專利名稱：使用bc類的am-fm發(fā)射機功率放大器的制作方法
背景本發(fā)明涉及一種射頻功率放大器，該放大器當用于放大幅度改變的信號時能高效運行，當放大固定幅度的信號時，能轉(zhuǎn)換到更有效的工作模式。本發(fā)明還涉及到這樣一種射頻功率放大器，該放大器當需要在間歇輸出電平狀態(tài)下進行工作時提供更高的效率，這既包括固定的又包括變化的幅度的信號在內(nèi)。
信號和信息的無線電發(fā)射是通過將該信號附加到被稱為“載波”的一個射頻波上產(chǎn)生的，附加該信息的處理過程被稱作為“調(diào)制”。最常用的調(diào)制方法為兩種專用的類型，各自被稱作幅度調(diào)制(AM)和頻率調(diào)制(FM)。
對于AM，只是射頻(RF)載波的幅度或強度隨信息承載信號改變，該RF載波的頻率是固定的。而對于FM，只是RF載波的頻率是改變的，而其幅度是固定的。
頻率調(diào)制是固定幅度調(diào)制更廣泛的一種類型，其中該載波的相位角的變化攜帶信息。針對固定幅度調(diào)制來設(shè)計一個有效的發(fā)射機是最容易的，一般它們的設(shè)計能夠是最佳的，能在使用一個且僅僅一個輸出功率電平上給出最大的效率。
幅度調(diào)制更難離散地產(chǎn)生，并通常要求不同的發(fā)射機設(shè)計。
一種更為一般的被稱作為“復(fù)合調(diào)制”(complex modulation)的調(diào)制類型，既允許載波的幅度變化，又允許載波的相位角變化。該種調(diào)制類型要求使用“線性”方式的發(fā)射機功率放大器，以便準確地再現(xiàn)該輸入波型的被調(diào)制的幅度，并且由此欲得到高的效率而同時維持線性操作和避免交叉調(diào)制失真那是最為困難的。屬于這種類型的最常見的一種調(diào)制是SSB(單邊帶)調(diào)制。
在本領(lǐng)域中許多不同的RF功率放大技術(shù)是眾所周知的。現(xiàn)在將描述這些技術(shù)。
1.高電平調(diào)制產(chǎn)生高功率幅度調(diào)制信號的最有效的途徑被稱為高電平調(diào)制方法，在此低頻調(diào)制信號本身被強有力地放大并用作該高功率RF放大器的可變電源。在該系統(tǒng)中，如果在FM情況下處C類狀態(tài)，該RF功率放大器可以在最大效率上運行，因為輸出功率的變化通過改變與要求的瞬時功率電平成正比的輸入功率來產(chǎn)生。
一個高電平調(diào)制器必須產(chǎn)生高達一半的發(fā)射機輸出載波功率，并由此成為大、重以及昂貴的元件。這就使得該類放大器不適合于用在對尺寸、重量或價格的考慮比產(chǎn)生功率的效率更重要的應(yīng)用場合。在這種情況下，有時使用低電平調(diào)制方案取而代之。一種典型的低電平調(diào)制方案首先在一低功率電平上產(chǎn)生幅度被調(diào)制的RF載波，然后使用類似于例如復(fù)合調(diào)制(諸如SSB)使用的線性功率放大器將它放大到高的功率電平，而在低功率電平調(diào)制時該方法的效率是不重要的。
2.線性功率放大器該類線性功率放大器在傳統(tǒng)形式上工作在人們熟悉的A類或B類狀態(tài)。
2.1A類功率放大器效率A類放大器被偏置的結(jié)果是連續(xù)消耗電流，甚至在當不要求產(chǎn)生任何輸出功率時，也消耗等于它在產(chǎn)生最大輸出功率時提取的峰值電流的一半的平均電流。當用一個最大幅度的AC輸入信號-例如一個正弦無線電載波頻率信號驅(qū)動時，該A類放大器電流在零以及兩倍于該平均電流之間擺動，但是在該輸入信號的一個周期上的平均保持不變。在這些情況下信號功率輸出為最大，而效率最大為50％。
當由低于該最大幅度的一個AC輸入信號驅(qū)動時，該A類電流在相應(yīng)的平均電流的幾分之一之間擺動，但平均電流仍然不變。例如，假定AC輸入信號為最大幅度的一半的情況，A類電流在平均電流的0.5和1.5倍之間擺動，但平均電流仍然等于該平均(mean)電流。在這些條件下信號功率只是最大功率輸出的1/4，而電源的電流消耗保持在最大功率輸出時的相同的高值。由此在更低的輸出條件下效率降低，在半幅度條件下效率只有12.5％，為最大輸出功率時的1/4。
為避免失真，必須調(diào)整這樣一個RF信號，該信號通過一個幅度調(diào)制信號在幅度上對稱地圍繞一平均幅度改變，最大幅度從零通過平均幅度到兩倍于該平均幅度(即，幅度從平均-平均到平均+平均變化)，從而兩倍于該平均值的峰值幅度對應(yīng)于小于或等于上述的A類放大器的最大功率情況。這樣，只有在瞬時峰值幅度該A類功率放大器給出其最大效率50％，而在一個調(diào)制周期上平均的平均效率將被降低。在調(diào)制信號是沉默的，以及放大器被驅(qū)動到等于峰值RF輸出電平的一半的RF平均輸出電平的條件下(-AM發(fā)射機的未調(diào)載波條件)，對于產(chǎn)生沉默載波的效率僅為12.5％。
2.2 B類功率放大器的效率在平均值上的A類放大器低的效率主要是由于當輸出功率要處在低點時不減小其功率消耗。這個缺點由B類放大器部分地加以克服。
B類放大器由兩個相同的放大器器件組成，該兩個相同的放大器器件按推挽結(jié)構(gòu)配置，并且正好偏置在當不存在RF輸入驅(qū)動信號時不消耗任何電源電流的工作點上。如果該RF輸入驅(qū)動信號擺動在正方向，其中的一個放大器件將開始按比例取用電流，而另一個在負半周上起作用。
這樣在B類放大器中每個器件取用具有1/π倍峰值的平均值的半個正弦式的電流脈沖串。兩個放大器件從電源取用的總電流為2/π峰值電流。該總電流隨著RF驅(qū)動電平增加，由此按比例地增加傳遞到負載(天線)的信號，直到在負載阻抗兩端產(chǎn)生的輸出電壓擺動幾乎等于可利用的電源電壓為止。而超過此點RF驅(qū)動信號的進一步增加將不增加負載兩端的電壓，該放大器被認為是已飽和，或“削波”。對于線性調(diào)制應(yīng)用，放大器不能被驅(qū)動到這個范圍，否則將產(chǎn)生調(diào)制失真。
削波前由每一個推挽器件提取的最大峰值電流等于電源電壓Vo除以負載阻抗RL。
Imax＝Vo/RL平均電流為2/π倍峰值電流，我們由電源得到平均輸入功率Vo·Imax·2/π＝(2/π)Vo2/RL而在該負載RL中產(chǎn)生的AC功率為0.5 Vo2/RL。取輸出AC功率與功率消耗之比值給出效率為π/4或78.5％。
通過觀測功率消耗與輸出電壓擺動成比例減小，而功率輸出與輸出電壓擺動的平方成比例減小來計算低于峰值幅度時的效率。這樣效率隨輸出幅度線性降低，使得在等于峰值之半的一平均幅度上，效率等于峰值效率之半，即為0.5π/4或39％。
這對于在半峰值幅度電平上A類放大器的12.5％的效率而言是一個顯著的改善，而且這是由于B類放大器降低了它的與要求成比例提取的電流.然而與在滿輸出狀態(tài)下的B類功率放大器的78.5％的效率相比仍然是低效率。非線性C類放大器的理論上的效率甚至更好，接近100％，因此，與FM發(fā)射機相比對于低電平調(diào)制AM發(fā)射機，在效率上存在著大的損失。
3.負載阻抗轉(zhuǎn)換在一個發(fā)射機有時必須用AM信號工作而有時用FM信號工作的場合，而AM設(shè)計效率低下通常仍然與FM模式有關(guān)。在例如便攜式無線電話發(fā)射機這樣的應(yīng)用中這是會有問題的，因為小尺寸要求和對電池電源的信賴要求單個功率放大器有效地按交替的AM和FM操作方式工作，并且在兩種情況中具有相同的平均功率輸出電平。
如果一個B類放大器用于1W載波功率AM發(fā)射機，則在幅度加倍的調(diào)制峰值狀態(tài)下必須有能力產(chǎn)生4W的功率。如果這樣的一個放大器被用于1W的FM發(fā)射機，則其效率在理論上僅可能為39％而不是78.5％。在例如手持無線電話用電池工作的設(shè)備中，既可選擇功率放大器運行在1W而效率為一半，也可選擇4W全效率的功率放大器，兩者對電池壽命都有消極的影響。
公知的一些技術(shù)將說明這個問題。
授與Schwent的在此作為參考的美國專利US 5,060,294描述了一種放大器，其中，負載阻抗在使該放大器飽和的第一值和防止該放大器飽和的第二值之間轉(zhuǎn)換。這使該放大既可使用固定幅度的信號，也可使用變化幅度的信號。然而，Schwent未提及關(guān)于在改善效率的情況下達到的比較方案功率輸出電平。
授與Dent的在此也作為參考的美國專利申請(申請?zhí)?8/061,345，申請日1993年5月17日)公開了一種放大器，該放大器在比較方案的輸出功率電平上使用轉(zhuǎn)換到獲得最佳效率的負載阻抗，該比較方案輸出功率電平既相應(yīng)于在使用變化幅度信號的兩個情況下的線性(例如，B類)模式的放大器工作，又相應(yīng)于在使用固定幅度信號的兩個情況下的飽和(例如，C類)模式的放大器工作。但是使用阻抗轉(zhuǎn)換存在若干缺陷，包括與轉(zhuǎn)換有關(guān)的損失以及從一種模式到另一種模式的突然的轉(zhuǎn)變。此外，當工作在線性模式時該類放大器的效率不高。
因此期待提供一種RF功率放大器，它可以在一個功率電平上按線性(例如，B類)模式工作，以及在另一輸出功率電平上按飽和(例如，C類)模式工作，不使用負載阻抗轉(zhuǎn)換或交變電源電壓。
概述因此本發(fā)明的一個目的在于提供一種功率放大器，它既可按線性模式工作，用于放大幅度調(diào)制的信號，又可在FM模式不降低功率電平的情況下仍具有十分實際的可達到的效率。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種功率放大器，它在滿功率電平以及另一種較低的功率輸出電平上高效率工作。
本發(fā)明的再一目的在于提供一種功率放大器，它在線性或非線性模式比只要求單一電源電壓加電的典型的B類放大器更有效地工作。
按本發(fā)明的一個方面，一個用于放大幅度變化的輸入信號的高效BC類放大器包括工作在B類模式的將輸入信號放大到第一輸出電平的第一功率放大器；工作在C類模式的用于放大超過該第一輸出電平的輸入信號的第二功率放大器；以及將第一和第二功率放大器的輸出耦合到一公共負載阻抗的耦合裝置。
按本發(fā)明的另一方面，本發(fā)明的功率放大器至少包括兩個放大器，每個在不同功率電平上對于電源是優(yōu)選的，該兩個放大器通過合適的耦合網(wǎng)絡(luò)固定地一起耦合到一個負載，該耦合網(wǎng)絡(luò)具有這樣一個性能，即至少兩個放大器之一的未被驅(qū)動或未被啟動的輸出阻抗是由該耦合網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換的，因此并不阻止通過驅(qū)動至少兩個放大器之一將功率傳遞到該負載。在另一種不同的輸出功率電平上的高效率是通過選擇啟動兩個可能提供滿的預(yù)期輸出功率的放大器之一來達到的。
按本發(fā)明的再一方面，耦合網(wǎng)絡(luò)包括具有用于從一電源接收功率的一中心抽頭的一個推挽變壓器，該電源是接到所有放大器的公共電源。負載被耦合到該變壓器的次級繞組，每個放大器被耦合到該變壓器初級繞組上的相應(yīng)抽頭，因此，在任何給定放大器和負載之間的圈數(shù)比不同于其他放大器的圈數(shù)比。
按本發(fā)明的再一方面，該耦合裝置至少包括兩個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，每個被耦合以便從公共電源接收功率并耦合到負載，還耦合到相應(yīng)的一個放大器，其中，每個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)在負載和相應(yīng)的一個放大器之間執(zhí)行不同的阻抗轉(zhuǎn)換，因此任何一個放大器達到最佳效率的功率輸出電平不同于其他放大器的功率輸出電平。
按本發(fā)明的再一方面，每個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)包括以匹配比為特征的一個四分之一波長線；具有初級和次級繞組的平衡-不平衡變壓器(Balun)。次級繞組耦合到該1/4波長線。初級繞組具有一個中心耦合抽頭，以便從一公共電源接收功率。在初級繞組上的剩余抽頭每個耦合到至少兩個放大裝置的相應(yīng)的一個。任何一個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的匹配比不同于其他阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的匹配比。
按本發(fā)明的再一方面，一個功率放大器電路至少包括兩個放大器，每個被耦合到一個負載，并且在不同的功率輸出電平上具有最佳效率，該功率放大器電路按一種方法工作，因此一個輸出信號可以在多于一個的另外的功率電平上加到該負載。該方法包括至少選擇兩個放大器中之一個并啟動所選擇的放大器的步驟，以便對由該被啟動的放大裝置放大的整個輸入信號周期產(chǎn)生一個放大的信號。與該啟動步驟同時，所有未被選擇的放大器都不啟動。之后被放大的信號從該被啟動的放大裝置加到負載，而未被啟動的放大器將防止消耗來自被放大信號的信號功率。
按本發(fā)明的再一方面，一個功率放大器至少包括兩個放大器，每個被耦合到一個負載，并且在不同的功率輸出電平上具有最佳效率，該功率放大器電路按一種方法工作，以便在多于一個的另外的功率電平上將功率放大器電路的輸出信號加到負載。該方法包括產(chǎn)生獨立于該輸出信號的一個控制信號以及使用該控制信號選擇至少兩個放大器之一的步驟。之后被選擇的放大器被啟動，以便產(chǎn)生一個放大的信號，與該啟動步驟同時，所有未被選擇的放大器都不啟動。該被放大的信號由啟動的放大器加到負載，而防止未被啟動的放大器消耗來自被放大信號的信號功率。
按本發(fā)明的再一方面，任何上述實施例的放大器可以按線性模式工作，或它們可以按飽和模式工作。
附圖的簡要說明本發(fā)明的目的和優(yōu)點將通過結(jié)合附圖閱讀下列詳細說明進行理解，這些附圖是

圖1是按本發(fā)明一個方面的一種線性BC類放大器的示意圖；圖2是按本發(fā)明另一方面的一種BC類高頻放大器的示意圖；以及圖3(a)，3(b)和3(c)是按本發(fā)明再一方面的使用傳輸線變壓器的放大器的示意圖。
詳細說明為克服線性B類放大器的上述78.5％的效率極限，本發(fā)明包括按B類和C類混合模式工作的一個放大器(由此被稱作一個線性BC類放大器)，如在此參照圖1所描述的那樣。這樣的一個放大器使用第一對推挽晶體管或其他器件，以便在0和±α倍于最大值之間產(chǎn)生輸出信號波形，之后使用第二對推挽器件，以便產(chǎn)生在±α倍最大值外直到最大正或負電壓值的信號波形值。
如圖1所示，第-對互補晶體管1，2連接在±α·Vmax的對稱的電源電壓線之間，并通過驅(qū)動電路8的激勵將在A點的負載電壓或向上牽引到+Vmax(晶體管1導(dǎo)通)或向下牽引到-Vmax(晶體管2導(dǎo)通)。這樣該工作周期的部分按熟悉的單個終止的推挽的B類的線性工作模式使用該晶體管1，2。對該種工作模式，電壓可在接近±α·Vmax之間變化，在晶體管1，2或二極管6，7中引起任意電壓降，如果α·Vmax比損耗大得多，則可忽略該電壓降。如果在該模式中輸出電壓按正弦波形式變化，rms輸出功率將為
以及來自每條電源線路的平均電流消耗為電源 平均電流 平均功率+Vmax0 0+α·Vmax
-α·Vmax
-Vmax0 0總功率消耗
通過將該輸出功率除以功率消耗，得到效率為π/4，這就是B類工作模式的極限理論值。
然而對于圖1的本發(fā)明的線性BC類放大器，通過啟動第二對晶體管3、4，輸出電壓的擺幅可以增加到高于α·Vmax。驅(qū)動電路8由一個負反饋信號9控制，以便當它檢測所要求的輸出電壓大于第一對晶體管1，2能提供的電壓時去啟動第二對晶體管3，4。當在A點的輸出電壓超過+α·Vmax，并且由于啟動晶體管3而向上增至+Vmax時，二極管6成為反向偏置，由此停止晶體管1從居中的+α·Vmax電源線提取功率，即使晶體管1繼續(xù)被偏置導(dǎo)通狀態(tài)。而晶體管3從更高的+Vmax電源線在此區(qū)域提供負載電流。
同樣，當在低于晶體管2能提供的最大負值-α·Vmax并向下到-Vmax的點上啟動晶體管4以取得負載電壓時，二極管7成為反向偏置，由此將阻止晶體管2從居中的-α·Vmax電源線提取電流，即使晶體管2繼續(xù)被偏置導(dǎo)通狀態(tài)。而晶體管4從更負的-Vmax電源線在此區(qū)域提供負載電流。
如果產(chǎn)生的輸出電壓按此方式在±Vmax之間變化，則部分時間從四條電源線消耗電流，但是由于優(yōu)于純粹的B類模式，當α=1/2]]>時，效率將接著增加到85.6％的理論值，對于純粹的B類模式，電流只從降低了的電源線取用，對這部分時間輸出電壓處在+/-α·Vmax之間。對于幅度為純正弦波的信號，在試驗樣機上的測試效率和85.6％的理論值相符。
以上描述的線性BC類放大器對于甚高頻工作存在某些缺陷。首先，半導(dǎo)體二極管的技術(shù)狀態(tài)對RF不允許狀態(tài)甚快的反轉(zhuǎn)，更何況對于微波頻率；其次，圖1的BC類放大器通常受到音頻或中頻的RF應(yīng)用的限制。此外電路要求提供居中的電源電壓。按本發(fā)明的另一方面，這些缺陷將被消除。
現(xiàn)在參照圖2，本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例具有若干個放大器(最好配置推挽結(jié)構(gòu)的FET對)，每個被耦合以便將功率傳遞到負載RL10。驅(qū)動電路11接收由功率放大器放大的輸入信號26。驅(qū)動電路17還接收控制信號25，該電路指示在任意給定的瞬間哪一對FET被啟動(是FET 12，13或FET 14，15)。如在下面將更詳細描述的那樣，可按獨立于加到負載10的瞬時輸出信號產(chǎn)生控制信號25。驅(qū)動電路17用控制信號25將輸入信號26送到選擇啟動的放大器。該驅(qū)動電路17還產(chǎn)生信號以保證未被選擇的放大器是截止的，為此最好施加一個負偏壓到該未被選擇的FET的柵極。該驅(qū)動電路17還包括用于在高頻工作情況下匹配并調(diào)諧該FET柵極輸入電容的裝置。那些具備普通專業(yè)的人員將容易設(shè)計按這些參數(shù)起作用的一個驅(qū)動電路。
按本發(fā)明，必須提供居中電壓(如圖1中所示)的問題已建議由連接到高頻推挽輸出變壓器11的第一對FET 12，13來解決。公共電源(未示)向變壓器11的初級繞組的中心抽頭提供功率(Vmax)。在第一對FET 12，13和負載10之間的變壓器的圈數(shù)比為N--0--N∶M。這樣當FET 12由來自驅(qū)動電路17的一個信號導(dǎo)通時，負載電壓能在0和(M/N)·Vmax之間變化。
同樣，當驅(qū)動電路17交替地使FET 13導(dǎo)通時負載電壓能在0和一(M/N)·Vmax之間變化。
如果負載電壓以正弦波方式在±(M/N)·Vmax之間變化，這意味著該放大器按B類模式工作，在以下輸出功率電平上具有78.5％的理論效率
通過用來自驅(qū)動電路17的適當信號啟動FET 14或FET 15，負載電壓能在±(M/N)·Vmax/α值之間變化，因為該FET 14，15使用不同的變壓器圈數(shù)比αN--0--αN∶M。當FET 14導(dǎo)通在負載兩端產(chǎn)生最大正電壓時，F(xiàn)ET 12將具有等于-Vmax·(1-α)/α的負的漏極電壓。
為防止FET 12在負的漏極電壓條件下導(dǎo)通和由此降低電路效率以及使輸出信號失真，柵極電壓必須通過驅(qū)動電路17保持在低于該漏極電壓的狀態(tài)，同樣，假定對塊狀CMOS工藝的結(jié)構(gòu)，半導(dǎo)體基片電壓必須保持在低于最大負的漏極電壓。例如，對于Vmax＝+8V以及α=1/2]]>，斷開的FETS的漏極和基片必須保持低于約-3V。對于該基片而言，這個條件可以通過允許該基片浮動而脫離去耦電容22的方法來達到，該去耦電容將通過附加的漏極-基片二極管18，19，20，21的整流作用被充電到最大的負的漏極電壓。
另一方面，可使用可選的二極管23，24(用虛線表示)，它們的功能類似于圖1中所示的二極管6，7。當FET 14已由其相應(yīng)的驅(qū)動信號指示已把負載接過來時，二極管23防止FET 12取用電流，即使該FET 12保持導(dǎo)通的偏置。類似地，當FET 15已由其相應(yīng)的驅(qū)動信號指示已把負載接過來時，二極管24防止FET 13取用電流，即使該FET 13保持導(dǎo)通的偏置。
這種方案能夠簡化偏置裝置和驅(qū)動電路，對于甚高頻，例如微波頻率，可選的二極管23，24可以成為頻率限制元件，這是由于它們能從正向?qū)ㄏ蚍聪驅(qū)ㄞD(zhuǎn)換的速度所決定的。使用可選的二極管23，24，對于較低頻率和高電源電壓的應(yīng)用可能是最合適的解決辦法，例如當本發(fā)明的放大器被用作一個高效正弦DC-AC電源轉(zhuǎn)換器時；而當省略該可選的二極管23，24時，對于低電源電壓的高頻應(yīng)用可能是最合適的解決辦法，例如對于在電池供電的移動無線電話中的發(fā)射機的功率放大器。
圖2所示的本發(fā)明的放大器能按下列七種模式的任一種工作i)線性模式(即A，B類或AB類)，處于第一功率電平狀態(tài)，僅FET 12，13被驅(qū)動，而FET 14，15被偏置截止狀態(tài)。
ii)同上模式，只是處于飽和狀態(tài)(即，F(xiàn)ET 12，13被驅(qū)動到限幅狀態(tài))。
iii)線性A，B類或AB類，處于第二功率電平狀態(tài)，僅FET 14，15被啟動，而FET 12，13保持偏置截止狀態(tài)。
iv)同(iii)模式，只是處于飽和狀態(tài)(即FET 14，15被驅(qū)動到限幅狀態(tài))。
v)線性BC類模式，F(xiàn)ET 12，13被驅(qū)動到導(dǎo)通，僅用于具有±(M/N)·Vmax之間值的輸出波形部分，之后FET 14，15導(dǎo)通，用于在超出上述范圍之外的輸出波形電壓。(該模式相應(yīng)以上關(guān)于圖1所描述的工作模式)vi)同(v)模式，只是處于飽和狀態(tài)(即FET 14，15被驅(qū)動到限幅狀態(tài))。
vii)為了使按模式(i)工作的幅度信號變化，只要提前知道要求的輸出幅度將不超閾值，而為了使按模式(iii)或(v)工作的幅度信號變化，只要所要求的輸出幅度被期待超出該閾值。
原理上，所有以上模式都可借助與所要求的輸出功率電平相關(guān)的適當?shù)目刂菩盘?5來進行選擇。但是實際上在一個給定的工作中將不要求所有的模式。例如，在移動電話發(fā)射機應(yīng)用中，BC類模式(v)和(vi)在典型的1GHz頻率上將難以實現(xiàn)。在數(shù)字變化幅度和模擬固定幅度的雙模式移動電話中主要感興趣的模式為(i)，(ii)，(iii)和(vii)，例如在在此作為參考的美國專利(申請?zhí)?7/967,027)中所描述的雙模式電話。
當在不超過第一功率電平情況下要求使用變化幅度調(diào)制時選擇模式(i)(與數(shù)字模式滿載功率相比功率電平降低)。當在連續(xù)但被降低的FM功率電平情況下要求固定幅度調(diào)制(例如，先進的移動電話服務(wù)(AMPS)FM調(diào)制)時能使用模式(ii)，而當在數(shù)字模式情況下周期性地要求更高的峰值功率時使用模式(iii)。按此方式選擇模式將形成上述模式(vii)。
能選擇α值以得到滿載功率數(shù)字(變化幅度)模式的峰值功率和FM模式的滿載功率電平之間的準確要求的關(guān)系。例如在按以上引證的美國專利申請?zhí)?7/967,027的一種手持可攜電話中，F(xiàn)M AMPS模式發(fā)出天線的滿載功率電平為600mw。在數(shù)字模式中滿功率平均也為600mw，但由于幅度變化，峰值功率為1.2w。這樣與模式(i)或(ii)的功率電平相比，選取α近似
使模式(iii)達到兩倍的峰值功率電平。當可攜電話由基站支配使其輸出從滿載輸出向下一等級電平降低時可使用半功率線性模式(i)。按此方式，F(xiàn)M模式或被降低了功率的數(shù)字模式的效率顯著地得到改善。
在例如約1GHz的高頻率上，實現(xiàn)變壓器，例如變壓器11是困難的，這是由于在那些頻率上，它們趨于蛻變成單圈元件。這樣，按本發(fā)明的另一方面，在放大器和負載之間的阻抗變換通常不用例如變壓器圈數(shù)比M/N來實施，而是用匹配網(wǎng)絡(luò)實施，該匹配網(wǎng)絡(luò)可以是電感-電容濾波器或例如1/4波長變壓器那樣的傳輸線網(wǎng)絡(luò)，匹配短線(Stub)或帶線網(wǎng)絡(luò)。一種適合于實現(xiàn)本發(fā)明的BC類放大器的電路的理想化的優(yōu)選實施例表示在圖3(a)和3(b)中。
圖3(a)表示一第一推挽晶體管放大器對32，33通過一個合適的平衡一不平衡轉(zhuǎn)換器(balun)30連接到特性阻抗為Zo1的1/4波長變壓器，之后通過具有T接頭38的1/4波長的匹配傳輸線Zo連接到阻抗為Zo的一個負載(未示)。一第二推挽晶體管放大器對34，35通過平衡-不平衡變壓器31和1/4波長變壓器Zo2被連接。按此方式，晶體管32，33通過平衡-不平衡變壓器視為負載阻抗Zo12/Zo，而晶體管34，35通過平衡-不平衡變壓器31視為負載阻抗Zo2/Zo，這樣晶體管放大器對32，33的理想化的理論的線性(B類)輸出功率為0.5.Vmax2·Zo/Zo12
而晶體管34，35能等效地產(chǎn)生功率0.5·Vmax2·Zo/Zo22假定平衡-不平衡變壓器30，31具有(1+1)∶1的變換比。
如果通過驅(qū)動電路36只啟動晶體管對32，33，以及驅(qū)動電路37保持晶體管34，35偏置截止，則晶體管34，35的開路的漏極將通過1/4波長變壓器Zo2在同Zo線的連接處轉(zhuǎn)換成短路，并在之后通過該1/4波長線在負載T形連接38處，返回到開路狀態(tài)。這樣晶體管34，35在被偏置截止時不影響功率從晶體管32，33傳送到負載。此外，假定Zo2＜Zo1，則當晶體管32，33產(chǎn)生其最大輸出時，在晶體管34，35上產(chǎn)生的電壓擺動將不超過Vmax，由此晶體管34，35的漏極從不變成負的。
如果現(xiàn)在晶體管34，35由其相應(yīng)的驅(qū)動電路37啟動，在T形連接38處對負載提供功率，并且Zo2＜Zo1，則能產(chǎn)生更高的功率。這個功率由于乘上因子(Zo1/Zo2)2而更高，并且當產(chǎn)生最大輸出時，晶體管32，33的漏極能被迫使擺動到負的電壓，使晶體管32，33的柵極和基片保持在比漏極最大的負電壓擺動更負的電壓上，以便防止能降低效率以及導(dǎo)致信號失真的不希望有的導(dǎo)通。由此能夠理解這種設(shè)計方案允許晶體管32，33在負載中單獨產(chǎn)生高達由Zo1確定的第一值的功率，在線性B類模式，最大效率理論上為78.5％，而晶體管34，35能單獨產(chǎn)生超過該電平的功率，高達由Zo2確定的更高的第二電平，并在該最大值，線性B類輸出將在該電平上也在理論上達到78.5％的B類效率。這樣對于本發(fā)明的裝置有可能在兩個不同的可能的功率電平上達到最大的B類效率。按本發(fā)明的另一方面，如在圖3(b)中所示這種原理通過T形接頭(tee-ing)得到擴展，另外的推挽晶體管放大器對經(jīng)過另外的1/4波長線(Zo3，Zo)，(Zo4，Zo)到達負載的公共連接點。
按本發(fā)明的另一方面，圖3(c)表示一個功能上等效的另一個實施例，但避免了T形連接線Zo。在該裝置中，當晶體管34，35未被驅(qū)動而處在斷開漏極模式狀態(tài)下時，它們的開路輸出阻抗通過Zo2被轉(zhuǎn)換成在負載39右手端的短路狀態(tài)，而其左手端由晶體管32，33提供功率。對于另外的更高的功率模式，晶體管32，33漏極斷開，該斷開的漏極通過Zo1被轉(zhuǎn)換成在負載39左手端的短路，而晶體管34，35提供功率到其右手端。
那些微波放大專業(yè)技術(shù)人員將理解到，對于說明目的而言，是理想化的運行。實際上，斷開的FET并不是開路，而代之以存在的寄生電容輸出阻抗。不過這些寄生的輸出電容可以被吸收到在晶體管和負載之間的匹配或耦合網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計中去。這種網(wǎng)絡(luò)設(shè)計必須滿足校正本發(fā)明工作的要求是，對于在圖3(a)或圖3(b)中所描繪的放大器類型而言，在晶體管漏極和負載之間的網(wǎng)絡(luò)的矩陣鏈(chain matrices)應(yīng)當具有非對角線的零元素，而對于在圖3(c)中所描繪的電路而言，該矩陣鏈應(yīng)當具有主對角線的零元素。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將能夠使用傳輸線網(wǎng)絡(luò)或分立電抗元件或兩者混合來設(shè)計滿足這些要求的合適的網(wǎng)絡(luò)。本領(lǐng)域技術(shù)人員還認識到由驅(qū)動電路36，推挽晶體管放大器對32，33，和平衡不平衡變壓器30構(gòu)成的放大器以及由驅(qū)動電路37，推挽晶體管放大器對34，35和平衡不平衡變壓器31構(gòu)成的放大器每個都可等效地用單端接的互補放大器取代，推挽的多樣性例如可以用互補的MOS晶體管工藝技術(shù)構(gòu)成。另外可使用互補雙極或GaAs異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT)形成單端接的推挽功率放大器，但是在此情況下，如在圖1中(二極管6，7)說明的串連二極管(未示)被要求來保護該較低功率對的集電極-基極結(jié)免于變成正向偏置，如果一旦較高功率放大器對工作的話。
當每個放大器按線性模式工作時，所有上述本發(fā)明的功率放大器的實施能按三種方式之一種控制可變化幅度的信號1)按需要峰值輸出功率的先有的經(jīng)驗，只啟動一個放大器或另外一個放大器。這種模式例如可以包括當選擇數(shù)字模式時使用一個放大器用于一整個輸出信號的周期的持續(xù)時間(等效于一整個輸入周期的持續(xù)時間)以及當選擇模擬模式時使用另外一個放大器；或者當選擇降低的功率電平時使用一個放大器用于一整個輸入信號周期的持續(xù)時間以及當選擇較高功率電平時使用另外一個放大器；或者2)在一單個信號波形周期的不同的電平上動態(tài)地啟動每個放大器對的晶體管，使得第一對產(chǎn)生輸出電壓高達第一電平的負載電流，以及之后第二對接過來產(chǎn)生輸出電壓高達第二電平的負載電流；或者3)動態(tài)地選擇第一對晶體管或第二對晶體管，以便并不動態(tài)地按所要求的輸出瞬時電壓(例如，RF)而是按相對預(yù)料要求輸出信號的幅度調(diào)制或包絡(luò)的相對較慢的時標動態(tài)地維持負載電流。
在以上第三種情況中，目前共同的是使用數(shù)字信號處理器(DSP)再現(xiàn)數(shù)字的被調(diào)信號，之后在向上變頻成所要求的輸出頻率信號之前將該數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬形式以便驅(qū)動傳輸功率放大器。這樣對于DPS簡單的事情是去識別該功率放大器是被要求來產(chǎn)生超過第一放大器能力的幅度，并應(yīng)隨產(chǎn)生一個驅(qū)動信號用于第二個更高功率的放大器作為替代。在該情況下選擇驅(qū)動一個或另一個放大器是按該調(diào)制的相對慢的時標進行的而不是在無線電載波頻率周期的時標內(nèi)進行的。取作一個例子，一雙音調(diào)試驗信號，顯示100％正弦波幅度調(diào)制，可以如下計算本發(fā)明放大器實際效率的優(yōu)點首先對雙音調(diào)試驗信號計算普通的先有技術(shù)的B類的效率。
對于公式Vmax·cos(ωm·t)·cos(ωc·t)這樣的一個輸出信號，ωm是該雙音調(diào)間隔之半(half the two-tone spacing)，而ωc是載波頻率，RF周期(ωc的)的DC電流平均由下式給出Idc=2·Vmax|cos(ωm·t)|π·RL]]>在調(diào)制周期ωm上再平均，給出平均DC電流Idc＝4·Vmax/(π2·RL)DC功率消耗等于該電流消耗乘以電源電壓Vmax，即Pdc＝4·Vmax2/(π2·RL)在RF周期(ωc)上平均的輸出功率由下式給出
在調(diào)制周期(ωm)上再平均給出平均輸出功率Pout＝Vmax2/(4·RL)這樣效率為Pout/Pdc＝π2/16或約61％。
使用上述工作在第三模式的本發(fā)明的放大器，功率輸出的表示式是相同的，而對于DC功率消耗的表示式是參數(shù)α的函數(shù)。Pdc=(2/π)2·VmaxRL(α2+(1-α2)(1-α)/(1-2π·sin-1(α)))]]>當α是0.659值時，效率最大為78.05％。這樣本發(fā)明放大器根據(jù)雙音調(diào)試驗提高了理論效率極限，從B類的61％到本發(fā)明放大器的78％。
人們將理解到使效率最大的α值將取決所期待的信號的幅度統(tǒng)計，這樣，不同于0.659的一個值對于除兩正弦波和以外的信號可以是最佳的。另外的公共信號統(tǒng)計包括高斯(Gaussian)幅度概率分布，并且對α的一個不同的最佳值可以對上述情況進行計算。當高斯分布特性是其峰值不受限制時，在這里這一實驗是不能進行的，因此對于某些時間片段限幅是不可避免的。高斯信號標度(scaling)也是必須選擇的另一個參數(shù)，以便使限幅總量不產(chǎn)生過量的交叉調(diào)制失真或過量的不必要的頻譜分量。α的值將取決于該第二個參數(shù)，并且對于研究所有的結(jié)合將超出本發(fā)明公開的范圍，這所有的結(jié)合可以由具有本專業(yè)的普通技術(shù)人員使用以上計算作為引導(dǎo)去執(zhí)行。
所有在以上說明書中描述的變化，包括為避免反向偏置對放大器不起作用引起失真或效率降低而在網(wǎng)絡(luò)或裝置方面的改變均被考慮包括在本發(fā)明的范圍之內(nèi)，這些變化能夠由某些本專業(yè)技術(shù)人員按照以上概述的原理設(shè)計。
本發(fā)明已參照具體實施例進行了描述。然而對于本專業(yè)的技術(shù)人員而言有可能按不同于上述優(yōu)選實施例的具體方式去實施本發(fā)明，而這點將是容易明白的。然而可以這樣做，但不脫離本發(fā)明的精神。優(yōu)選實施例只是一個說明而已，并不應(yīng)該考慮為在任何方面的限制。本發(fā)明的范圍由附加的權(quán)利要求給定，而不是上面的說明書給定，以及所有包括在權(quán)利要求范圍內(nèi)的變化和等效在此均意味著被接受。
權(quán)利要求
1.一種在多于一個交替的功率電平上有效地產(chǎn)生輸出信號到一負載中去的功率放大器電路，包括至少兩個放大裝置，每個在不同的功率輸出電平上具有最佳效率；驅(qū)動信號裝置，耦合到該至少兩個放大裝置，用于有選擇性地啟動該至少兩個放大裝置中之一個以及抑制所有未被選擇啟動的放大裝置；以及耦合裝置，耦合到該至少兩個放大器的每一個以及負載，用于按這樣一種方式將該至少兩個放大裝置耦合到該負載，即由被啟動放大裝置傳送到負載的信號功率不受到該被抑制的放大裝置的干擾。
2.按權(quán)利要求1的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制放大裝置被啟動時能夠產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置降低該功率放大器的效率。
3.按權(quán)利要求2的功率放大器電路，其中，該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
4.按權(quán)利要求2的功率放大器，其中，該防止裝置包括連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一個的輸出端之間的二極管。
5.按權(quán)利要求1的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制放大裝置被啟動時能產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置使該輸出信號失真。
6.按權(quán)利要求5的功率放大器電路，其中，該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
7.按權(quán)利要求5的功率放大器，其中，該防止裝置包括一個連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一的輸出端之間的二極管。
8.一種在多于一個交替功率電平上有效地產(chǎn)生輸出信號到一負載中去的功率放大器電路，包括至少兩個放大裝置，每個在不同的功率輸出電平上具有最佳效率；驅(qū)動信號裝置，耦合到該至少兩個放大裝置，用于有選擇地啟動該至少兩個放大裝置中之一個以及抑制所有未被選擇啟動的放大裝置，其中該被啟動的放大裝置產(chǎn)生輸出信號并加到負載；以及該被啟動的放大裝置對于由該被啟動放大裝置放大的輸入信號的整個周期是有效的；以及耦合裝置，耦合到該至少兩個放大器的每一個以及負載，用于按這樣一種方式將該至少兩個放大裝置耦合到該負載，即由被啟動放大裝置傳送到負載的信號功率不受到該被抑制的放大裝置的干擾。
9.按權(quán)利要求8的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制放大裝置被啟動時能產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置降低該功率放大器的效率。
10.按權(quán)利要求9的功率放大器電路，其中，該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
11.按權(quán)利要求9的功率放大器，其中，該防止裝置包括連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一個的輸出端之間的二極管。
12.按權(quán)利要求8的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制的放大裝置被啟動時能產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置使該輸出信號失真。
13.按權(quán)利要求12的功率放大器電路，其中該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
14.按權(quán)利要求12的功率放大器，其中，該防止裝置包括連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一的輸出端之間的二極管。
15.一種在多于一個交替的功率電平上有效地產(chǎn)生輸出信號到一負載中去的功率放大器電路，包括至少兩個放大裝置，每個在不同的功率輸出電平上具有最佳效率；驅(qū)動信號裝置，耦合到該至少兩個放大裝置，用于有選擇地啟動該至少兩個放大裝置中之一個以及抑制所有未被選擇啟動的放大裝置，其中該被啟動的放大裝置產(chǎn)生輸出信號并加到負載；以及選擇是基于調(diào)制信號的幅度，該調(diào)制信號具有比載波頻率低的頻率，該載波信號是作為輸入信號加到該功率放大器電路的；以及耦合裝置，耦合到該至少兩個放大器的每一個以及負載，用于按這樣一種方式將該至少兩個放大裝置耦合到該負載，即由被啟動放大裝置到負載的信號功率不受到該被抑制的放大裝置的干擾。
16.按權(quán)利要求15的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制的放大裝置被啟動時能產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置降低該功率放大器的效率。
17.按權(quán)利要求16的功率放大器電路，其中，該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
18.按權(quán)利要求16的功率放大器，其中，該防止裝置包括連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一個的輸出端之間的二極管。
19.按權(quán)利要求15的功率放大器電路，還包括耦合到該至少兩個放大裝置的裝置，用于當該被啟動的放大器產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度大于該被抑制的放大裝置被啟動時能產(chǎn)生的輸出信號電壓幅度時防止該被抑制的放大裝置使該輸出信號失真。
20.按權(quán)利要求19的功率放大器電路，其中該防止裝置施加一負偏壓到該被抑制的放大裝置的輸入電極。
21.按權(quán)利要求19的功率放大器，其中，該防止裝置包括一個連接在該耦合裝置和該至少兩個放大裝置之一的輸出端之間的二極管。
22.一種在多于一個交替的功率電平上有效地產(chǎn)生輸出信號到一負載中去的功率放大器電路，包括至少兩個放大裝置；驅(qū)動信號裝置，耦合到該至少兩個放大裝置，用于有選擇地啟動該至少兩個放大裝置中之一個以及抑制所有未被選擇啟動的放大裝置，其中，該被啟動的放大裝置產(chǎn)生輸出信號施加到負載；輸入裝置，用于從一公共電源接收功率；以及耦合裝置，耦合到該輸入裝置，到至少兩個放大裝置之每一個以及到負載，用于從公共電源將功率加到該至少兩個放大裝置的每一個，以及用于將該至少兩個放大裝置按這樣一種方式耦合到負載，即在相應(yīng)不同的功率輸出電平上，該至少兩個放大裝置的每一個具有最佳效率，以及由被啟動的放大裝置傳送到負載的功率不受到該被抑制的放大裝置的干擾。
23.按權(quán)利要求22的功率放大器電路，其中該耦合裝置是一個推挽變壓器，該變壓器包括一個次級繞組，用于耦合到負載；以及一個初級繞組，它具有一個耦合到輸入裝置的中心抽頭，并且其余抽頭耦合到該至少兩個放大裝置，使得在該至少兩個放大裝置之第一個和負載之間的第一圈數(shù)比不同于在該至少兩個放大裝置之第二個和負載之間的第二圈數(shù)比。
24.按權(quán)利要求23的功率放大器電路，其中，該至少兩個放大裝置的每一個是一個推挽放大器。
25.按權(quán)利要求22的功率放大器電路，其中該耦合裝置包括至少兩個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，每個耦合到輸入裝置和負載，而且每個還耦合到該至少兩個放大裝置的相應(yīng)的一個，其中耦合到第一個放大裝置的第一個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗轉(zhuǎn)換不同于耦合到第二個放大裝置的第二個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗轉(zhuǎn)換，由此該第一放大裝置的最佳效率在第一功率輸出電平出現(xiàn)，而該第二放大裝置的最佳效率在第二功率輸出電平出現(xiàn)，該第一和第二功率輸出電平彼此不相等。
26.按權(quán)利要求25的功率放大電路，其中該至少兩個阻抗網(wǎng)絡(luò)之每一個包括-1/4波長線，以一匹配比為特征；以及-平衡不平衡變壓器，具有耦合到該1/4波長的次級繞組以及具有耦合到該輸入裝置的一個中心抽頭的和耦合到該至少兩個放大裝置相應(yīng)的一個的余下的抽頭的初級繞組；以及該至少兩個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)之第一個具有第一匹配比，以及至少兩個阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)之第二個具有第二匹配比，第一匹配比不等于第二匹配比。
27.一種用于在多于一個交替的功率電平上控制一功率放大器電路產(chǎn)生輸出信號到負載中去的方法，該功率放大器電路至少包括兩個放大裝置，每個耦合到負載，以及每個在不同的功率輸出電平上具有最佳效率，該方法包括如下步驟選擇該至少兩個放大裝置之一個；啟動該被選擇的放大裝置，以便產(chǎn)生對由該被啟動的放大裝置放大的整個輸入信號周期的放大信號；和該啟動步驟同時，抑制所有未被選擇啟動的放大裝置；將來自該被啟動的放大裝置的被放大的信號提供給負載；以及防止該被抑制的放大裝置消耗被放大信號的信號功率。
28.按權(quán)利要求27的方法，還包括按線性模式控制被啟動的放大裝置的步驟。
29.按權(quán)利要求27的方法，還包括按飽和模式控制被啟動的放大裝置的步驟。
30.一種用于在多于一個交替的功率電平上控制一功率放大器電路產(chǎn)生輸出信號到負載中去的方法，該功率放大器電路至少包括兩個放大裝置，每個耦合到負載，以及每個在不同的功率輸出電平上具有最佳效率，該方法包括下述步驟產(chǎn)生與輸出信號無關(guān)的一個控制信號；用該控制信號去選擇該至少兩個放大裝置之一個放大裝置；啟動該被選擇的放大裝置產(chǎn)生一個被放大的信號；和該啟動步驟同時，抑制所有未被選擇啟動的放大裝置；將來自該被啟動的放大裝置的被放大的信號提供給負載；以及防止該被抑制的放大裝置消耗被放大信號的信號功率。
31.按權(quán)利要求30的方法，還包括按線性模式控制被啟動的放大裝置的步驟。
32.按權(quán)利要求30的方法，還包括按飽和模式控制被啟動的放大裝置的步驟。
33.按權(quán)利要求30的方法，其中產(chǎn)生控制信號的步驟包括根據(jù)調(diào)制信號產(chǎn)生控制信號，該調(diào)制信號具有比施加到該功率放大器電路的載波信號更低的頻率。
34.一種用于放大幅度變化的輸入信號的高效BC類放大器，包括-第一功率放大器，工作在B類模式，用于放大輸入信號使其高達第一輸出電平；-第二功率放大器，工作在C類模式，用于放大輸入信號使其超過該第一輸出電平；以及耦合裝置，用于將該第一和第二功率放大器的輸出耦合到一公共負載阻抗。
35.按權(quán)利要求34的BC類放大器，其中每當?shù)诙β史糯笃魈峁┹敵龉β实焦藏撦d阻抗時，該耦合裝置防止該第一功率放大器消耗功率。
36.按權(quán)利要求34的BC類放大器，其中該耦合裝置防止該第一功率放大器使由第二功率放大器加到該公共負載阻抗的輸出信號失真。
37.按權(quán)利要求34的BC類放大器，其中在該輸入信號的一個信號周期期間產(chǎn)生由第一功率放大器提供輸出功率到該公共負載阻抗到由第二功率放大器提供輸出功率到該公共負載的轉(zhuǎn)換。
38.按權(quán)利要求34的BC類放大器，其中該輸入信號由一個調(diào)制信號進行幅度調(diào)制；以及響應(yīng)從一第一輸入電平到一第二輸入電平變化的調(diào)制信號的幅度產(chǎn)生由第一功率放大器提供輸出功率到該公共負載阻抗到由第二功率放大器提供輸出功率到該公共負載的轉(zhuǎn)換。
全文摘要
一種在多于一個交替的功率電平上用于高效率產(chǎn)生輸出信號到一負載中去的功率放大器具有至少兩個放大器，每個放大器在不同的功率輸出電平上具有最佳的效率。該功率放大器電路可按多個模式工作，包括在整個欲被放大的輸入信號期間啟動一個放大器，或根據(jù)與被放大的輸出信號無關(guān)的控制信號啟動另一個放大器。對于這兩種情況之一種情況，剩余的放大器是被抑制的，在放大器之間的耦合將防止被抑制的放大器阻止功率從該啟動放大器的功率流到負載。在本發(fā)明的另一方面，借助于將每個放大器耦合到公共電源并通過一阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)接到負載，則在不同的功率輸出電平上達到最佳效率，該阻抗轉(zhuǎn)換對于不同的放大器是不相同的。阻抗匹配電路包括具有抽頭的推挽變壓器，在各個放大器和負載之間提供不同的圈數(shù)比。另一方面，該匹配電路可以包括許多1/4波長線，其一端耦合到負載，而另一端通過平衡不平衡變壓器耦合到一個放大器。
文檔編號H03F1/02GK1168749SQ95196600
公開日1997年12月24日 申請日期1995年10月10日 優(yōu)先權(quán)日1994年10月12日
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