專利名稱：用于數字無線通信系統(tǒng)上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器的制作方法
背景技術：
1.發(fā)明領域本發(fā)明涉及一個壓控振蕩器，更確切地說是用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器，它在一個發(fā)射/接收模式交替出現(xiàn)的數字無線通信系統(tǒng)中，分別產生發(fā)射模式時候的本地發(fā)射振蕩頻率和接收模式時候的本地接收振蕩頻率。
本申請的壓控振蕩器用于上變頻器/下變頻器，在一個發(fā)射/接收模式交替出現(xiàn)的數字無線通信系統(tǒng)中分別產生發(fā)射模式時候的本地發(fā)射振蕩頻率和接收模式時候的本地接收振蕩頻率，該申請完全建立在此處作為參考收入的韓國專利申請第31932/1995號的基礎上。
2.相關技術描述在早期無線通信系統(tǒng)中采用模擬方式的頻分多址。但最近越來越趨向于在無線通信系統(tǒng)中采用數字方式的碼分多址(下文稱作FDMA)或時分多址(下文稱作TDMA)。例如在作為數字方式數字通信系統(tǒng)代表的一個全球移動通信系統(tǒng)(下文稱作GSM)中，F(xiàn)DMA和TDMA一起使用。也就是說GSM有彼此獨立、隨工作模式不同的發(fā)射和接收頻率。換句話說，在GSM移動站，發(fā)射頻率范圍是890～915MHz，接收頻率范圍是935～960MHz，比發(fā)射頻率要高45MHz。而且上述發(fā)射頻率通帶一般為25MHz，此時用戶使用按200MHz間隔分割的頻率進行識別。另外，GSM在一幀，也就是一個時間單元內交替工作在發(fā)射模式和接收模式上。
典型的GSM包括兩個獨立的壓控振蕩器，一個用于上變頻器，作為產生發(fā)射模式時候的發(fā)射頻率的本地振蕩器，另一個用于下變頻器作為產生接收模式時候的接收頻率的本地振蕩器。GSM中這兩個用作上變頻器本地振蕩器和下變頻器本地振蕩器的獨立壓控振蕩器(下文稱作VCO)，輸出振蕩頻率范圍直接隨輸入控制電壓變化。因此，VCO要求有振蕩頻率是輸入控制電壓線性變換的特性。而且VCO必須完全覆蓋一給定的頻率范圍。所以VCO可以用一個變容二級管一個多諧振蕩器或一個CMOS來實現(xiàn)。


圖1是一個描述原有技術的壓控振蕩器結構的方框圖。在圖1中，CRAP振蕩電路使用變容二極管作為壓控可變電抗元件。在下述資料中介紹了這種VCD，它們是由與本發(fā)明相同的受讓人，三星電子有限公司在1992年3月27日注冊的韓國專利申請第92-9028號、題為“壓控振蕩器”中的圖1、由與本發(fā)明相同的受讓人，三星電子有限公司在1994年6月28號注冊的韓國專利申請第94-15043號、題為“壓控振蕩器”中的圖1，以及由韓國SEWUN出版社1988年5月8日出版發(fā)行的論文“PLL自適應電路”中的第59頁。
參考由頻率諧振器2和負阻發(fā)生器4組成的圖1，電容隨輸入控制電壓VCTR變化的veractor二極管VD與電容C1串聯(lián)，作為單個可變電容分量工作，作為電感分量的電感L與可變電容分量并聯(lián)，從而形成頻率諧振器2。這里，頻率諧振器2構成LC并聯(lián)諧振電路。另外，負阻發(fā)生器4由三極管TR以及分別連接在三極管發(fā)射極和基極之間、發(fā)射極和接地端之間的反饋電容C3和C4組成。這里，負阻發(fā)生器4產生頻率諧振器2的電阻，也就是為了去除功率損耗因素的負阻。另外，負阻發(fā)生器4還作為一種振蕩裝置工作，輸出其諧振頻率在頻率諧振器2中確定的振蕩頻率fout。
在圖1結構中，R1表示耦合控制電壓VCTR到可變電容分量的電阻，其中，veractor二極管VD與電容C1串聯(lián)，C2表示耦合LC并聯(lián)諧振電路和三極管TR的電容。另外，R2和R3分別表示將電源電壓Vcc分割成指定電平并提供分割后的電壓作為三極管TR偏置的偏置電阻。還有，R4表示三極管TR的發(fā)射極電阻，C5表示連接在三極管TR集電極和接地端之間，以去除電源噪聲的電容，C6表示連接在三極管TR發(fā)射極和輸出端之間，以隔除直流DC的電容，fout表示VCO輸出，也就是控制電壓VCTR通過頻率諧振器2和負阻發(fā)生器4之后的輸出振蕩頻率。
從圖1中可以看出，當控制電壓VCTR加到由頻率諧振器2和負阻發(fā)生器4構成的VCO上時，veractor二極管VD的電容Cd隨加到veractor二極管VD陽極的反向電壓Vd的變化而改變，由veractor二極管VD、電容C1和電感L構成的LC并聯(lián)諧振電路的諧振頻率也可能變化。結果，振蕩頻率fout也相應地改變。具體地說，veractor二極管VD的電容Cd會隨著加到veractor二極管VD陽極上反向電壓Vd的增加而成比例地反向降低。如上所述，圖2表示了說明變容二極管電容隨加到圖1頻率諧振器的控制電壓VCTR變化的特性曲線。
在GSM中，按上述方式工作的VCO分別用作上變頻器的本地振蕩器和下變頻器的本地振蕩器。但是近來趨向于把兩個VCO，也就是用于上變頻器的VCO和用于下變頻器的VCO用單個VCO來實現(xiàn)，以減小系統(tǒng)的總體積，使系統(tǒng)實現(xiàn)更經濟。由與本發(fā)明相同的受讓人，三星電子有限公司1992年5月27日注冊、題為“采用單個鎖相環(huán)的發(fā)射和接收裝置及方法”的韓國專利申請第95-8687號提出了如上所述、用于上變頻器和下變頻器的單個VCO。在上述申請中，信號發(fā)射時單個VCO用作上變頻器的本地振蕩器和信號接收時下變頻率器的本地振蕩器。
但是，為了使用圖1所示原有技術的VCO作為上變頻器/下變頻器的本地振蕩器，必須提高振蕩頻率的變化范圍使之足以覆蓋發(fā)射頻率通帶和接收頻率通帶。例如，當作為上變頻器本地振蕩器的VCO中輸出頻率隨控制電壓VCTR變化的特性如圖3A曲線A1所示時，作為上變頻器/下變頻器本地振蕩器的VCO中振蕩頻率fout的變化范圍必須擴大為如圖3A的曲線A2所示。同時，當作為下變頻器本地振蕩器的VCO中輸出頻率隨控制電壓VCTR變化的特性如圖3B曲線B1所示時，作為上變頻器/下變頻器本地振蕩器的VCO中振蕩頻率fout的變化范圍必須擴大為如圖3B的曲線B2所示。
為了擴大圖1所示VCO中振蕩頻率fout的變化范圍，一種方法是提高電容C1的電容值。同時，與本發(fā)明相同的受讓人，三星電子有限公司在1992年9月1日注冊，題為“帶有開環(huán)增益補償的寬帶壓控振蕩器”的美國專利申請第5,144,264號提出了另一種擴大VCO振蕩頻率fout變化范圍的方法。由于上述美國專利申請中給出的VCO頻率諧振器有兩個并聯(lián)變容二極管，當把控制電壓VCTR加到VCO的頻率諧振器上時，就可以擴大其振蕩頻率的變化范圍。
在通過提高頻率諧振器電容C1的電容值或通過并聯(lián)兩個變容二極管提高振蕩頻率變化范圍的同時，由外部環(huán)境變化導致的噪聲會引入控制電壓VCTR，因此振蕩頻率很容易抖動。最終它會導致VCO相位噪聲特性惡化。而且，在上述美國專利申請中的VCO結構可以改善隨著振蕩頻率變化范圍的增加使其相位噪聲特性惡化的情況。也就是說，振蕩頻率的變化范圍一旦改變，頻率諧振器的阻抗便不再與負阻發(fā)生器阻抗相匹配。這時，為了使頻率諧振器和負阻發(fā)生器阻抗匹配，上述美國專利申請?zhí)岢鲈谪撟璋l(fā)生器反饋單元中放入一個LC串聯(lián)諧振電路。對于具有上述結構的該發(fā)明，可以提高振蕩頻率的變化范圍，而VCO的相位噪聲特性也得到改善。但是沒有從根本上減小導致相位噪聲特性惡化的因素的影響。
發(fā)明概述因此本發(fā)明的一個目的是提供一種用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器，它能改善壓控振蕩器的相位噪聲特性。
本發(fā)明的另一目的是提供一種用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器，它能根據決定振蕩頻率變化范圍的控制電壓以及表示每個模式的發(fā)射模式電壓和接收模式電壓確定諧振點，從而產生與所確定的諧振點相對應的振蕩頻率。
本發(fā)明還有一個目的是提供一種用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器，它能夠不擴大振蕩頻率的變化范圍，而通過利用與工作模式相對應，指示系統(tǒng)的發(fā)射模式和接收模式的每個模式電壓來得到所要振蕩頻率。
根據本發(fā)明用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器原理可以實現(xiàn)以上及其它目的，其中，確定振蕩頻率變化范圍的控制電壓以及代表系統(tǒng)工作模式的電壓被加到頻率諧振器上，因此確定了一個并聯(lián)諧振點表示擴大后的頻率通帶，從而產生與所確定的并聯(lián)諧振點相對應的振蕩頻率。
另外，根據本發(fā)明的第一個實施例，在一個通過分割時間實現(xiàn)發(fā)射模式和接收模式的數字無線通信系統(tǒng)中，用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括可變電容分量與串聯(lián)諧振電路并聯(lián)的諧振單元，其中可變電容分量的電容在預定范圍內與控制電平成反比，串聯(lián)諧振電路的一些諧振點對應變化一個預定時間單位的模式電壓電平；以及產生與諧振單元確定的并聯(lián)諧振點對應的頻率的振蕩單元。
而且，根據本發(fā)明的第二個實施例，在一個通過分割時間實現(xiàn)發(fā)射模式和接收模式的數字無線通信系統(tǒng)中，用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括第一可變電容分量、第二可變電容分量和電感分量相互并聯(lián)的諧振單元，其中第一可變電容分量的電容在預定范圍內與控制電壓電平成反比，第二可變電容分量的電容與隨預定時間單元變化的模式電壓電平成反比；以及產生與諧振單元確定的諧振點對應的頻率的振蕩單元。
再者，根據本發(fā)明的第三個實施例，在一個通過分割時間實現(xiàn)發(fā)射模式和接收模式的數字無線通信系統(tǒng)中，用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括第一可變電容分量與第二可變電容分量串聯(lián)的串聯(lián)電路，其中第一可變電容分量的電容在預定范圍內與控制電壓電平成反比，第二可變電容分量的電容與隨預定時間單元變化的模式電壓電平成反比，與串聯(lián)電路并聯(lián)的電感分量；以及產生與并聯(lián)諧振點對應的振蕩頻率的振蕩單元，該諧振點由彼此串聯(lián)的串聯(lián)電路和電感分量確定。
附圖簡述根據以下參照附圖所進行的詳細描述，將能獲得對本發(fā)明更完全的解釋，并逐步更好地理解它所具有的優(yōu)越性，附圖中相同的參考符號表示同一或類似元件，這些附圖包括圖1是說明原有技術的壓控振蕩器結構的方框圖；圖2表示說明變容二極管電容隨加在圖1頻率諧振器上的控制電壓變化的特性曲線；圖3A和圖3B表示說明振蕩頻率隨加在圖1頻率諧振器上的控制電壓變化的特性曲線；圖4是說明與本發(fā)明第一個實施例對應的壓控振蕩器結構的方框圖；圖5說明了加在圖4加法器上的模式電壓隨工作模式的變化；圖6表示說明振蕩頻率隨加到圖4頻率諧振器上的控制電壓變化的特性曲線；圖7是說明與本發(fā)明第二個實施例對應的壓控振蕩器結構的方框圖；圖8是說明與本發(fā)明第三個實施例對應的壓控振蕩器結構的方框圖；圖9是說明與本發(fā)明第四個實施例對應的壓控振蕩器結構的方框圖。
最佳實施例的詳細描述首先應當注意在所有附圖中將使用同一參考代號表示具有同一功能的類似或等效元件。而且，在下面的描述中給出了具體數字細節(jié)，以便于更全面地了解本發(fā)明。但是顯然，對于本領域的專業(yè)人員來說，不采用這些具體細節(jié)也可以實現(xiàn)本發(fā)明。本發(fā)明中省去了混淆發(fā)明主題的、對已知功能和結構的不必要詳細描述。
圖4是說明對應本發(fā)明第一個實施例的VCO的方框圖，其中包括頻率諧振器100和負阻發(fā)生器200。和圖1所示原有技術的VCO相比，本發(fā)明中VCO的頻率諧振器100等效于原有技術的頻率諧振器2，而負阻發(fā)生器200的結構不同于原有技術的負阻發(fā)生器4。
參考圖4，頻率諧振器100中的電容C1和veractor二極管VD1構成可變電容分量，其容值與控制電壓VCTR成反比，電感L和veractor二極管VD2構成串聯(lián)諧振電路，其串聯(lián)諧振點隨著來自加法器20的輸出電壓變化。最后，頻率諧振器100組成了串聯(lián)諧振電路。
圖5說明了加到圖4加法器的模式電壓隨工作模式的變化，其中發(fā)射模式電壓VTX和接收模式電壓RRX交替出現(xiàn)。
圖6表示說明振蕩頻率fout隨加到圖4頻率諧振器的控制電壓VCTR變化的特性曲線。
現(xiàn)在，控制電壓VCTR一旦通過電阻R1加到veractor二極管VD1上，veractor二極管VD1的電容就會如圖2特性曲線所示隨所加控制電壓VCTR成反比變化。同時，另一veractor二極管VD2也隨所加控制電壓VCTR成反比變化。觀察圖4的頻率諧振器100，電感L和veractor二極管VD2構成串聯(lián)諧振電路，串聯(lián)諧振電路、電容C1和veractor二極管VD1彼此并聯(lián)，從而構成并聯(lián)諧振電路。同樣，在低頻時串聯(lián)諧振電路的電感L使用諸如線圈之類構成的集總元件，而在高頻時采用微帶線或帶狀傳輸線構成。通常在數字無線通信系統(tǒng)中采用微帶線或帶狀傳輸線來作為電感L。在如上所述的并聯(lián)諧振電路中，一旦veractor二極管VD1的電容隨控制電壓VCTR變化，頻率諧振器100的并聯(lián)諧振點也會改變，因此作為振蕩裝置的負阻發(fā)生器200的振蕩頻率fout能夠相應地變化。
隨著頻率諧振器100中電容C1容值的增加，由所加控制電壓VCTR導致的振蕩頻率fout的變化范圍隨之擴大。相反，隨著頻率諧振器100中電容C1容值的減小，由所加控制電壓VCTR導致的veractor二極管VD1容值變化相應地減小，從而縮小了振蕩頻率fout的變化范圍。也就是說，VCO振蕩頻率fout的變化范圍主要取決于電容C1的容值。另外，由電感L和veractor二極管VD2構成的串聯(lián)諧振電路使得VCO振蕩頻率fout隨著由veractor二極管VD2容值變化決定的串聯(lián)諧振點的變動而改變。加到veractor二極管VD2的電壓是來自加法器10的輸出(VTX或VRX)。在這里，Xf0表示用于對由所有部分的變化產生的振蕩頻率fout進行微調的電壓，VTX或VRX表示根據發(fā)射模式和接收模式切換VCO中心頻率的電壓。
如圖5所示，發(fā)射模式電壓VTX＋Vf0通過加法器10加到veractor二極管VD2上，接收模式電壓VRX＋Vf0通過加法器10加到veractor二極管VD2上。于是就產生了與每種模式所加電壓對應的電容值。因此，在發(fā)射模式時由電感L和veractor二極管VD2組成的串聯(lián)諧振電路有一個諧振點對應發(fā)射模式，而接收模式時，串聯(lián)諧振電路有一個諧振點對應接收模式。換句話說，根據發(fā)射模式和接收模式確定不同的串聯(lián)諧振頻率。由于這個原因，又因為veractor二極管VD1容值隨控制電壓VCTR變化，振蕩頻率fout隨反向電壓變化的特性曲線如圖6曲線D1和D2所示。
參考圖4，負阻發(fā)生器200通過耦合電容C2與頻率諧振器100相連，電容C3和C4表示反饋電容，電阻R2、R3和R4表示三極管TR的偏置電阻，電容C6用于去除輸出振蕩頻率fout的DC直流分量。電容C5用于去除電源電壓Vcc中的噪聲。實際上，振蕩頻率fout是由于頻率諧振器100和負阻發(fā)生器200組成的交互作用產生的。因此，盡管有對與已知功能和結構對應的上述操作的詳細描述，但本領域的專業(yè)人員顯然應該知道沒有這些附加的具體細節(jié)也可以實現(xiàn)本發(fā)明。
如上所述，在一個采用TDMA，使用獨立的發(fā)射頻率和接收頻率，諸如GSM的數字無線通信系統(tǒng)中，使用VCO作為上變頻器/下變頻器的本地振蕩器時，依加到VCO上、如圖5所示的模式電壓而定，振蕩頻率隨加到VCO上的控制電壓變化的特性曲線如圖6曲線D1和D2所示。因而發(fā)射模式和接收模式時的頻率范圍是獨立的。也就是說，圖6的曲線D1對應發(fā)射模式時振蕩頻率隨控制電壓變化的特性曲線，而圖6的曲線D2對應接收模式時振蕩頻率隨控制電壓變化的特性曲線。在GSM中，用于發(fā)射的中頻為264MHz，發(fā)射頻率范圍是980～915MHz時，發(fā)射模式時用于上變頻器的本地振蕩頻率要求在對應264MHz＋(980～915MHz)＝1154～1179MHz的頻率范圍內變化。同樣，用于接收的中頻為244MHz，接收頻率范圍是935～960MHz時，接收模式時用于上變頻器的本地振蕩頻率要求在對應244MHz＋(935～960)MHz＝1179～1204MHz的頻率范圍內變化。因此為了使用VCO作為上變頻器/下變頻器的本地振蕩器，要求對應1154～1204MHz的頻率變化范圍。
在使用圖1所示原有技術的VCO作為上變頻器/下變頻器的本地振蕩器時，必須要求頻率變化擴大到如圖6曲線E所示的范圍。但是如圖4所示，使用本發(fā)明的VCO作為上變頻器/下變頻器的本地振蕩器時，所需要的頻率變化范圍如圖6曲線D1和D2所示，它比圖6曲線E的頻率范圍小。由于頻率變化范圍寬意味著頻率變化容易受到外部噪聲的影響，外部噪聲導致了VCO相位噪聲特性的惡化。但是因為實現(xiàn)本發(fā)明所用的頻率變化范圍窄，因此所實現(xiàn)的VCO噪聲性能得到改善。
圖7是說明本發(fā)明第二個實施例的VCO結構的方框圖。在這里，電容C1和veractor二極管VD1組成可變電容分量，電容C7和veractor二極管VD2組成另一可變電容分量，電感L與可變電容分量并聯(lián)。最后，頻率諧振器100構成了并聯(lián)諧振電路。
參考圖7，控制電壓VCTR加到veractor二極管VD1上，其中二極管電容值由所加控制電壓VCTR決定。即veractor二極管VD1的容值與控制電壓VCTR成反比。另外，加法器10在發(fā)射模式電壓VTX或接收模式電壓RRX上加上一個振蕩頻率fout的微調電壓Vf0，其和加到veractor二極管VD2上。在這種情況下，veractor二極管VD2的容值與加法器10的輸出電壓成反比。如上所述，由于變容二極管的容值由控制電壓VCTR和加法器10的輸出電壓決定，并聯(lián)諧振電路諧振點由電感L的電感值決定，負阻發(fā)生器200產生與所確定的諧振點對應的振蕩頻率fout。
圖8是說明本發(fā)明第三個實施例的VCO結構的方框圖。如圖7電路所示，電容C1和veractor二極管VD1組成可變電容分量，電容C7和veractor二極管VD2組成另一可變電容分量。但是作為電感元件的介質諧振器20與可變電容分量并聯(lián)，從而構成并聯(lián)諧振電路。和以前一樣，在本發(fā)明實現(xiàn)VCO的范圍內，使用介質諧振器20取代電感L是很熟悉的技術。在本例中，VCO的工作特性與圖7的類似。
圖9是說明本發(fā)明第四個實施例的VCO結構的方框圖。其中電容C1、veractor二極管VD1、電容C7和veractor二極管VD2彼此串聯(lián)。從而構成串聯(lián)電路。另外，電感L與串聯(lián)電路并聯(lián)，電阻R5和veractor二極管VD2及電容C7并聯(lián)。最后，頻率諧振器100構成了并聯(lián)諧振電路。
如圖9所示，加法器10在發(fā)射模式電壓VTX或接收模式電壓RRX上加上一個振蕩頻率fout的微調電壓Vf0，其和加到veractor二極管VD2上。在這種情況中，veractor二極管VD2的容值由加法器10的輸出電壓決定。即veractor二極管VD2的容值與加法器10的輸出電壓成反比。如上所述，在確定了veractor二極管VD2容值的情況下，控制電壓VCTR加在veractor二極管VD1上。veractor二極管VD1的容值就由所加控制電壓VCTR所決定。也就是說，veractor二極管VD1的容值與控制電壓VCTR成反比，因此也相應地確定了電容C1、veractor二極管VD1、電容C7和veractor二極管VD2。再者，由于并聯(lián)諧振電路的并聯(lián)諧振點由電感L的電感值和電容決定，負阻發(fā)生器200產生與所確定的并聯(lián)諧振點對應的振蕩頻率fout。
在如圖9所示的第四個實施例中，可以用圖8的介質諧振器取代電感L實現(xiàn)本發(fā)明。
顯然可以從前面看出，本發(fā)明的優(yōu)點在于不需要擴大振蕩頻率的變化范圍，通過使用表示發(fā)射模式或接收模式的電壓就可以得到每種模式中要求用于發(fā)射/接收的本地振蕩頻率。
盡管以上描述和說明的被認為是本發(fā)明的最佳實施例，本領域的專業(yè)人員應該理解只要不脫離本發(fā)明的實際范圍，可以進行各種變化和改動，以及對其中的元件作等效替代。另外，只要不脫離本發(fā)明的中心范圍，可以進行一些改動以使本發(fā)明適應某種特定情況。因此，本發(fā)明并不局限于所給出的這些為實現(xiàn)本發(fā)明按最佳模式設計的特定實施例，而是包括附加權利要求范圍之內的所有實施例。
權利要求
1.在數字無線通信系統(tǒng)中，用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括可變電容分量與串聯(lián)諧振電路并聯(lián)的諧振單元，該可變電容分量的容值在預定范圍內與控制電壓電平成反比，且該串聯(lián)諧振電路的串聯(lián)諧振點對應與預置時間相差一個單位的模式電平；振蕩單元，它產生的頻率對應由上述諧振單元確定的并聯(lián)諧振點。
2.如權利要求1所述的壓控振蕩器，其中上述串聯(lián)諧振電路包括在發(fā)射模式時容值與所加發(fā)射模式電平成反比、在接收模式時容值與所加接收模式電平成反比的變容二極管；以及與上述可變電容分量串聯(lián)并與上述串聯(lián)諧振電路并聯(lián)的電感分量。
3.如權利要求2所述的壓控振蕩器，其中還有一個調整該振蕩單元內振蕩頻率的調整電壓被加到該變容二極管上。
4.如權利要求3所述的壓控振蕩器，還包括一個在上述發(fā)射模式電壓電平或上述接收模式電壓電平上加上該調整電壓并把相加后的電壓加到該可變電容分量上的加法單元。
5.在數字無線通信系統(tǒng)中用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括第一可變電容分量、第二可變電容分量和電感分量相互并聯(lián)的諧振單元，該第一可變電容分量容值在預定范圍內與控制電壓電平成反比，該第二可變電容分量容值與隨預定時間單元變化的模式電平成反比；振蕩單元，它產生的頻率對應由上述諧振單元確定的并聯(lián)諧振點。
6.如權利要求5所述的壓控振蕩器，其中還有一個調整所述振蕩單元內振蕩頻率的調整電壓被加到上述第二可變電容分量上。
7.如權利要求6所述的壓控振蕩器，還包括一個在上述發(fā)射模式電壓電平或所述接收模式電壓電平上加上該調整電壓并把所述相加后的電壓加到該可變電容分量上的加法單元。
8.如權利要求5到7中任意一個所述的壓控振蕩器，其中上述電感分量是一電感。
9.如權利要求5到7中任意一個所述的壓控振蕩器，其中上述電感分量是一介質諧振器。
10.在數字無線通信系統(tǒng)中用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括第一可變電容分量與第二可變電容分量串聯(lián)的串聯(lián)電路，該第一可變電容分量容值在預定范圍內與控制電壓電平成反比，該第二可變電容分量容值與隨預定時間單元變化的模式電平成反比；與上述串聯(lián)電路并聯(lián)的電感分量；振蕩單元，它產生的頻率對應上述串聯(lián)電路和電感分量并聯(lián)時所確定的并聯(lián)諧振點。
11.如權利要求10所述的壓控振蕩器，其中還有一個調整上述振蕩單元內振蕩頻率的調整電壓被加到該變容二極管上。
12.如權利要求11所述的壓控振蕩器，還包括一個在上述發(fā)射模式電壓電平或接收模式電壓電平上加上該調整電壓并把相加后的電壓加到該可變電容分量上的加法單元。
13.如權利要求10到12中任意一個所述的壓控振蕩器，其中上述電感分量是一電感。
14.如權利要求10到12中任意一個所述的壓控振蕩器，其中上述電感分量是一介質諧振器。
全文摘要
用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器，它能改善壓控振蕩器的相位噪聲特性。在數字無線通信系統(tǒng)中用于上變頻器/下變頻器的壓控振蕩器包括可變電容分量與串聯(lián)諧振電路并聯(lián)的諧振單元，其中可變電容分量容值在預定范圍內與控制電平成反比，串聯(lián)諧振電路的串聯(lián)諧振點對應隨預定時間單元變化的模式電平；振蕩單元，它產生的頻率對應由諧振單元確定的并聯(lián)諧振點。
文檔編號H03B1/00GK1152817SQ9610938
公開日1997年6月25日 申請日期1996年7月31日 優(yōu)先權日1995年9月26日
發(fā)明者樸在善 申請人:三星電子株式會社