專利名稱：響應(yīng)時間可控的鎖相環(huán)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及具有可控濾波器的鎖相環(huán)，該可控濾波器能夠有選擇地控制PLL的響應(yīng)時間。
鎖相環(huán)(PLL)應(yīng)用在許多方面，它能夠?qū)⒖煽卣袷幤鞯念l率和/或相位鎖定到基準(zhǔn)信號的頻率和/或相位上。例如通常在通信設(shè)備(如收音機(jī)、電視接收機(jī)等)的調(diào)諧器中采用的PLL用于控制本地振蕩器的頻率。
一個鎖相環(huán)包括一個用于產(chǎn)生可控振蕩信號的可控振蕩器；一個用于產(chǎn)生基準(zhǔn)信號的穩(wěn)定振蕩器，如晶體管蕩器；一個用于產(chǎn)生誤差信號的鑒相器，該誤差信號表示可控振蕩器信號與基準(zhǔn)信號之間的相位和頻率關(guān)系。該誤差信號包含的脈沖相對的正或負(fù)性取決于鑒相器輸入信號之間的相差和頻差的正負(fù)，并且誤差信號的持續(xù)時間取決于相差和頻差的大小。該誤差信號經(jīng)過環(huán)路濾波器的濾波產(chǎn)生一個控制信號。該控制信號以反饋方式接到可控振蕩器來控制可控振蕩器信號的頻率以及相位。正如下文將要描述的，根據(jù)不同類型的PLL，按照這個控制信號，或是將頻差降到最小，或是將頻差和相差都降到最小。此時稱PLL處于“鎖定”狀態(tài)。
在一個調(diào)諧器中，可控振蕩器用作調(diào)諧器的本地振蕩器，一個“可編程”分頻器連接在可控振蕩器和鑒相器之間。在這種情況，誤差信號表示本地振蕩器信號經(jīng)過可編程分頻器分頻后的信號與基準(zhǔn)信號之間的相差和頻差。當(dāng)PLL處于鎖定狀態(tài)，依據(jù)可編程分頻器的可編程分頻因子(通常為“N”)，可控振蕩器產(chǎn)生的本地振蕩器信號的頻率與基準(zhǔn)信號的頻率成比例。調(diào)諧器中使用PLL有許多優(yōu)點(diǎn)。由于本地振蕩器的頻率鎖定在基準(zhǔn)信號的頻率上，所以本地振蕩器的頻率非常穩(wěn)定。另外，本地振蕩器信號的頻率很容易控制，例如可以通過數(shù)字控制可編程分頻器的可編程分頻因子(N)來改變頻道。
如上所述，根據(jù)不同類型的PLL，按照振蕩器控制信號將頻差降到最小或是將頻差和相差都降到最小。在“類型I”的PLL中，誤差信號與簡單的低通濾波網(wǎng)絡(luò)相連。類型I的PLL只將鑒相器的輸入信號之間的頻差降到最小。在“類型II”的PLL中，誤差信號連接積分器，該積分器包括由放大器和濾波器部分構(gòu)成的一個反饋結(jié)構(gòu)。由于存在積分器的反饋回路，所以類型II PLL將鑒相器輸入信號之間的頻差和相差都降低到最小。類型II PLL在應(yīng)用中十分有益，因?yàn)樵陬愋虸I PLL中頻率和相位都是穩(wěn)定的。
有時候，我們期望能夠有選擇地改變PLL的響應(yīng)時間。在類型I的PLL中，這一點(diǎn)可以通過按照一個控制信號來有選擇地改變環(huán)路濾波器而容易地實(shí)現(xiàn)。例如MB 1507調(diào)諧控制PLL集成電路(IC)包括一個電子可控開關(guān)，這個電子可控開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)時可以旁路兩級外接低通濾波器部分的第一級。這兩級外接低通濾波器級連在IC的誤差信號輸出端和本地振蕩器的控制信號輸入端之間，用于降低調(diào)諧到新頻道的所需時間。
然而，本發(fā)明的發(fā)明人認(rèn)識到，不改變PLL的基本性質(zhì)或不顯著增加PLL的復(fù)雜度很難做到有選擇地改變類型II PLL的響應(yīng)時間。原因在于濾波器網(wǎng)絡(luò)包括在積分器的反饋回路中而不是直接級連在鑒相器的輸出端。另一個原因是PLL中的許多元件，包括鑒相器和積分器中的放大器通常都集成在PLL IC中，所以難于改動。當(dāng)我們需要有選擇地增加PLL的響應(yīng)時間而不是降低PLL的響應(yīng)時間時，這些問題變得更加突出。
鑒于上述困難，本發(fā)明的一個方面是，發(fā)明者設(shè)計(jì)了一種能夠有選擇地控制類型II PLL電路的響應(yīng)時間的裝置，尤其是在IC中包括鑒相器和積分器中的反饋型放大器的PLL。更具體地是，一個附加的濾波器部分與積分器的放大器部分級連，并且一個濾波器控制部分與這個附加的濾波器部分相連，用以按照模式判定控制信號來調(diào)整該附加濾波器的操作。本發(fā)明的另一個方面是，該濾波器控制部分包括一個開關(guān)裝置，用于按照模式判定控制信號有選擇地旁路此附加濾波器。本發(fā)明的又一方面是，這個附加濾波器部分具有一幅頻響應(yīng)，用于按照模式判定控制信號來增加PLL的響應(yīng)時間。
本發(fā)明的這些和其它方面將參照附圖詳細(xì)描述。
在附圖中

圖1是一張數(shù)字衛(wèi)星電視接收機(jī)的框圖，該接收機(jī)包括一個調(diào)諧系統(tǒng)，針對該調(diào)諧系統(tǒng)描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例；圖2包括圖1中所示的調(diào)諧系統(tǒng)中使用的鎖相環(huán)調(diào)諧控制集成電路的框圖和按照本發(fā)明一方面建立的可控鎖相環(huán)濾波器的電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是用于圖1中所示的調(diào)諧系統(tǒng)中的微處理器控制程序的流程圖；圖4是圖1中所示的衛(wèi)星接收機(jī)中使用的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)解調(diào)器的框圖，該框圖有助于理解本發(fā)明所要解決的問題；
圖5是按照本發(fā)明一方面在圖2中所示的可控鎖相環(huán)濾波器的幅頻響應(yīng)特性曲線圖。
在各附圖中，相同或相似的標(biāo)號表示的是相同或相似的元件。
本發(fā)明對數(shù)字衛(wèi)星電視系統(tǒng)進(jìn)行描述，在該數(shù)字衛(wèi)星電視系統(tǒng)中，電視信息是按照預(yù)定的數(shù)字壓縮標(biāo)準(zhǔn)如MPEG進(jìn)行編碼和壓縮后的形式被傳送。MPEG是由動態(tài)圖像專家組開發(fā)的動態(tài)圖像以其音頻信息編碼的一種國際標(biāo)準(zhǔn)。由加利福尼亞州(California)的休斯(Hughes)公司制造的Direc TVTM衛(wèi)星電視傳輸系統(tǒng)就是這種數(shù)字衛(wèi)星電視傳輸系統(tǒng)。
在發(fā)送器中，與電視信息的視頻和音頻部分相應(yīng)的電視信息經(jīng)過數(shù)字化、壓縮之后被組成數(shù)據(jù)包串或數(shù)據(jù)包流。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)以QPSK(四進(jìn)制相移鍵控)方式調(diào)制到RF(射頻)載波信號上，然后RF信號被發(fā)送到地球軌道中的衛(wèi)星，從衛(wèi)星再被傳送回地面。在QPSK調(diào)制中，兩個正交的相移信號I和Q的相位根據(jù)與之對應(yīng)的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)位控制。例如相位0°對應(yīng)邏輯低電平(“0”)，相位180°對應(yīng)邏輯高電平(“1”)。調(diào)制后的相移信號I和Q相結(jié)合，其結(jié)果作為QPSK調(diào)制的RF載波信號被傳輸。因此，QPSK調(diào)制的載波信號的每個周期表示四種邏輯狀態(tài)(00，01，10，11)中的一種。
一般地，衛(wèi)星包括許多轉(zhuǎn)發(fā)器，用于接收和重發(fā)相應(yīng)的被調(diào)制的RF載波信號。在傳統(tǒng)的地面電視系統(tǒng)中，在一個時間，每個RF載波信號或每個頻道所包含的信息僅針對一個電視節(jié)目。所以，觀看哪個節(jié)目，只需選擇相應(yīng)的RF信號。而在數(shù)字衛(wèi)星電視系統(tǒng)中，每個被調(diào)制的RF載波攜帶的信息同時針對幾個節(jié)目。每個節(jié)目對應(yīng)幾組視頻和音頻數(shù)據(jù)包，每個包要通過附加在數(shù)據(jù)包上標(biāo)記該節(jié)目的專門的首標(biāo)來判別。所以，觀看節(jié)目，不僅要選擇相應(yīng)的RF信號還要選擇相應(yīng)的數(shù)據(jù)包。
在圖1所示的數(shù)字衛(wèi)星電視接收機(jī)中，由衛(wèi)星(圖中未畫出)傳送的經(jīng)過代表視頻、音頻信息的數(shù)字信號調(diào)制的RF載波由拋物面天線1接收。接收到的頻率比較高的RF信號(如Ku波段12.2～12.7GHz)由區(qū)段轉(zhuǎn)換器3轉(zhuǎn)換為頻率比較低的RF信號(如L波段950～1450MHz)，區(qū)段轉(zhuǎn)換器(block converter)3包括一個RF放大器3-1，一個混頻器3-3和一個振蕩器3-5。放大器3-1是“低噪聲”放大器，所以區(qū)段轉(zhuǎn)換器3常用“低噪聲區(qū)段轉(zhuǎn)換器”的首字母“LNB”表示。天線1和LNB 3都包括在接收系統(tǒng)里一個稱作“室外單元”5之中。接收機(jī)的其余部分都包含在一個稱作“室內(nèi)單元”7的部分中。
室內(nèi)單元7包括一個調(diào)諧系統(tǒng)9，該調(diào)諧系統(tǒng)9從室外單元5接收的多個RF信號中選擇包含所需節(jié)目數(shù)據(jù)包的RF信號，同時該調(diào)諧系統(tǒng)還將選擇的RF信號轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的較低頻段的中頻(IF)信號。本發(fā)明的一方面涉及調(diào)諧系統(tǒng)9的結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)將在以下部分詳細(xì)描述。
室內(nèi)單元7的剩余部分，將IF信號攜帶的以QPSK方式調(diào)制的數(shù)字信息解調(diào)、譯碼、解壓縮，從而產(chǎn)生與期望得到的節(jié)目相對應(yīng)的數(shù)字視頻、音頻脈沖流，然后，將數(shù)字脈沖流轉(zhuǎn)換為適合記錄和再現(xiàn)的模擬視頻、音頻信號。更具體地說，QPSK解調(diào)器11將IF信號解調(diào)以產(chǎn)生的兩個脈沖信號IP和QP，IP和QP包含各自的數(shù)據(jù)位流，這些位流與發(fā)射機(jī)中產(chǎn)生的相移調(diào)制信號I、Q代表的數(shù)據(jù)相對應(yīng)。解碼器13將IP和QP信號的數(shù)據(jù)位組成數(shù)據(jù)塊，并根據(jù)在發(fā)射機(jī)處嵌入發(fā)送數(shù)據(jù)的差錯碼糾正在數(shù)據(jù)塊中的傳輸錯誤，而且再產(chǎn)生被傳輸?shù)腗PEG視頻、音頻數(shù)據(jù)包。音頻和視頻數(shù)據(jù)包通過傳輸單元15被傳輸?shù)綌?shù)據(jù)處理單元17的各個視頻和音頻部分，在其中它們被解壓縮并且轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的模似信號。微處理器19控制室內(nèi)單元7各部分的操作。然而，在圖1中僅示出了描述本發(fā)明實(shí)施例所需的微處理器19產(chǎn)生和接收的控制信號。
到目前為止所描述的數(shù)字衛(wèi)星電視接收機(jī)與位于印第安納州印第安納波里的湯姆遜消費(fèi)電子有限公司(Thomson Consumer Electronics，Ins.ofIndianapolis，Indiana)生產(chǎn)的RCATM型DSSTM數(shù)字衛(wèi)星系統(tǒng)電視接收機(jī)相似。
如前面所述的，本發(fā)明一方面涉及調(diào)諧系統(tǒng)9的結(jié)構(gòu)。調(diào)諧系統(tǒng)9在輸入端901接收到LNB 3提供的RF信號。RF輸入信號經(jīng)過寬帶濾波器903濾波，又經(jīng)過RF放大器905放大，再經(jīng)過可調(diào)帶通濾波器907濾波?？烧{(diào)帶通濾波器(BPF)907選擇需要的RF信號，舍棄不需要的RF信號。所產(chǎn)生的RF信號輸入到混頻器909的第一個輸入端。由本地振蕩器(LO)911產(chǎn)生的本地振蕩器信號被連接到混頻器909的第二輸入端?；祛l器909的輸出由放大器913放大，然后連接到含有表面聲波(SAW)器件的IF濾波器915的輸入端。IF濾波器915的輸出端連接到調(diào)諧系統(tǒng)9的輸出端917。
LO 911的頻率由鎖相環(huán)(PLL)電路919控制，該P(yáng)LL電路包括一個PLL集成電路921，一個外部頻率基準(zhǔn)晶振923和外部濾波器網(wǎng)絡(luò)925。LO信號的頻率由PLL 919按照微處理器19產(chǎn)生的數(shù)據(jù)來控制。PLL 919的詳細(xì)內(nèi)容如圖2所示。
如圖2所示，PLL IC 921包括一個“預(yù)分段(Prescalar)”分頻器921-1，用于將LO信號頻率分頻，“Pescalar”分頻器921-1后接一個可編程分頻器(÷N)921-3。PLL IC 921也包括一個放大器921-5，該放大器與外接晶體923組合構(gòu)成了一基準(zhǔn)頻率振蕩器?；鶞?zhǔn)頻率振蕩器的輸出連接基準(zhǔn)分頻器(÷R)921-7的輸入端?？删幊谭诸l器(÷N)與基準(zhǔn)分頻器(÷R)的輸出信號分別連接到鑒相器921-9的各個輸入。鑒相器921-9的輸出信號是誤差信號，該誤差信號表示的是在可編程分頻器(÷N)921-3輸出端產(chǎn)生的LO信號的分頻結(jié)果與在基準(zhǔn)分頻器(÷R)921-7輸出端產(chǎn)生的基準(zhǔn)信號之間的頻差和相差。誤差信號脈沖的相對正或負(fù)性取決于鑒相器921-9的輸入信號之間的頻差與相差的正負(fù)，而且其持續(xù)時間取決于頻差與相差的量的大小。該誤差信號連接到放大器921-11，這個放大器外接濾波網(wǎng)絡(luò)925構(gòu)成一個環(huán)路濾波器927，用于將誤差信號濾波從而產(chǎn)生一個給LO 911的微調(diào)控制電壓。微調(diào)控制電壓也控制可調(diào)帶通濾波器907。按照本發(fā)明一方面構(gòu)建的環(huán)路濾波器927將在以下部分詳細(xì)說明。
在操作中，LO信號的頻率受到調(diào)諧電壓的控制，直到在可編程分頻器(÷N)921-3輸出端產(chǎn)生的分頻后的LO信號的頻率和相位與在基準(zhǔn)分頻器(÷R)921-7的輸出端產(chǎn)生的基準(zhǔn)信號的頻率和相位大致相符為止。在此工作點(diǎn)，鎖相環(huán)被鎖定，依據(jù)可編程分頻器(÷N)921-3的可編程分頻因數(shù)，LO信號的頻率與所述的基準(zhǔn)分頻器(÷R)921-7產(chǎn)生的基準(zhǔn)信號的頻率成比例。為了控制LO頻率，可編程分頻因數(shù)N根據(jù)微處理器19產(chǎn)生的數(shù)據(jù)控制。
由于成本的原因，我們期望調(diào)諧系統(tǒng)9具有如下三個特性(1)在IF濾波器級之前僅有一級轉(zhuǎn)換；(2)提供頻率足夠低的IF信號，以允許使用SAW器件完成所謂“數(shù)字字符整形”，以及正常的IF濾波；和(3)能夠利用通常用于無線和有線接收機(jī)中的PLL調(diào)諧控制IC來構(gòu)造。基本上，實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)要通過(1)在由區(qū)段轉(zhuǎn)換器接收的RF信號的最高頻率(如1450 MHz)與采用傳統(tǒng)地面無線、有線調(diào)諧控制PLL IC得到的最高本地振蕩器頻率(如1300MHz)之間的頻差(如140 MHz)的量級上，選擇IF中心頻率；以及(2)采用本地振蕩器信號頻率的頻率范圍小于而不大于接收到的RF信號頻率范圍。典型調(diào)諧系統(tǒng)的IF信號的中心頻率是140 MHz。當(dāng)然，只要滿足上面所述情況，其它IF頻率也是可以的。
比較低的IF中心頻率，如140 MHz左右，可以只使用單個轉(zhuǎn)換調(diào)諧器，而不必在IF濾波器部分之前采用更貴的雙轉(zhuǎn)換調(diào)諧器。這也允許使用提供所謂“數(shù)字字符整形”及常規(guī)IF濾波的SAW(聲表面波)器件。在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，在發(fā)送器中執(zhí)行公知的“數(shù)字字符整形”是為了減少由于傳輸帶寬限制所造成的字符間串?dāng)_。我們也期望在接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)數(shù)字字符整形從而完善發(fā)送器完成的數(shù)字字符整形。而且，我們期望IF濾波器在具有普通濾波器濾波功能的同時，也能提供字符整形功能，這樣就不需要一個分立的數(shù)字濾波器。例如，在數(shù)字濾波器技術(shù)中公知的“余弦級數(shù)(root raised cosine)”頻率響應(yīng)適用于數(shù)字字符整形。IF SAW濾波器915具有這樣的響應(yīng)。SAW濾波器915的幅頻特性如圖1所示。它具有的中心頻率是140 MHz，并且它具有的相對窄的通帶為24 MHz左右，該帶寬與收到的RF信號帶寬相應(yīng)。采用鉭酸鋰基片具有上述特征的SAW濾波器在美國專利申請，序號為08/467095、題目為“數(shù)字衛(wèi)星接受器中調(diào)諧器的SAW濾波器”中有詳細(xì)說明，該專利申請于1995年6月6號提交，發(fā)明人為K.J.Richter，M.A.Pugel和J.S.Stewart，申請人與本發(fā)明的申請人相同。
此外，在IF的中心頻率是140 MHz、RF信號輸入頻率范圍為950～1450MHz的情況下，LO頻率范圍為810～1310 MHz。LO信號的頻率范圍在810MHz～1310 MHz之間，所以可以采用比較便宜的、廣泛慣用在無線、有線接收機(jī)中的PLL調(diào)諧控制IC，而不必采用專門為衛(wèi)星接收機(jī)設(shè)計(jì)的PLL調(diào)諧控制IC。這種無線、有線接收機(jī)中采用的PLL調(diào)諧控制IC可以是荷蘭菲利普半導(dǎo)體公司(Philips Semiconductors)提供的TSA5515T和其它IC。使用TSA5515T和其它類似集成電路得到的LO的最大頻率為1300 MHz左右，這個頻率足夠用。
到目前所描述的調(diào)諧系統(tǒng)9的部分為上面提到的美國專利申請的主題內(nèi)容，該申請序號為08/467097、名稱為“數(shù)字衛(wèi)星接收機(jī)的調(diào)諧器”。該申請于1995年6月6日提交，發(fā)明人為M.A.Pugel和K.J.Richter，申請人與本發(fā)明的申請人相同。本發(fā)明的一方面涉及在捕獲操作和微調(diào)操作期間控制LO911的設(shè)備，該部分內(nèi)容將在以下描述。
由衛(wèi)星發(fā)送和被天線1接收的RF信號的載波具有穩(wěn)定的保持在“額定”值的頻率。所以，只要LNB 3的振蕩器3-5的頻率是穩(wěn)定的，且保持在其額定值，那么室內(nèi)單元7的調(diào)諧系統(tǒng)9所收到的RF信號的載波頻率就保持在其額定值。然而不幸的是，振蕩器3-5的頻率隨時間和溫度變化。振蕩器3-5對應(yīng)于其額定頻率的頻率偏移引起調(diào)諧系統(tǒng)9接收的RF信號載波頻率產(chǎn)生相應(yīng)的偏移。為了補(bǔ)償這些頻率偏移，在兩個搜索操作過程中，微處理器19根據(jù)從QPSK解調(diào)器接收的頻率狀態(tài)信息，控制調(diào)諧系統(tǒng)9中LO 911的頻率變化。用于調(diào)諧系統(tǒng)9的微處理器19控制程序流程圖，包括搜索操作，如圖3所示。
在開始選擇一個新的節(jié)目之后，在捕獲模式期間進(jìn)行第一次搜索。當(dāng)選擇了一個新的節(jié)目時，微處理器19將LO頻率設(shè)置到用于新節(jié)目的相應(yīng)于轉(zhuǎn)發(fā)器額定RF頻率的額定LO頻率。然后，監(jiān)視由QPSK解調(diào)器11產(chǎn)生的LOCK信號的狀態(tài)。LOCK信號表明QPSK解調(diào)器11是否正確解調(diào)了IF信號攜帶的數(shù)據(jù)。例如當(dāng)QPSK解調(diào)器11沒有正確解調(diào)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)時，LOCK信號為低邏輯電平；而當(dāng)QPSK解調(diào)器11正確解調(diào)了數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)時，LOCK信號是高邏輯電平。如果在LO頻率已經(jīng)設(shè)置到被選轉(zhuǎn)發(fā)器的額定頻率以后，LOCK信號是低電平，則LO 911的頻率要在額定的LO頻率附近范圍變動直到LOCK信號變成高邏輯電平。LOCK信號的產(chǎn)生表明調(diào)諧系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)操作模式開始。
在穩(wěn)態(tài)模式期間，監(jiān)視由QPSK 11產(chǎn)生的FREQUENCY(頻率)信號以確定IF信號的載波頻率是否處于IF SAW濾波器915通帶的中心，即在本實(shí)施例中，IF信號的載波頻率是否位于額定IF中心頻率，例如140 MHz。如果IF載波頻率超出預(yù)定的額定中心頻率范圍，那么QPSK解調(diào)器11的性能就會降低并且產(chǎn)生數(shù)據(jù)錯誤。如果FREQUENCY信號表明未超過預(yù)定的頻率偏移，那么LO 911的頻率就保持從在捕獲模式期間建立的初始值的變化。然而，如果FREQUENCY信號表明超過了預(yù)定的頻率偏移，那么在第二或“微調(diào)”搜索操作期間就要改變LO 911的頻率直到工作正常為止。本發(fā)明的一方面就是要解決在微調(diào)模式期間會出現(xiàn)的問題，解釋如下調(diào)諧系統(tǒng)9，包括地面無線、有線調(diào)諧控制PLL IC 921，在多數(shù)情況下工作良好。然而，地面調(diào)諧PLL IC 921具有某些限制會導(dǎo)致視頻和/或音頻信息暫時中斷。由鎖相環(huán)控制的本地振蕩器的頻率變化的最小量，與PLL IC 921中可編程分頻器(÷N)的可編程分頻因子(N)的最小可能增量的值有關(guān)，并且與PLL IC 921的基準(zhǔn)信號的頻率有關(guān)。地面調(diào)諧PLL IC，如TSA5515T僅能夠以較大遞增頻率步長如6.25 KHz改變LO信號的頻率。故而，在兩個搜索操作期間，IF信號的載波頻率同樣以較大步長變化。可是QPSK解調(diào)器11難以跟上這樣大的頻率變化，因而可導(dǎo)致正常解調(diào)操作中斷和視頻、音頻信息丟失。
如果在捕獲模式期間進(jìn)行第一次搜索操作，電視觀眾不會注意到數(shù)據(jù)丟失，因?yàn)樗麜J(rèn)為獲得新節(jié)目的過程會占據(jù)一段時間。然而，如果在穩(wěn)態(tài)模式期間需要進(jìn)行第二次搜索或微調(diào)操作，當(dāng)前收看的節(jié)目的視頻、音頻響應(yīng)就會中斷。在微調(diào)操作期間，通過降低PLL電路919的“轉(zhuǎn)換速率”，即調(diào)諧電壓的幅值變化速率，可以減小此種中斷發(fā)生的可能性。更具體地說，根據(jù)微處理器19產(chǎn)生的FINE TUNING控制信號來增加環(huán)路濾波器927的響應(yīng)時間。以上問題的解決方案將結(jié)合圖4更詳細(xì)地說明。圖4是QPSK解調(diào)器11電路的框圖。
如圖4所示IF SAW濾波器915產(chǎn)生的IF信號分別連接到混頻器1101I和1101Q的第一輸入端。字母“I”和“Q”表示“同相”和“正交”。此較穩(wěn)定的頻率振蕩器1103的輸出信號直接接到混頻器1101I，并且通過一個90度(90°)相移網(wǎng)絡(luò)1105再接到混頻器1101Q?；祛l器1101I產(chǎn)生“同相”，即IF信號的“近”基帶(頻率很低)信號(IA)，而混頻器1101Q產(chǎn)生“正交”信號，即IF信號的近基帶(QA)，該信號與“同相”信號(IA)有90°相差。字母“A”表示“模擬量”。
IA和QA信號分別接到模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)1107I和1107Q。模/數(shù)轉(zhuǎn)換器1107I和1107Q還接收來自“定時恢復(fù)回路”1109的時鐘信號，然后產(chǎn)生一系列數(shù)字采樣ID和QD。字母“D”表示該信號是“數(shù)字”的。與模擬信號IA和QA有關(guān)的數(shù)字信號ID和QD的數(shù)字采樣的頻率、相位，由時鐘信號的頻率和相位決定。定時恢復(fù)回路1109包括一個可控振蕩器(圖中未畫出)，ADC 1107I和1107Q需要的時鐘信號由該振蕩器發(fā)出?？煽卣袷幤饔蓴?shù)字相位鎖定回路控制(圖中未畫出)，所以數(shù)字采樣與模擬信號IA和QA的相應(yīng)幅值電平同步，即采樣值的最大值和最小值與模擬信號最大、最小幅值相對應(yīng)。換句話說，定時恢復(fù)回路1109將ADC 1107I和1107Q的采樣操作與IF信號同步。
信號ID和QD連接到“載波恢復(fù)回路”1111上。載波恢復(fù)回路1111將表示模擬信號IA、QA的數(shù)字采樣信號ID、QD的相移解調(diào)為相應(yīng)的脈沖信號IP、QP。字母“P”表示“脈沖”。每個脈沖信號IP、QP都包含相應(yīng)數(shù)據(jù)位的一串脈沖，被傳輸QPSK RF載波的I和Q信號的數(shù)據(jù)位分別具有對應(yīng)于0°和180°相移的邏輯低(“0”)電平或邏輯高(“1”)電平。信號分量IP、QP連接到解碼器13，在解碼器13中，將各種數(shù)據(jù)位格式化為MPEG數(shù)據(jù)包。
載波恢復(fù)回路1111包括一個數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)，該鎖相環(huán)包括一個可控振蕩器1111-1，一個鑒相器1111-3和一個回路濾波器1111-5。鑒相器1111-3根據(jù)信號ID、QD和可控振蕩器1111-1的輸出信號，產(chǎn)生一個相差信號。可控振蕩器1111-1的輸出信號的額定頻率和額定相位對應(yīng)于IF信號的額定頻率和額定相位，以及模擬信號IA、QA和相應(yīng)數(shù)字采樣信號ID、QD的額定相位和額定頻率。
在操作中，如果IF信號的頻率和相位是正確的，則很容易地從相差信號中確定信號ID、QD代表的信號相移。然而，如果IA、QA的相移和頻率不正確，則檢測到的相移就不是0°和180°，卻是與這些值有偏離。本質(zhì)上，對于在所謂數(shù)據(jù)“星圖”中兩位數(shù)據(jù)的理想位置，相差導(dǎo)致了被解調(diào)數(shù)據(jù)的兩個位的“位置”發(fā)生了“傾斜”。例如由LNB引入的被選RF信號的頻率偏移導(dǎo)致的頻差，引起QPSK信號的兩位被解調(diào)數(shù)據(jù)的位置會隨時間發(fā)生旋轉(zhuǎn)。旋轉(zhuǎn)的方向取決于頻率偏移是正還是負(fù)。如圖4所示，QPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)星圖具有對應(yīng)于相應(yīng)兩種可能邏輯電平的四組可能的邏輯組合(00，01，10和11)的四個點(diǎn)，其中兩種邏輯電平由信號I、Q的兩種可能的相移值表示。在數(shù)據(jù)星圖中，鑒相器1111-3參照被解調(diào)數(shù)據(jù)的理想位置測定其位置。為了校正數(shù)據(jù)旋轉(zhuǎn)和傾斜，可控振蕩器1111-1的輸出信號的頻率及相位要按照鑒相器1111-3的輸出信號進(jìn)行變化，直到數(shù)據(jù)旋轉(zhuǎn)停止和位置傾斜消除。在這點(diǎn)上，被解調(diào)數(shù)據(jù)是可靠的且稱回路被“鎖定”。產(chǎn)生的高邏輯電平信號LOCK表示數(shù)據(jù)被可靠地解調(diào)了并可以被解碼。通過檢測發(fā)出的相差信號產(chǎn)生LOCK信號以確定何時相差信號的變化低于一預(yù)定界限。如上述，在捕獲模式期間，微處理器19監(jiān)視LOCK信號，并且微處理器19調(diào)整LO 911的頻率直到LOCK信號變成高邏輯電平。
當(dāng)IF信號頻率以及IA、QA信號的頻率不正確或存在偏移時，只要在限定范圍之內(nèi)，載波恢復(fù)回路1111就能夠解調(diào)QPSK數(shù)據(jù)。然而，如果頻率偏移過大，由于IF信號相對于SAW濾波器915的中心頻率產(chǎn)生頻移，因此IF信號頻譜的一部分將要落在SAW濾波器915的通帶外邊。這將導(dǎo)致接收機(jī)的信噪比降低。因此，如上所述，微處理器19監(jiān)視由載波恢復(fù)回路1111產(chǎn)生的FREQUENCY信號從而指示IF信號的頻率偏移。如果頻率偏移超過預(yù)定界限，在微調(diào)模式期間，微處理器19調(diào)整LO頻率以減小頻移。FREQUENCY信號是結(jié)合鑒相器1111-3檢測到的相差信號來產(chǎn)生的。
如上所述，LO信號的頻率以及IF信號的頻率以較大頻率步長例如62.5KHz變化，而QPSK解調(diào)器11難以跟蹤這樣大的頻率變化。因此，正常解調(diào)工作會中斷，導(dǎo)致視頻、音頻數(shù)據(jù)丟失。QPSK解調(diào)器11跟蹤比較大的頻率變化的能力是載波恢復(fù)回路1111的回路帶寬的函數(shù)，尤其是與回路濾波器1111-5的響應(yīng)特性有關(guān)。不能為了降低載波恢復(fù)回路(1111)的響應(yīng)時間，而使載波恢復(fù)回路(1111)的回路帶寬任意加大。因?yàn)樵龃蠡芈穾挄档徒邮諜C(jī)的信噪比且因此降低了接收機(jī)接收低電平信號的能力。我們也不期望為了降低PLL 919的響應(yīng)時間而減少PLL 919的回路帶寬，因?yàn)樵谶x擇新的轉(zhuǎn)發(fā)頻率時，降低響應(yīng)時間會導(dǎo)致過長捕獲時間。如上所述，為了在微調(diào)操作期間降低解調(diào)過程中斷的可能性，可以有選擇地增加調(diào)諧控制PLL 919的響應(yīng)時間從而降低調(diào)諧電壓的變化速率，因此在微調(diào)操作期間允許LO 911的頻率發(fā)生變化。這種解決方案將在下文中詳細(xì)描述。
參照圖2，尤其是標(biāo)有“回路濾波器927”的部分，如前所述，回路濾波器927包括一個在PLL IC 921中的放大器921-11和一個外部濾波器網(wǎng)絡(luò)925。外部濾波網(wǎng)絡(luò)925包括第一級濾波器925-1和第二級可控濾波器925-2，該第二級可控濾波器925-2級連在內(nèi)部放大器921-11和LO 911之間。
第一級濾波器925-1和PLL IC 921中的放大器921-11構(gòu)成一個積分器。更具體地說，第一級濾波器925-1包括一個雙極型晶體管Q1作為普通的共射極放大器。晶體管Q1的基極通過一個IC端口連接放大器921-11的輸出端。晶體管Q1的發(fā)射極連接信號地。負(fù)載電阻R6接在晶體管Q1的集電極和電源(+VCC)之間。一濾波器部分，包括一個電阻R1和電容C1、C2，該濾波器以負(fù)反饋結(jié)構(gòu)通過IC端口接在放大器921-11的輸入端和晶體管Q1的集電極之間從而構(gòu)成完整的積分器。反饋為負(fù)是由于共射極結(jié)構(gòu)的晶體管Q1提供反向信號。
利用由放大器921-11和第一級濾波器925-1以負(fù)反饋形式構(gòu)成的積分器，將PLL 919構(gòu)造為類型II鎖相環(huán)。類型II鎖相環(huán)將可編程分頻器(÷N)921-3的輸出端產(chǎn)生的分頻后的LO信號與基準(zhǔn)分頻器(÷R)921-7輸出端產(chǎn)生的基準(zhǔn)頻率信號之間的頻差和相差降至最小，這樣可以穩(wěn)定LO 911的頻率和相位。
第二級濾波器925-2包括雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)(double pole，double zero)濾波器部分(該部分包括電阻R2、R4、R5和電容C3、C4)和電控開關(guān)部分(該部分包括場效應(yīng)晶體管Q2和電阻值較低的電阻R3)。晶體管Q2的導(dǎo)電狀態(tài)是由微處理器19產(chǎn)生的FINE TUNE信號控制。第二級濾波器925-2可以任選兩種控制方式之一，即在第一級濾波器與LO振蕩器之間，或是有效旁路雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)濾波器部分(R2、R4、R5、C3和C4)或者包括雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)濾波器部分。需要特別指出的是，當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)9沒有處于微調(diào)操作模式時，F(xiàn)INE TUNE信號是低邏輯電平，晶體管Q2的通道處于低阻狀態(tài)，即“導(dǎo)通”。由于場效應(yīng)管Q2處于“導(dǎo)通”狀態(tài)而電阻R3阻值較低，所以第二級濾波器部分925-2中的電阻R2、R4和R5及電容C3、C4部分被旁路。在微調(diào)模式期間，F(xiàn)INETUNE信號是高邏輯電平，場效應(yīng)Q2的通道處于高阻狀態(tài)，即“關(guān)斷”。所以第二級濾波器部分925-2中的電阻R2、R4、R5和電容C3、C4被納入第一級濾波器部分925-1和振蕩器911之間的路徑上。
第二級濾波器925-2自身的兩個零點(diǎn)濾波部分的博德(Bode)幅頻特性曲線，如圖5中#1曲線所示。幅度單位是分貝(dB)，頻率軸是取對數(shù)以后的坐標(biāo)。特性曲線#1包括兩個“極點(diǎn)”P1和P2，兩個“零點(diǎn)”Z1和Z2；它們隨著頻率升高出現(xiàn)的順序是極點(diǎn)P1、零點(diǎn)Z1、零點(diǎn)Z2、極點(diǎn)P2。出現(xiàn)極點(diǎn)P1是由于電阻R2和電容C4的緣故；出現(xiàn)零點(diǎn)Z1是電阻R2和電容C3的緣故；出現(xiàn)零點(diǎn)Z2是由于電阻R5和電容C4的緣故；出現(xiàn)極點(diǎn)P2是由于電阻R5和電容C3的緣故。
PLL 919的總體回路響應(yīng)的兩種Bode幅頻特性曲線也在圖5中示出。特性曲線#2是當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)9沒有處于微調(diào)模式而且環(huán)路濾波器927只包括第一級濾波器925-1，即第二級濾波器925-2的雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)濾波部分(R2、R4、R5、C3和C4)被旁路時的回路響應(yīng)曲線。特性曲線#3是當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)9處于微調(diào)模式而且環(huán)路濾波器927包括第一級濾波器925-1和級連的第二級濾波器925-2中的雙極點(diǎn)雙零點(diǎn)(R2、R4、R5、C3和C4)濾波部分時的回路響應(yīng)曲線。為了避免特性曲線重疊，特性曲線#3沒有參照特性曲線#1和#2的幅值坐標(biāo)來作圖。
考慮到兩級級連的濾波器的總體幅頻特性曲線是兩個單獨(dú)特性曲線乘積或是幅值以分貝(dB)電平表示時相加的和，則特性曲線#3是#1和#2相加的結(jié)果。特性曲線#1是的一個極點(diǎn)導(dǎo)致特性曲線#3中斜率增加(負(fù)方向)；特性曲線#1中的一個零點(diǎn)導(dǎo)致特性曲線#3中斜率減小(負(fù)方向)。極點(diǎn)P1降低總體回路增益從而降低總體回路帶寬。如果沒有零點(diǎn)Z1和Z2，那么，特性曲線#3的斜率就會以大于20分貝每十倍頻程的斜率通過0 dB幅值電平線，從而導(dǎo)致回路不穩(wěn)定且易產(chǎn)生振蕩。由于回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要電阻R5和電容C3，所以伴隨地出現(xiàn)極點(diǎn)P2。而且出現(xiàn)極點(diǎn)P2的好處是降低帶外信號如PLL 919的基準(zhǔn)頻率信號的回路增益(即增加衰減)。
如圖5中所示，當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)9沒有處在微調(diào)模式(特性性曲線#2)時，回路帶寬較大，因而PLL 919響應(yīng)較快。相反，當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)9處于微調(diào)模式時(特性曲線#3)，回路帶寬較窄，從而PLL 919的響應(yīng)較慢。
在圖2中所示的第二級濾器925-2的電路中，電阻R4的用途是將第一級濾波器925-1的輸出(在晶體管Q1的集電極)與電容C4隔離，其原因如下電容C4具有較大容值。如果沒有電阻R4(即，如將R4代之以直接連接)，當(dāng)調(diào)諧系統(tǒng)處于捕獲模式期間且開關(guān)晶體管處于“導(dǎo)通”時，串聯(lián)的電阻R5和電容C4直接在第一級濾波器925-1的輸出端分路。這將會不期望地增加捕獲時間。然而，如果采用阻值較大的電阻R4將第一級濾波器925-1的輸出與電容C4隔離，就能夠禁止電容C4顯著增加捕獲時間。
進(jìn)一步涉及到較大容值的電容C4，其作用是在微調(diào)操作開始之前，在捕獲模式允許電容C4對在捕獲模式期間產(chǎn)生的微調(diào)電壓充電(或放電)之后，電容C4能夠提供預(yù)定時間延遲。這個延遲可以由微處理19通過程序控制來提供，如圖3中流程圖所示。
如圖2所示，也可以給第一級濾波器925-1增加一個動態(tài)“加速”電路925-3來改變PLL 919的響應(yīng)時間，從而加快捕獲過程。加速電路925-3包括推挽結(jié)構(gòu)的反向?qū)ㄐ碗p極型晶體管Q3和Q4電路以及電阻R7。晶體管Q3和Q4的公共連接的基極與電容C1的一邊相連，Q3和Q4的共用連接的射極通過一個電阻R7與電容C1的另一邊相連。晶體管Q3和Q4的集電極分別連接極性相反的電源+VCC和-VCC。
外部濾波網(wǎng)絡(luò)925的各器件的基準(zhǔn)值如下表所示器件 值電阻R124K(千歐姆)
電容C14700pf(皮法)電容C20.1μf(微法)電阻R62K電阻R710K電阻R21M(兆歐姆)電容C30.27μf電阻R32K電阻R420K電阻R5470ohms(歐姆)電容C5220μf在操作中，當(dāng)出現(xiàn)大的頻率變化，例如選擇一個新的轉(zhuǎn)發(fā)器頻率時，會產(chǎn)生一個大的誤差信號，并且在電阻R1兩端相應(yīng)地也會產(chǎn)生大的電壓。晶體管Q3或Q4其中哪一個導(dǎo)通以及電流的流向(“源”極或“漏”極電流)取決于頻率變化的極性。此時電路中產(chǎn)生有效的環(huán)路增益的增加(即特性曲線#2向上移動)，因而降低了捕獲時間。當(dāng)PLL 919接近期望的頻率值時，誤差信號減小，“導(dǎo)通”的晶體管“關(guān)斷”。類似于電路925-3這樣的加速電路和其他的加速電路一起，在美國專利申請，序號為08/504849，名稱為“快速作用控制系統(tǒng)”中被詳細(xì)描述，該項(xiàng)申請于1995年7月20日提交，其發(fā)明人為David M.Badger，申請人與本發(fā)明的申請人相同。
雖然對于一特定應(yīng)用以具體實(shí)施例的方式舉例說明了本發(fā)明，但本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，可進(jìn)行一些改動以適用于其它應(yīng)用?；谶@一點(diǎn)，無論何時希望改變采用負(fù)反饋型積分器閉合回路裝置的響應(yīng)時間，均可采用本發(fā)明，其中，在負(fù)反饋型積分器中，濾波器部分位于放大器的反饋路徑中。更進(jìn)一步而言，雖然本發(fā)明描述的是要求增加回路響應(yīng)時間的應(yīng)用實(shí)例，但它也可用于降低回路響應(yīng)時間。另外，雖然本發(fā)明是以一個具體的電路拓樸結(jié)構(gòu)來描述的，但本發(fā)明也適用于其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。例如如圖2所示積分器電路的負(fù)反饋是由共發(fā)射極結(jié)構(gòu)的晶體管Q1提供的反向信號來實(shí)現(xiàn)的。負(fù)反饋還可以采用其它方式實(shí)現(xiàn)，例如，如果放大器921-11是反向放大器，那么共發(fā)射極結(jié)構(gòu)的晶體管Q1就可以去除。另外，如果采用既有同向輸入端又有反向輸入端的放大器來取代僅有一個輸入端的放大器921-11，那么負(fù)反饋可通過將包括電阻R1和電容C1、C2的濾波器部分連接到反向輸入端來提供，則共射極結(jié)構(gòu)的晶體管Q1可以去掉。這些和其他的變動方案均屬于所附權(quán)利要求規(guī)定的本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.裝置，包括閉合回路裝置(919)，包括一個可控振蕩器(911)，用于產(chǎn)生可控振蕩器信號，該可控振蕩器信號的頻率受振蕩器控制信號的控制；一個產(chǎn)生基準(zhǔn)頻率的信號源(921-5，923)；裝置(921-9)，用于產(chǎn)生一個誤差信號，該誤差信號表示可控振蕩器信號與所述代表基準(zhǔn)頻率的信號之間的頻率與相位關(guān)系；以及環(huán)路濾波器(927)，用于將誤差信號濾波后產(chǎn)生所述的振蕩器控制信號；以及裝置(19)，用于產(chǎn)生一個模式指示控制信號，該信號用于控制所述的閉合回路裝置(919)的操作模式；所述閉合回路裝置(919)中所述環(huán)路濾波器(927)包括一個放大器(921-11)；一個從負(fù)反饋形式連接以形成一積分器的第一級濾波器部分(C1、C2、R1)；一個與所述積分器級連接的第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)；以及與所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)相連的濾波器控制部分(Q2、R3)，該控制部分(Q2、R3)按照模式指示控制信號改進(jìn)所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)的運(yùn)行狀態(tài)。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述濾波器控制部分(Q2、R3)包括一個開關(guān)裝置，該開關(guān)裝置按照所述模式指示控制信號有選擇地旁路第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)。
3.如權(quán)利要求2所述的裝置，其中當(dāng)所述閉合回路裝置(919)維持在穩(wěn)定狀態(tài)時，所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)具有一個增加所述閉合回路裝置(919)響應(yīng)時間的幅頻響應(yīng)特性。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置，其中所述的幅頻響應(yīng)特性隨著頻率增高，包括一個極點(diǎn)、一個第一零點(diǎn)和一個第二零點(diǎn)。
5.如權(quán)利要求4所述的裝置，其中所述的幅頻響應(yīng)特性隨著頻率升高，包括一個第一極點(diǎn)、一個第一零點(diǎn)、一個第二零點(diǎn)和一個第二級點(diǎn)。
6.如權(quán)利要求3所述的裝置，其中所述的第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)包括并聯(lián)的第一個電容(C3)的第一個電阻(R2)，這一并聯(lián)組合串聯(lián)在產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述可控振蕩器(911)之間的信號線路中；和串聯(lián)的第二個電阻(R5)和第二個電容(C4)，這一串聯(lián)組合以分路方式連接到產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述本地振蕩器(911)之間的所述信號線路中。
7.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述閉合回路裝置(919)包括鎖相環(huán)集成電路(921)，該電路(921)包括產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述環(huán)路濾波器(927)中的所述放大器(921-11)。
8.如權(quán)利要求7所述的裝置，其中所述環(huán)路濾波器(927)中所述積分器和所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)以上述次序級連在產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述可控振蕩器(911)之間。
9.裝置，包括RF輸入端(901)，用于接收多個RF載波信號；鎖相環(huán)(919)，包括產(chǎn)生本地振蕩器信號的本地振蕩器(911)，該本地振蕩器信號的頻率由調(diào)諧控制信號控制；通過可編程分頻因子將所述本地振蕩器信號分頻從而產(chǎn)生所述本地振蕩器信號的分頻后的頻率信號的裝置(921-3)；基準(zhǔn)頻率的信號源(921-5，923)；產(chǎn)生一個誤差信號的裝置(921-9)，該誤差信號表示所述本地振蕩器信號分頻后的頻率信號與所述基準(zhǔn)頻率信號之間的相位和頻率差值；以及，將所述誤差信號濾波以產(chǎn)生所述調(diào)諧控制信號的環(huán)路濾波器(927)；混頻器(909)，連接所述RF輸入端(901)和所述本地振蕩器(911)，用于產(chǎn)生IF信號；裝置(19)，用于控制在多個操作模式中所述鎖相環(huán)(919)的操作；所述控制裝置產(chǎn)生一個控制信號，表明所述鎖相環(huán)將以所述模式中的哪一個模式工作；所述鎖相環(huán)(919)中的所述環(huán)路濾波器(927)，包括放大器(921-11)和第一級濾波器部分(C1、C2、R1)，它們以負(fù)反饋結(jié)構(gòu)相連形成一積分器；第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)與該積分器級連相接；以及，濾波器控制部分(Q2、R3)，它與所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)相接，用于按照所述模式指示控制信號改變第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)的操作。
10.如權(quán)利要求9所述的裝置，其中所述濾波器控制部分(Q2、R3)包括一個開關(guān)裝置，用于按照所述模式指示控制信號有選擇地旁路所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)。
11.如權(quán)利要求10所述的裝置，其中在所述鎖相環(huán)(919)維持在穩(wěn)定狀態(tài)時，所述第二級濾波器(C3、C4、R2、R4、R5)具有一個增加所述鎖相環(huán)(919)響應(yīng)時間的幅頻響應(yīng)特性。
12.如權(quán)利要求11所述的裝置，其中隨著頻率不斷升高，所述幅頻響應(yīng)特性包括一個極點(diǎn)、一個第一零點(diǎn)和一個第二零點(diǎn)。
13.如權(quán)利要求11所述的裝置，其中隨著頻率不斷升高，所述幅頻響應(yīng)特性包括一個極點(diǎn)、一個第一零點(diǎn)、一個第二零點(diǎn)和一個第二級點(diǎn)。
14.如權(quán)利要求11所述的裝置，其中所述的第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)包括并聯(lián)的第一個電容(C3)和第一個電阻(R2)，這一并聯(lián)組合串聯(lián)在產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述本地振蕩(911)之間的信號線路中；以及，串聯(lián)的第二個電阻(R5)和第二個電容(C4)，這一串聯(lián)組合以分路方式連接到產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述本地振蕩器(911)之間的所述信號線路中。
15.如權(quán)利要求9所述的裝置，其中所述鎖相環(huán)(919)包括一個鎖相環(huán)調(diào)諧控制集成電路(921)，該電路(921)包括將所述本地振蕩器信號分頻的所述裝置(921-3)，產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)以及所述環(huán)路濾波器(927)中的所述放大器(921-11)。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中所述環(huán)路濾波器(927)中的所述積分器和所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)以上述次序級連在產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和所述本地振蕩器(911)之間。
17.如權(quán)利要求9所述的裝置，其中提供具有一中心頻率的IF濾波器來濾波所述的IF信號；所述IF信號具有對應(yīng)于所述IF濾波器(915)的所述中心頻率的一個額定頻率；提供用于確定所述IF信號的頻率與所述額定頻率之間偏移的裝置(11)；以及所述控制裝置(19)控制所述鎖相環(huán)(919)來(1)在捕獲模式期間，建立本地振蕩器的初始頻率；和(2)在微調(diào)模式期間，從所述初始本地振蕩器頻率改變本地振蕩器的頻率，從而減小所述IF信號與所述額定IF頻率之間的頻率偏移；所述濾波器控制部分(Q2、R3)在所述微調(diào)模式期間，按照所述模式指示控制信號改變所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)的操作，以增加所述鎖相環(huán)(919)的響應(yīng)時間；
18.裝置，包括鎖相環(huán)裝置(919)，包括一個可控振蕩器(911)，用于按照一振蕩器控制信號產(chǎn)生一個頻率可控的可控振蕩器信號；一個產(chǎn)生基準(zhǔn)頻率信號的源；產(chǎn)生一個誤差信號的裝置(921-9)，該誤差信號表示所述可控振蕩器信號與所述基準(zhǔn)頻率信號之間的頻率與相位關(guān)系；一個環(huán)路濾波器(927)，用于將所述誤差信號濾波從而產(chǎn)生所述振蕩器控制信號；以及產(chǎn)生模式指示控制信號的裝置(19)，用于控制所述鎖相環(huán)裝置(919)的操作模式；所述鎖相環(huán)裝置(919)包括一個鎖相環(huán)集成電路(921)，該集成電路(921)包括產(chǎn)生所述誤差信號的所述裝置(921-9)和放大器(921-11)；所述鎖相環(huán)裝置(919)中的所述環(huán)路濾波器(927)包括所述鎖相環(huán)集成電路(921)中所述放大器(921-11)和第一級濾波器(C1、C2、R1)，它們以負(fù)反饋結(jié)構(gòu)相連形成一個積分器；一個第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)與所述積分器級連；所述環(huán)路濾波器(927)中所述積分器和所述第二級濾波器(C3、C4、R2、R4、R5)以上述次序級連在產(chǎn)生誤差信號的所述裝置(921-9)與所述可控振蕩器(911)之間；以及，濾波器控制部分(Q2、R3)，它連接所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)，用于按照所述模式指示控制信號改變所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)的操作。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中所述濾波器控制部分(Q2、R3)包括一個開關(guān)裝置，用于按照所述模式指示控制信號有選擇地旁路所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)。
20.如權(quán)利要求19所述的裝置，其中所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)按照所述模式指示控制信號增大所述鎖相環(huán)裝置(919)的響應(yīng)時間。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其中所述第二級濾波器部分(C3、C4、R2、R4、R5)在維持所述鎖相環(huán)裝置(919)的穩(wěn)定狀態(tài)時降低所述鎖相環(huán)裝置(919)的環(huán)路增益。
全文摘要
一個有選擇地控制類型II鎖相環(huán)(PLL)(919)—尤其是在一片IC上包括鑒相器(921-9)和反饋型積分器中放大器(921-11)的PLL響應(yīng)時間的裝置，包括與放大器級連的可控濾波器(925-2)?？煽貫V波器包括濾波器(C
文檔編號H03L7/093GK1158029SQ9611675
公開日1997年8月27日 申請日期1996年12月28日 優(yōu)先權(quán)日1995年12月28日
發(fā)明者戴維·M·巴杰 申請人:湯姆森消費(fèi)電子有限公司