基頻信號進行相位比較；加法裝置，用于將通過所述基頻信號與被1/N的分頻比分頻的所述信號由所述相位比較裝置進行相位比較所得的信號，與通過所述基頻信號與被1/(N+1)的分頻比分頻的所述信號由所述相位比較裝置進行相位比較所得的信號相加；轉換裝置，用于轉換所述加法裝置的輸出，并將直流輸出加到所述壓控振蕩裝置上；以及控制裝置，用于控制所述分頻裝置的所述分頻比，其中所述控制裝置周期地將所述分頻比改變?yōu)?/N或1/(N+1)。
2.如權利要求1的頻率合成器，其特征在于所述分頻裝置包括至少兩個以1/N和1/(N+1)的分頻比對輸入信號進行分頻的分頻器，所述控制裝置根據(jù)所述兩個分頻器任何一個的輸出信號將所述分頻比切換為1/N或1/(N+1)。
3.如權利要求2的頻率合成器，其特征在于所述相位比較裝置包括至少兩個其上加有來自所述信號源的所述基頻信號和從所述兩個分頻器所輸出的相位比較信號的相位比較器，且所述來自信號源的基頻信號和來自所述相位比較器的輸出信號被加到所述加法裝置上。
4.如權利要求1的頻率合成器，其特征在于所述分頻裝置包括以1/N和1/(N+1)的所述分頻比對輸入信號進行分頻的第一和第二分頻器，所述控制裝置控制所述第一分頻器，這樣，所述第一分頻器的所述分頻比周期地改變到1/N和1/(N+1)，所述控制裝置控制所述第二分頻器，這樣，所述第二分頻器的所述分頻比周期地改變到1/(N+1)和1/N，且所述壓控振蕩裝置輸出其頻率為所述基頻信號頻率(N+0.5)倍的頻率信號。
5.如權利要求1的頻率合成器，其特征在于所述分頻裝置包括以1/N和1/(N+1)的所述分頻比對輸入信號進行分頻的第一、第二、第三和第四分頻器，所述控制裝置將所述第一、二、三和四分頻器任何一個的分頻比設為1/(N+1)，并將具余分頻器的分頻比周期地改為1/N，且所述壓控振蕩裝置輸出其頻率為所述基頻信號的頻率(N+0.25)倍的頻率信號。
6.如權利要求1的頻率合成器，其特征在于所述轉換裝置由低通濾波器構成。
全文摘要
一種包括壓控振蕩器、分頻電路、信號源、相位比較電路、加法電路、轉換電路和控制電路的頻率合成器。該分頻電路以1/N和1/(N+1)的分頻比對其上所加的壓控振蕩器的輸出分頻，其中N為整數(shù)。信號源輸出基頻信號，相位比較電路將N分頻信號和(N+1)分頻信號與基頻信號進行相位比較，加法電路將基頻信號與N分頻信號相位相比產生的信號與將基頻信號與(N+1)分頻信號相位相位產生的信號相加。轉換電路將加法電路輸出轉為直流信號?？刂齐娐房刂齐娐返姆诸l比。
文檔編號H03L7/08GK1113053SQ9510419
公開日1995年12月6日 申請日期1995年4月28日 優(yōu)先權日1994年4月28日
發(fā)明者竹內勇雄 申請人:索尼公司