專利名稱：精確正交信號的發(fā)生電路和方法
技術領域：
本發(fā)明涉及寬帶正交信號發(fā)生電路，具體地涉及通過對正交信號發(fā)生中所使用的控制信號的調(diào)整，對兩個近似正交信號間的相位誤差進行糾正以使這兩個信號的相位差正好為90°。
在過去幾年中，為有效利用個人通信系統(tǒng)而采用的數(shù)字調(diào)制的優(yōu)勢變得很明顯。各種形式的正交移相鍵控(QPSK)調(diào)制要求到本地振蕩器在寬帶上正交，即輸出兩個相位彼此相差90°的信號。這類信號在低頻的發(fā)生是由一個簡單的除2觸發(fā)器完成的。
在相關的現(xiàn)有技術中，首先一個輸入信號被饋給比較器，比較器的負輸入端與參考電壓VR相連。然后比較器的輸出被送給分頻器電路，后者產(chǎn)生兩個信號，每一個信號頻率為輸入信號的一半。如果系統(tǒng)的輸入信號是對稱方波，該方法和裝置在低頻將有非常好的性能。但是，在高頻(大于100MHz的頻率)，要產(chǎn)生完全對稱的波形(甚至沒有諧波含量)是非常困難的。進而，不等的傳播延遲會導致更多的相位誤差。例如，就一個800MHz輸入信號而言，它應當將產(chǎn)生兩個400MHz正交信號，在同相信號和正交信號之間存在7皮秒失配和傳播延遲，這將使得以上兩個信號相位差為89°，而不是90°。此外，如果800MHz的輸入信號有任何的二階諧波含量，這使得過零點之間的距離不一致，也將會導致額外的相位誤差。同樣，對高頻輸入信號必須考慮諧頻影響。因此，輸出信號必須進行濾波以消除諧頻影響，否則當對未濾波的輸入信號解調(diào)之時，輸入信號的諧波含量可能會干擾解調(diào)后的信號并產(chǎn)生色散信號。
在高頻及在小于一倍頻程的帶寬上，RC和CR網(wǎng)絡的相位差或兩個全通相移網(wǎng)絡之間的相位差可用于產(chǎn)生兩個正交的信號。此外，最近發(fā)展的另一種方法使用兩個等幅但不同相信號的和與差來產(chǎn)生兩個正交的信號。盡管后一技術可以應用在寬帶上，但它不能用于方波信號。因此，其使用受到限制。所需要的是這樣一個系統(tǒng)，它基于高頻輸入信號產(chǎn)生正交信號，并保持信號間的相位差。
本發(fā)明的一個目的在于基于一個輸入信號產(chǎn)生兩個彼此相位差正好為90°的信號。
本發(fā)明是寬帶正交信號發(fā)生的一種裝置和方法。在本發(fā)明的該方法和裝置中，對近似正交即相位差90°的兩個信號的相位誤差進行測量并將之反饋來糾正這兩個近似正交信號間的相位差，并通過由除2電路來調(diào)整第一信號的占空比使得兩個信號的相位差正好為90°。
在本發(fā)明的第一實施例中，輸入信號被輸入到比較器的正端，而該比較器的輸入被耦合至一個除2觸發(fā)器并且后者產(chǎn)生兩個輸出信號，一個為同相信號(I)且另一個為正交信號(Q)。信號I和Q被輸入至相位檢測器，該檢測器輸出窄脈沖，其寬度表示信號I和Q間的誤差。如果信號I和Q相位差正好90°，信號I和Q之間正交輸出沒有相位誤差，并且相位檢測器的輸出為零。相位檢測器的輸出被饋至低通濾波器，接著該低通濾波器的輸出被饋至積分器，繼而積分器的輸出饋至比較器的負端。它調(diào)節(jié)比較器用于觸發(fā)觸發(fā)器切換操作的參考電平。因此，信號I和Q間的誤差被反饋回比較器并被用于使信號I和Q相位差正好為90°。
本發(fā)明的另一個優(yōu)勢在于可能對兩個信號之間的相位差進行確定和調(diào)節(jié)，甚至當輸入信號被調(diào)制時也是如此。
本發(fā)明的進一步優(yōu)勢在于降低或消除待解調(diào)信號的諧波含量以降低對濾波的要求。
這些和其后將顯而易見的其它目的以及優(yōu)勢存在于下文說明和權利要求的構造和操作細節(jié)中，并參考了構成為本文一部分的附圖，附圖中自始至終以同樣的標號指代同樣的部件。
下面借助于附圖對本發(fā)明更多的細節(jié)進行解釋，附圖中

圖1是根據(jù)本發(fā)明的電平鎖定環(huán)路的原理圖；圖2A-2C是在低頻的由一個理想正弦產(chǎn)生兩個相位差90°的信號I和Q的時序圖；圖3A-3C是表示輸入信號中的二階諧波含量使I和Q相位差產(chǎn)生誤差情況的時序圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的典型輸入信號的示意圖；以及圖5A-5E是表示本發(fā)明操作的系統(tǒng)定時的時序圖。
本發(fā)明通過對為用來產(chǎn)生正交輸出信號的一個輸入信號而設置的過零點電平進行調(diào)節(jié)來實現(xiàn)相位跟蹤。由于對過零點參考電平作了調(diào)節(jié)，占空比并且因此正交信號之間的相位差改變了。相位差的改變被檢測并且用于調(diào)節(jié)參考電平以使正交輸出信號之間相位差維持為恒值90°。
在本發(fā)明圖1中，一個輸入信號VI根據(jù)本發(fā)明被輸入至電平鎖定環(huán)路4，該輸入信號VI可以是一個高頻正弦信號，例如具有頻率800兆赫(MHz)的正弦信號。電平鎖定環(huán)路4被分成正交信號發(fā)生電路6和相位檢測與參考電平調(diào)節(jié)電路8。在本實施例電平鎖定環(huán)路4中，輸入信號被耦合至常規(guī)比較器10的正端。比較器10對輸入信號和提供在負輸入端的參考電平信號Vr進行比較。當輸入信號越過參考信號的電平時，比較器10改變其輸出信號CD的二進制值。比較器10的輸出被耦合至一個常規(guī)的除2電路12。該除2電路12將信號CD的頻率一分為二并輸出兩個信號，除2輸出1(DBTO1)和除2輸出2(DBTO2)。這兩個信號DBTO1和DBTO2是相位差正好維持在90°并且分別為同相(I)信號或正交(Q)信號的輸出正交信號。輸出信號DBTO1和DBTO2每一個的頻率都為輸入頻率信號CD的一半且彼此相位差近似為90°。
在一個優(yōu)選實施例中，圖1所示的除2電路可以不同形式的邏輯實現(xiàn)，或者是一個行波分頻器。除2電路12優(yōu)選地由兩個觸發(fā)器形成。由于這些觸發(fā)器由信號CD的上升沿和下降沿觸發(fā)，它們的輸出將有相位差90°。
然后DBTO1和DBTO2輸入至檢測這兩個信號相位差的一個常規(guī)相位檢測器14。相位檢測器14輸出相位跟蹤誤差信號(PTE)。信號PTE是一個脈沖序列，表示DBTO1和DBTO2間相位差與90°的“誤差”。如果DBTO1和DBTO2彼此相位差正好為90°，那么它們之間沒有相位誤差，并且PTE是恒壓輸出，作為沒有脈沖的PTE。如果DBTO1比DBTO2超前90°以上，那么相位檢測器14輸出一些具有第一極性的脈沖，并且如果DBTO1比DBTO2超前相位小于90°，則相位檢測器14產(chǎn)生一些具有與第一極性相反的第二極性的脈沖。信號PTE脈沖的持續(xù)時間或?qū)挾葘贒BTO1和DBTO2之間關于相位差正好90°的誤差大小。PTE的脈沖越窄，DBTO1和DBTO2越接近于相位差正好90°。
圖1的相位檢測器14被耦合至一個常規(guī)的低通濾波器16并且信號PTE輸入至該低通濾波器16。低通濾波器16輸出D.C.電平信號(DCL)，它是輸入信號PTE的DC電平。在本發(fā)明中，DBTO1和DBTO2相位差越接近于正好90°，PTE的脈沖便越窄，DCL的DC電平越小。低通濾波器16被耦合至一個常規(guī)的積分器18，如圖1所示。DCL輸入至積分器18，后者輸出參考電壓Vr。在本發(fā)明中，Vr是代表正弦SD過零電壓電平的參考電壓。Vr與脈沖序列PTE的占空比有關，并且是相位跟蹤誤差信號PTE的DC電壓。在本發(fā)明中Vr輸入至比較器10的負端。參考電平信號Vr的電平因相位差的改變而改變，這在該反饋裝置中導致相位差被調(diào)節(jié)趨于正好90°。因此，如圖1所示本發(fā)明是一個檢測并“鎖定”在產(chǎn)生90°相位差所必需的電壓電平上的電路。Vr是這樣一種參考電壓電平，其中輸入正弦信號在越過Vr時其占空比為50％。一旦Vr被檢測并“鎖定”之后，本發(fā)明的電平鎖定環(huán)路輸出兩個相位差為90°的信號I和Q，相位差誤差小于1度。
圖2A-2C是表示理想2f輸入正弦產(chǎn)生相位差正好為90°的I和Q信號的時序圖。“過零點”是指一個任意的電壓電平，一個信號，例如信號2f，循著正弦路徑“跨越”該處。在圖2A，信號2f占空比為50％并且在每隔均勻間隔距離處越過“過零點”。在圖2A-2C，當信號從過零點下方越過進入過零點上方時，I從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1而Q則維持為邏輯狀態(tài)0。然后，當信號2f從過零點上方越過進入過零點下方時，I保持為邏輯狀態(tài)I而Q從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1。當信號2f從過零點下方進入過零點上方即完成一個周期時，信號I從邏輯狀態(tài)1變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)0，而信號Q維持為邏輯狀態(tài)1。因此，信號I和Q彼此相位差90°。
圖3A-3C是表示具有二階諧波含量的輸入信號2f的時序圖，如果比較器門限設置在V0，那么該諧波含量導致I信號與Q信號間相位差出現(xiàn)誤差。如圖3A-3C所示，根據(jù)輸入信號2f越過過零線V0從正狀態(tài)進入負狀態(tài)，信號Q從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1，它比信號I從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1延遲大于90°。
同樣如圖3A-3C所示，根據(jù)本發(fā)明，如果比較器門限設置為Vr，那么通過越過過零門限Vr，輸入信號2f從負狀態(tài)過渡到正狀態(tài)，在此之后90°時又從正狀態(tài)過渡到負狀態(tài)。在圖3A波形情況下，本發(fā)明將過零點調(diào)節(jié)為圖中所示的Vr。因此在本發(fā)明中，當過零線從V0電平移至Vr電平時，I和Q相位差90°。所以，圖1的電平鎖定環(huán)路判斷并且“鎖定”在電壓電平Vr，在該電平處信號2f的占空比為50％。進而，Vr是使信號2f零電壓交點被均勻隔開的電壓電平。
圖4是輸入信號Vi的圖形。輸入信號VI是頻率為ω2的信號Li與輸入信號Vi的組合，輸入信號Vv頻率為ω1并疊加在信號Li上。因此，輸入信號VI不具有恒定的電壓輸入。
圖1的電平鎖定環(huán)路同樣設計用于如圖4中所示的輸入信號Vi的情況。在這種情況中，輸入信號VI的電壓電平不是恒定的，并且被疊加在信號Li上，如圖4所示。如同前面對不同信號所作的說明那樣，在圖1中，(圖4的)VI輸入至比較器10，后者輸出信號CD。比較器10如圖1所示被耦合至除2電路12。該除2電路12輸出兩個信號DBTO1和DBTO2。然后DBTO1和DBTO2輸入至相位檢測器14，它產(chǎn)生信號PTE。PTE被輸入至低通濾波器16，然后該濾波器16輸出信號DCL，同樣如前所述。信號DCL等同于這里下文說明的Vout。然后信號DCL輸入至積分器18，后者的轉(zhuǎn)移函數(shù)為B/(I＋BCRS)，這里B是常數(shù)，R和C分別是電阻抗和電容值；并且S為復頻率jω。ω等于2πf。積分器18輸出信號Lf，它類似于Vr并且被輸入至比較器10的負端。
圖1的電平鎖定環(huán)路對圖4示意的輸入信號VI作用，正如前文所講述的圖1電平鎖定環(huán)路作用于800MHz正弦輸出信號一樣。圖1電平鎖定環(huán)路的方程如下所述。如果VI＝A1sinω1t＋A2sinω2t(1)這里0＜A2＜A1，那么Li＝A2sinω2t (2)那么對一小段輸入信號Li，圖5A-5E給出了Li、Lf、CD、I、Q和Vout之間的關系。
在圖5A，Lf電壓電平高于Li。輸入信號A1sinω1t被輸入至圖1的電平鎖定環(huán)路。然后由A1sinω1t越過Lf驅(qū)動，產(chǎn)生一個脈沖序列CD。CD脈沖的寬度為Φ1，如圖5B所示。如圖5C中所示，當A1sinω1t越過Lf從負值變?yōu)檎禃r，I從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1。然后，如圖5D所示，當A1sinω1t從正值越過Lf變?yōu)樨撝禃r，Q從邏輯狀態(tài)0變?yōu)檫壿嫚顟B(tài)1，其相位相對I移動信號CD的一個脈沖寬度Φ1。因此，如圖5E中所示，信號PTE被產(chǎn)生，如前所述。Vout保持為恒定電平。Voutmax是脈沖序列PTE的高度。
然后，讓VI等于Lf，Lf－Li＝A1sinω1t (3)解ω1t1，那么LF－Li＝A1(Lf－Li)/A1(4)這里-π/2＜ω1t1＜π/2。
因此，φ=π-2sin-1(LF-LiA1)--(5)]]>那么Vout=2πVmaxsin-1(Lf-LiA1)--(6)]]>因此，在頻域內(nèi)Lf(S)=B1+BRCSVom(S)--(7)]]>這里B是積分器18的低頻增益，R是積分器18的電阻，并且C為積分器18的電容。
對于(Lf－Li)/A1≤1，Vom=2πVomax(Lf-LiA1)--(8)]]>在頻域，那么Vom(S)=2πVomax1A1(Lf(S)-Li(S))--(9)]]>那么，通過代入Lf(S)值并解Vout(S)，圖1中所示電平鎖定環(huán)路的轉(zhuǎn)移函數(shù)為Vom(S)Li(S)=2Vomax(1+BRCS)2VomaxB-πA1(1+BRCS)--(10)]]>
在本發(fā)明中，對于等于sin(ωt)＋Acos(ωt)的輸入信號，這里A表示一個小的二次諧波分量，令sin(ωt)＋Acos(2ω)＝0來決定過零交點，這些過零交點是指輸入信號占空比50％所對應的電壓電平。因此，-2Asin2(ωt)＋sin(ωt)＋A＝0。那么，sin(ωt)＝(1－(1＋8A2)0.5)/4A，并可近似為sin(ωt)＝-A。
假設A≤1，那么ωt＝-A.對ωt＝1°，那么A＝0.0174或-35.2dB。因此，為使得正交信號I和Q的相位誤差小于1度，在最惡劣條件情況下800MHz正弦輸入的二二次諧波含量應小于35dB。
如這里上面所述，本發(fā)明的電平鎖定環(huán)路是一個高度非線性電路，其性能依賴于輸入信號的形狀。如果輸入信號是頻率為ω1的正弦信號，而且疊加在低頻正弦信號ω2上，如圖4和1所示，等間距過零交點的電平定義為Li。圖1的電平鎖定環(huán)路所提供的反饋信號為Lf，并且圖1電平鎖定環(huán)路的最后輸出是在進行相位檢測之后的Vout，它由低通濾波器輸出。
如上所述，考慮到參考電平被用作為正交信號發(fā)生的過零點，本發(fā)明對維持正交信號之間正交相位關系所必需的參考電平進行跟蹤。
本發(fā)明的許多特征和優(yōu)點從詳細說明中可顯而易見，因此打算由附加權利要求來涵蓋在本發(fā)明其實宗旨和范圍內(nèi)的所有這樣的本發(fā)明特征和優(yōu)點。此外，由于對于本領域技術人員來說很易于作出一些修改和變更，不希望將本發(fā)明局限于所示意和說明的嚴格的構造和操作，因此，所有藉助于本發(fā)明的修改和等效，都屬于本發(fā)明的范圍。
權利要求
1.正交信號發(fā)生電路，包含一個振蕩器用于振蕩器信號的發(fā)生，其特征在于該電路包含一個占空比調(diào)制器，用于從振蕩器信號得出其占空比由一個控制信號決定的第一信號，一個除2電路，用于產(chǎn)生相互相位差90°的第二信號和第三信號，一個相位檢測器用于產(chǎn)生表示所說第二和第三信號之間正交誤差的一個正交誤差信號，以及控制裝置用于從正交誤差信號得出所說控制信號。
2.權利要求1中的電路，其特征在于所說占空比調(diào)制器包含一個比較器用于依據(jù)所說輸入信號和所說控制信號間的差得出所說第一信號。
3.根據(jù)上述權利要求之一的電路，其特征在于所說振蕩器信號是正弦波。
4.根據(jù)權利要求3的電路，其特征在于所說正弦波頻率大于或等于800Mhz。
5.根據(jù)權利要求1或2的電路，其特征在于所說振蕩器信號是不同頻率的兩個信號之和。
6.用于從一個輸入信號產(chǎn)生正交信號的電路，其特征在于所說電路包含一個占空比調(diào)制器用于從所說輸入信號得出一個其占空比為一個控制信號確定的第一信號，一個除2電路用于產(chǎn)生相互相位差90°的第二信號和第三信號，一個相位檢測器用于產(chǎn)生表示所說第二和第三信號之間正交誤差的一個正交誤差信號，以及控制裝置用于從所說正交誤差信號得出所說控制信號。
7.權利要求1的電路，其特征在于所說占空比調(diào)制器包含一個比較器用于依據(jù)所說輸入信號和所說控制信號之間的差產(chǎn)生所說第一信號。
8.由輸入信號產(chǎn)生正交信號的方法，其特征在于所說方法包括由所說輸入信號產(chǎn)生其占空比為一個控制信號確定的第一信號，由所說第一信號產(chǎn)生相互相位差90°的第二信號和第三信號，產(chǎn)生一個表示所說第二和第三信號之間正交誤差的正交誤差信號，以及控制裝置用于由所說正交誤差信號產(chǎn)生所說控制信號。
9.權利要求8的方法，其特征在于所說方法包括從所說輸入信號和所說控制信號之間的差得出所說第一信號。
全文摘要
一個輸入信號被輸入比較器，后者將該輸入信號和參考電壓V
文檔編號H03B27/00GK1146259SQ95192565
公開日1997年3月26日 申請日期1995年12月20日 優(yōu)先權日1994年12月30日
發(fā)明者N·S·納維, A·福托瓦-阿哈迪, F·B·比巴漢尼, A·哈吉米里 申請人:菲利浦電子有限公司