專利名稱：供高頻應(yīng)用的電壓－電流變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于開關(guān)電流集成電路類型的集成電壓-電流變換器背景技術(shù)電壓-電流變換器(VI)(一般亦稱為跨導(dǎo)放大器)是一種模擬電路，它完成輸入電壓信號(hào)至模擬輸出電流的模擬變換。
IV的逆功能由電流-電壓變換器(IV)(或者跨阻放大器)來完成。過去，對(duì)于IV的研究和設(shè)計(jì)所花的力氣遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過對(duì)于VI所花的力氣。這是由于大多數(shù)的電路功能在電壓范疇內(nèi)。即，大多數(shù)“外部模擬字”代表電壓信號(hào)。所以，傳統(tǒng)上，IV變換要比VI變換的應(yīng)用多得多。
近來，對(duì)于高頻模擬集成電路的需要導(dǎo)致稱為電流模式(或開關(guān)電流(SI))技術(shù)的新的模擬設(shè)計(jì)技術(shù)的開發(fā)。電流模式技術(shù)允許使用數(shù)字CMOS工藝實(shí)現(xiàn)高性能的模擬電路。電流模式IC的頻率性能要優(yōu)于電壓模式IC的頻率性能，這是因?yàn)閮H僅由向一個(gè)方向或另一個(gè)方向?qū)б娏鱽戆l(fā)送信息。因此，這些電路不受與電壓模式IC相關(guān)聯(lián)的電容性負(fù)載引起的較長的上升/下降和調(diào)整時(shí)間之害。
為了說明作為電流模式電路中一個(gè)基本部件的VI變換的重要性，人們例如可以考慮視頻范圍的模-數(shù)變換器(“ADC”)，它的采樣工作頻率范圍從低的千赫高到20-54Msps或更高。
參看

圖1,ADC的電流模式實(shí)現(xiàn)至少需要跟蹤和保持11、電壓-電流變換器13和電流模式ADC。首先把模擬電壓輸入信號(hào)在電壓域施加至跟蹤和保持11，在那里對(duì)其采樣。經(jīng)采樣的電壓然后用VI變換器13變換為電流信號(hào)，并且遞送至電流模式ADC?？梢詫⒏櫤捅３?1與VI13互換。于是可以直接把寬頻模擬電壓輸入施加至VI13，并立即變換為電流。因此，有寬頻VI變換器的需要。
在文獻(xiàn)中，電壓-電流變換器的例子不多，尤其是對(duì)于數(shù)字CMOS技術(shù)?；诓罘址糯笃?7的基本的VI變換器示于圖2。在一個(gè)良好的差分放大器(DiffAmp)17中，跨于正和負(fù)輸入端的電壓降以及進(jìn)入輸入端的電流實(shí)際上都為零。由于跨于DiffAmp17的輸入端的電壓降實(shí)際上為零，因此施加至正輸入端的輸入信號(hào)Vin也出現(xiàn)在負(fù)輸入端，由此它被跨越施加于電壓-電流電阻器RV-I上。經(jīng)電阻器RV-I生成大小為RIN/RV-I的電流IR。由于幾乎沒有任何電流流入或流出DiffAmp17的正和負(fù)輸入端，因此電流IR非常類似于提供給負(fù)載(未示出)的輸出電流IOUT。于是輸出電流IOUT實(shí)際上等于IR(通過電阻器RV-I的電流)。
然而，由于把運(yùn)算放大器(Op Amp)17安排成一個(gè)電壓跟隨器，因此電壓串聯(lián)反饋趨向于降低輸出阻抗，從而輸出阻抗等于RV-I。因?yàn)榧呻娮杵鞯闹祵?duì)于工藝的變化較敏感，因此不能準(zhǔn)確地預(yù)計(jì)電路的增益。還有，由于集成電阻器的溫度系數(shù)，增益也對(duì)溫度變化較敏感。結(jié)果，不得不把電阻器RV-I放在IC芯片的外部，因而不能將電路完全集成化。
在圖3中示出晶體管級(jí)VI變換器，它包括在圖2的DiffAmp17，但提供經(jīng)改進(jìn)的輸出阻抗。圖3的VI變換器綜合了下面兩篇文獻(xiàn)的教導(dǎo)Hadri等人的文章“基于Bi CMOS技術(shù)的阻抗增大技術(shù)”)見《IEEE固態(tài)電路月刊》，Vol.28,No.2,Feb.1993,pp.157-161)；和Bult等人的文章“用于SC電路具有90dB DC增益的快調(diào)整CMOS運(yùn)放”(見《IEEE固態(tài)電路月刊》，Vol.25,No.6,Dec.1990,pp.1379～1381)。圖3示出圖2的DiffAmp17和電阻器RV-I，但以DiffAmp17的輸出來驅(qū)動(dòng)nMOS晶體管22的輸入端。這種結(jié)構(gòu)的行為有如一個(gè)“放大的”共射-共基放大器，并具有大小為RV-I+rds22+(A+1)gm22rds22RV-I的輸出阻抗，這里A是運(yùn)放(Op Amp)17的開環(huán)增益，而gm22和rds22是晶體管22的小信號(hào)跨導(dǎo)增益和輸出電阻。為了適當(dāng)?shù)馗綦x在nMOS晶體管22和電阻器RV-I中產(chǎn)生的信號(hào)電流IR，必須得出信號(hào)電流IR的鏡象，以對(duì)負(fù)載產(chǎn)生輸出電流IOUT。包括pMOS晶體管18-21的pMOS共射-共基電流鏡象用來完成這一任務(wù)。
然而，圖3的電壓-電流變換器的較高的輸出阻抗是以較大的功率消耗和較差的線性為代價(jià)的。典型地，電壓-電流變換器把正的模擬電壓信號(hào)看作關(guān)于基準(zhǔn)地Rref=Vcc/2的雙極性電壓信號(hào)，并將其變換為單極性的電流。結(jié)果，根據(jù)基準(zhǔn)地得出的通過RV-I的偏置電流為Vref/RV-I，而此值對(duì)于得出合適的性能顯得太大。例如，對(duì)于跨導(dǎo)增益為0.5mA/V和Vref為2.5V,RV-I約為2KΩ，導(dǎo)致偏置電流2.5V/2KΩ=1.25mA單獨(dú)通過nMOS22/RV-I支路。
其次并且是更為嚴(yán)重的限制是由于為產(chǎn)生輸出電流IOUT而要對(duì)其取鏡象的信號(hào)電流IR。這一任務(wù)是由pMOS共射-共基電流鏡象18-21來完成的，但是，一般，電流鏡象的非線性很大，而這必須由引入反饋或增大它們的偏置電流來減小。圖3的構(gòu)造要求把共射-共基電流鏡象18-21保持在反饋環(huán)路之外。結(jié)果，其非線性必須由增大偏置電流來減小。為了得到足夠好的線性，在共射-共基電流鏡象18-21和nMOS22/RV-I分支的組合中，總的偏置電流將大得不能令人滿意。
最后，所需的電流鏡象18-21還具有使電壓-電流變換器的總輸出阻抗減小的不利影響。
更一般和合適的電路拓?fù)渥裱瓐D4的略圖，它避免在反饋環(huán)路外具有處理輸出電流IL的任何有源器件，因此呈現(xiàn)較好的線性度。圖中示出，Vin進(jìn)入求和節(jié)點(diǎn)25，支饋入具有無源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)29的直接放大器27。無源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)29(它包括電阻性網(wǎng)絡(luò))消除了由在反饋路徑中使用有源器件(諸如晶體管)而引入的任何非線性。因此，反饋網(wǎng)絡(luò)29的增蓋由電阻性網(wǎng)絡(luò)建立，而不是由個(gè)別的電阻器的大小建立，導(dǎo)致對(duì)于過程改變較小的敏感性。
圖5是遵循圖4的略圖的一個(gè)典型電路的例子。這里示出了具有總的無源負(fù)反饋的三級(jí)直接放大器。由于在集成電路中實(shí)際上禁止增益級(jí)之間的交流耦合(因?yàn)檫@需要過量的不動(dòng)產(chǎn))，因此在電路的偏置和優(yōu)化中不能把直流信號(hào)分量和交流信號(hào)分量分開。使用總反饋導(dǎo)致偏置穩(wěn)定性較高以及減少對(duì)各個(gè)增益容差的敏感性。
每個(gè)放大器級(jí)包括PMOS晶體管31-33，分別用作由偏置電壓Vbb控制的電流源；分別由晶體管35-37提供的非線性增益元件和負(fù)反饋電阻器R1-R3。第一級(jí)包括晶體管31和35以及電阻器R1，它們依次連接，并在Vdd和地之間形成倒相放大器。把輸入信號(hào)Vin施加至NMOS晶體管35。R1形成電阻性負(fù)反饋，它增加了第一級(jí)的頻率響應(yīng)。來自第一級(jí)的輸出在晶體管35的漏極處取出，并施加至第二級(jí)，第二級(jí)包括晶體管32和36以及電阻器R2。第二級(jí)的作用與第一級(jí)的十分相同，并將其輸出從晶體管36的漏極耦合至第三級(jí)，第三級(jí)包括晶體管33和37以及電阻器R3。
圖5的無源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)包括電阻器R1、R3和Rfb。電阻性網(wǎng)絡(luò)R1、R3和Rfb響應(yīng)于與在晶體管37的源極處檢測(cè)的輸出電流IL成比例的量值，將它變換為包括交流和直流分量的電壓，并將該電壓反饋至在晶體管35的源極處的輸入端(該輸入端用作求和節(jié)點(diǎn))。因此反饋電壓依賴于反饋?zhàn)杵鱎1、R3和Rfb的關(guān)系。
然而，這種電路拓?fù)湟渤尸F(xiàn)了某些不利之處。為了得到足夠的增益，必需用三個(gè)增益級(jí)的網(wǎng)絡(luò)，這導(dǎo)致三個(gè)極點(diǎn)并因而導(dǎo)致較差的頻率響應(yīng)和線性。由于在集成電阻器和MOS晶體管方面，特別是在低成本CMOS數(shù)字處理中有較大的容差，因而同時(shí)正確地偏置三級(jí)放大器是十分復(fù)雜和不可靠的。為了穩(wěn)定工作點(diǎn)(即，靜態(tài)工作點(diǎn))，需要如共模反饋等特殊技術(shù)，這樣做使電路變得復(fù)雜，并使其性能降低。另外，由于直接放大器包括三個(gè)級(jí)聯(lián)的倒相放大級(jí)，輸出信號(hào)IL與輸入信號(hào)Vin不同相。此外，對(duì)于許多應(yīng)用來說，用R1、R3和Rtb的電阻性網(wǎng)絡(luò)可以得到的反饋增益可能不夠。
許多應(yīng)用需要V-I變換器具有非常精細(xì)的分辨率。即，V-I變換器應(yīng)該能將比較大的輸入電壓階梯變換為很小、但是準(zhǔn)確的電流階梯。例如，為了與一個(gè)8位電流模式ADC對(duì)接，需要0.5mA/V的分辨率。對(duì)于10位ADC，需要0.25mA/v的分辨率。為了達(dá)到這一點(diǎn)，圖4中的直接放大器27的跨導(dǎo)增益(即，電壓-電流變換增益)必須足夠小，以將數(shù)伏的輸入Vin減小至零點(diǎn)幾毫安的輸出電流。結(jié)果，圖4中的無源反饋網(wǎng)絡(luò)29的跨阻增益(或電流-電壓增益)必須很高，以將輸出電流的值(它是零點(diǎn)幾毫安)變換為比較大的反饋電壓以饋入求和節(jié)點(diǎn)25。當(dāng)人們考慮ADC的直流偏離的增益準(zhǔn)確度必須包括在一個(gè)最低有效位，以避免偏離的增益誤差時(shí)，這特別顯然。這意味著直流特性的精度對(duì)于上面給出的8位的例子應(yīng)該在0.5-1.0μA的數(shù)量級(jí)，而對(duì)于10位的例子，為0.25-0.50μA。
能夠容易地證明，圖5的反饋網(wǎng)絡(luò)的跨阻增益由(R1*R3)/(R1+R3+Rfb)給出。反饋增益很依賴R1和R3，它們也是直接放大器的一個(gè)整體部分。因此，任何增加跨阻增益的企圖被一些實(shí)際的考慮所限制，其中包括直接放大器所需的偏置條件。結(jié)果，這個(gè)電路不能得到足夠的跨阻反饋增益，以得到許多高性能應(yīng)用所需的精細(xì)調(diào)整。
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種寬頻電壓-電流變換器，它具有精細(xì)的調(diào)整的能力和自補(bǔ)償方式。本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種電壓-電流變換器，它具有高的、穩(wěn)定的和可預(yù)測(cè)的跨阻反饋增益(等于電阻器值的比值)，并且不把非線性引入反饋路徑。本發(fā)明的另一個(gè)目的在于，總的電壓-電流變換器的直接放大器的偏置條件與跨阻反饋增益網(wǎng)絡(luò)的任何調(diào)節(jié)無關(guān)。本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種集成電壓-電流變換器，它具有穩(wěn)定的直流偏置條件和優(yōu)化的交流性能。發(fā)明概要在一種集成電壓-電流變換器中可以達(dá)到這些目的，這種集成電壓-電流變換具有一個(gè)總的有源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)包括一個(gè)有源的差分電流-電壓變換器，該差分電流-電壓變換器具有僅由電阻比確定的增益。
本發(fā)明的直接放大器的電壓-電流變換最好包括兩級(jí)直接跨導(dǎo)放大器。兩級(jí)直接跨導(dǎo)放大器的第一級(jí)是電壓-電壓變換器(或電壓放大器)，而兩級(jí)直接跨導(dǎo)放大器的第二級(jí)是電壓-電流變換器(或跨導(dǎo)放大器)。兩級(jí)直接跨導(dǎo)放大器具有總的有源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)包括差分電流-電壓變換器，該差分電流-電壓變換器只將輸出電流大小的交流分量變?yōu)榉答侂妷骸?br> 電壓-電壓變換器(即，兩級(jí)直接跨導(dǎo)放大器的第一級(jí))用于調(diào)節(jié)由兩級(jí)直接放大器的第二級(jí)使用的輸入電壓信號(hào)。電壓-電壓變換器最好具有在寬的頻率范圍內(nèi)的很好的線性；小的增益；高的輸入阻抗，從而不負(fù)載輸入電壓；以及低的輸出阻抗，從而不負(fù)載兩級(jí)直接放大器的第二級(jí)。本發(fā)明的電壓-電壓變換器最好具有局部負(fù)反饋，其形式為第一下拉(pull down)電阻器，并且亦可具有上拉(pull up)偏置電阻器或電流源。如果使用電流源，則最好接收來自第一偏置樹的偏置信號(hào)，該第一偏置樹具有與電壓-電壓變換器本身結(jié)構(gòu)相同的結(jié)構(gòu)。
跨導(dǎo)放大器(即，兩級(jí)直接放大器的第二級(jí))接收來自第一級(jí)的電壓-電壓變換器的經(jīng)調(diào)節(jié)的電壓信號(hào)，并將經(jīng)調(diào)節(jié)的電壓信號(hào)變換為成比例的輸出電流信號(hào)。通過使用第二下拉電阻器，兩級(jí)直接放大的第二級(jí)最好具有局部負(fù)反饋。第二級(jí)的跨導(dǎo)放大器最好具有簡單的共射-共基或經(jīng)調(diào)整的共射-共基電流源，所述電流源接收來自第二偏置樹的偏置信號(hào)，所述第二偏置權(quán)具有與跨導(dǎo)放大器本身相同的結(jié)構(gòu)。
構(gòu)成本發(fā)明的總的有源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)的差分電流-電壓變換器包括具有局部電阻性負(fù)反饋的閉環(huán)差分放大器(或Diff Amp)。本發(fā)明的Diff Amp具有負(fù)輸入端、正輸入端和輸出端。輸入電阻器耦合在Diff Amp的負(fù)輸入端和第二下拉電阻器之間，形成兩級(jí)直接放大器的第二級(jí)的局部負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。用此種方式，第二級(jí)的電阻器，或跨導(dǎo)放大器用作總的有源負(fù)反饋的差分電流-電壓變換器的電流檢測(cè)元件。局部反饋電阻器耦合在Diff Amp的輸出端和負(fù)輸入端之間。Diff Amp的正輸入端接收一信號(hào)，該信號(hào)大體上類似于跨于第二級(jí)(或跨導(dǎo))放大器的下拉電阻器的電壓的直流分量。
如前面說明的，對(duì)跨導(dǎo)放大器提供控制偏置信號(hào)的第二偏置樹具有與跨導(dǎo)放大器相同的結(jié)構(gòu)。簡言之，第二偏置樹是跨導(dǎo)放大器的拷貝。跨導(dǎo)放大器接收具有直流和交流分量的經(jīng)調(diào)節(jié)的電壓信號(hào)，并且因此產(chǎn)生具有交流和直流分量的輸出電流，但是第二偏置樹只接收直流參考電壓。由于第二偏置樹與跨導(dǎo)放大器相同，它產(chǎn)生大體上類似于跨導(dǎo)放大器的直流信號(hào)的直流信號(hào)。把來自第二偏置樹的直流信號(hào)饋入Diff Amp的正輸入端。簡言之，第二偏置樹(它具有與跨導(dǎo)放大器的負(fù)反饋電阻器相等的電阻器)用作Diff Amp的偏置信號(hào)發(fā)生器。由于DiffAmp的正輸入端和負(fù)輸入端接收大體上相同的直流電壓，因此Diff Amp阻止輸出電流的直流分量，而只響應(yīng)于輸出電流的交流分量。用這種方式，只有輸出電流的交流分量被變換為經(jīng)放大的反饋電壓。
附圖概述圖1是使用電壓-電流變換器的現(xiàn)有技術(shù)模擬-數(shù)字變換器的方框圖。
圖2是現(xiàn)有技術(shù)的電壓-電流變換器。
圖3是示于圖2的電壓-電流變換器的現(xiàn)有技術(shù)的MOS實(shí)現(xiàn)。
圖4是現(xiàn)有技術(shù)的電壓-電流變換器的方框圖。
圖5是按照?qǐng)D4的現(xiàn)有技術(shù)的MOS電壓-電流變換器。
圖6是按照本發(fā)明的電壓-電流變換器的方框圖。
圖7是按照本發(fā)明的第一實(shí)施例的電壓-電流變換器的方框圖。
圖8是按照本發(fā)明的第二實(shí)施例的電壓-電流變換器的方框圖。
圖9是按照本發(fā)明的電壓-電流變換器的基本的MOS實(shí)現(xiàn)。
圖10是示于圖9的電路的更詳細(xì)的描繪，并且示出使用簡單的共射-共基電流源。
圖11是對(duì)示于圖10的電路的另一種變更。
圖12是對(duì)示于圖9的電路的另一種變更，并且示出使用經(jīng)調(diào)節(jié)的共射-共基電流源。
圖13是按照本發(fā)明的具有雙輸入端和雙輸出端的完全雙差分電流-電壓變換器。
實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳方式參見圖6，該圖示出本發(fā)明的代表性的略圖。本發(fā)明包括直接放大器42。如本領(lǐng)領(lǐng)域中已知的，直接放大器具有一個(gè)輸入端、一個(gè)輸出端以及在它們之間的一個(gè)或多個(gè)增益級(jí)，但沒有從輸出端至輸入端的反饋。本發(fā)明的直接放大器最好具有兩級(jí)43和45。第一級(jí)43是電壓-電壓變換器(即，電壓放大器)，它具有高的輸入阻抗和低的輸出阻抗。把第一級(jí)43的輸出饋入第二級(jí)45，它是電壓-電流變換器(即，跨導(dǎo)放大器)，具有高的輸入阻抗和高的輸出阻抗。第二級(jí)電壓-電流變換器45輸出電流IOUT，它由有源負(fù)反饋檢測(cè)，該有源負(fù)反饋是差分電流-電壓變換器47，它最好具有遠(yuǎn)比1大的增益。差分電流-電壓變換器47還具有一個(gè)第二輸入端，用以接收來自偏置發(fā)生器40的偏置信號(hào)。來自偏置發(fā)生器40的偏置信號(hào)一般是直流電壓信號(hào)，但是它也可以是直流電流信號(hào)。
偏置發(fā)生器40最好產(chǎn)生一偏置信號(hào)，其電壓或電流等于IOUT的直流分量的大小，從而在抑制其兩個(gè)輸入端的共模信號(hào)的過程，差分電流-電壓變換器47輸出一個(gè)經(jīng)放大的交流電壓信號(hào)，該信號(hào)只與IOUT的交流分量成比例。用這種方式，反饋網(wǎng)絡(luò)很少受直流偏置、溫度或過程漂移的影響。把來自差分電流-電壓變換器47的輸出在求和節(jié)點(diǎn)41處從輸入信號(hào)Vin中減去，由此形成總的反饋網(wǎng)絡(luò)，它圍繞直接放大器42的兩級(jí)43和45。
參見圖7，它以電路的形式示出本發(fā)明的理想化的表示法，同樣，圖中示出兩級(jí)直接放大器，它包括一個(gè)電壓-電壓變換器(或電壓放大器)43，后面接一個(gè)電壓-電流變換器(或跨導(dǎo)放大器)45，并帶有由差分電流-電壓變換器網(wǎng)絡(luò)47構(gòu)成的有源負(fù)反饋。差分電流-電壓變換器反饋網(wǎng)絡(luò)47包括電阻器RS2、電阻器RS1和閉環(huán)差分放大器50，后者包括輸入電阻器RE和局部反饋電阻器RF。
把輸入信號(hào)Vin施加至電壓放大器43，它提供高的輸入阻抗Ri1以減小對(duì)Vin的任何負(fù)載效應(yīng)，由此改善圖7的總的電壓-電流變換器的線性。Vin和在節(jié)點(diǎn)Vb跨于RS1的電壓之間的電壓差形成了跨于Ri1的電壓降Vi1，它被與電壓相關(guān)的電壓源49作為輸出電壓反射，該輸出電壓等于被跨導(dǎo)增益AVI放大的Vi1。
把相關(guān)的電壓源49的輸出通過低的輸出阻抗R01施加至跨導(dǎo)放大器45的高輸入阻抗Ri2跨于Ri2的電壓降Vi2被與電壓相關(guān)的電流源48作為電流反射。該電流源48具有跨導(dǎo)增益Gm2。與電壓相關(guān)的電流源48與輸出阻抗R02并聯(lián)，該輸出阻抗很高，以改善圖7的整個(gè)電路的線性。把離開跨導(dǎo)放大器45的輸出電流IOUT施加至負(fù)載49，將其用符號(hào)表示為電阻器44和電容器46的并聯(lián)組合。
輸出電流IOUT也流經(jīng)RS2，并在節(jié)點(diǎn)Va處被檢測(cè)。節(jié)點(diǎn)Va通過RE耦合至Diff Amp50的倒相(即，負(fù))輸入端。Diff Amp50的輸出通過局部反饋電阻器RF饋至同一個(gè)倒相輸入端，由此形成了局部閉環(huán)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。把DiffAmp50的非倒相(即，正)輸入端耦合至參考電壓，VBIAS。
如上面所說明的，VBIAS由偏置發(fā)生器40產(chǎn)生，并且它最好等于在節(jié)點(diǎn)Va處的電壓的直流分量。用這種方式，DiffAmp50抑制所有的共模和漂移電壓，同時(shí)它只把輸出電流IOUT的交流分量加以變換和放大，于是可以脫離交流反饋電路來優(yōu)化直接放大器的直流偏置條件。這允許把本發(fā)明的V-I變換器的直流工作點(diǎn)順利地與負(fù)載39的電位匹配，而不必考慮對(duì)于反饋增益的任何有害影響。還要指出，在溫度改變和過程改變中應(yīng)該盡可能穩(wěn)定這個(gè)工作點(diǎn)。更為重要的是，可以調(diào)節(jié)閉環(huán)DiffAmp50的增益而不影響直接放大器。
局部閉環(huán)差分放大器50在給定的工作頻率范圍內(nèi)具有恒定的增益-RF/RE。在Va處被檢測(cè)的電壓由增益-RF/RE放大，并在節(jié)點(diǎn)Vb處跨越施加于RS1。來自局部閉環(huán)DiffAmp50的增益-RF/RE與RS1和RS2的組合形成了電流-電壓有源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)47。負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)47的反饋增益的大小β為RS2*RF/RE。假設(shè)總的電壓-電流變換器(包括兩級(jí)直接放大器)的開環(huán)增益遠(yuǎn)比1大，于是整個(gè)總的電壓-電流變換器的總增益就是β的倒數(shù)，或者RE/(RF*RS2)。因?yàn)镽F和RE只是閉環(huán)DiffAmp50的一部分，因此可以調(diào)節(jié)有源反饋網(wǎng)絡(luò)47和總的電壓-電流變換器的增益，而不影響兩級(jí)直接放大器43-45的偏置條件。
圖8示出本發(fā)明的較佳實(shí)施例的第二種表示法。圖8的構(gòu)造與圖7的構(gòu)造大體上相同，并且總的反饋網(wǎng)絡(luò)也與圖7的相同，但是兩級(jí)直接放大器的第一和第二級(jí)(43和45)被連接，以形成局部負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。把節(jié)點(diǎn)Vb耦合至第一級(jí)43(電壓放大器)的輸出端的參考地，從而第一級(jí)43的輸出電流通過RS1被采樣，并作為電壓反饋至同一級(jí)43的輸入端的參考地。換言之，RS1起著電壓放大器43的負(fù)反饋電阻器的作用。
類似地，把節(jié)點(diǎn)Va耦合至第二級(jí)45(跨導(dǎo)放大器)的輸入端的參考地，從而通過RS2采樣的輸出電流IOUT被作為電壓反饋至第二級(jí)45的輸入端的參考地。于是RS2起著跨導(dǎo)放大器的負(fù)反饋電阻器的作用。
雖然RS1和RS2也構(gòu)成了兩級(jí)直接放大器的總的有源負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)47的一部分，但總的反饋網(wǎng)絡(luò)47的反饋增益仍可任意地設(shè)定，而不影響第一級(jí)43或第二級(jí)45的偏置條件。如上面所說明的，這是由于可以調(diào)節(jié)總的反饋網(wǎng)絡(luò)47的增益，其做法是改變屬于Diff Amp50的局部反饋網(wǎng)絡(luò)以及RF和RE。由于Diff Amp50的局部反饋網(wǎng)絡(luò)包括兩組分開的電阻器RF和RE，可以調(diào)節(jié)RF和RE而不影響RS1和RS2，從而不影響兩級(jí)直接放大器。
可對(duì)于各種準(zhǔn)則來優(yōu)化本發(fā)明的電壓-電流變換器，其做法是特別選擇兩級(jí)直接放大器的第一級(jí)43和第二級(jí)45。換言之，有各種實(shí)現(xiàn)第一級(jí)的電壓放大器43和第二級(jí)的跨導(dǎo)放大器45的方法。圖9至13以例子的方式示出某些可能的實(shí)現(xiàn)。熟悉本領(lǐng)域的人可以理解，有實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的V-I的其他的方法，因此本發(fā)明不限于圖9至圖13所示的例示的電路。
圖9示出圖8的電路的晶體管級(jí)的解決辦法。構(gòu)成圖8的第一級(jí)43的電壓放大器示于圖9，以包括輸出、上拉偏置電阻器R01、NMOS晶體管56和正反饋電阻器RS1。如本領(lǐng)域所已知的，倒相電壓放大器的這種結(jié)構(gòu)具有高的輸入阻抗、低的輸出阻抗和寬的頻率響應(yīng)。這種倒相放大器的低輸出阻抗改善了圖9的總的電壓-電流變換器的線性。把輸入信號(hào)VIN施加至NMOS晶體管56的控制柵極，在NMOS晶體管56的漏極處產(chǎn)生經(jīng)倒相的電壓輸出。
把NMOS晶體管56的經(jīng)倒相的輸出施加至NMOS晶體管57的控制柵極。所示出的NMOS晶體管57耦合至NMOS晶體管59，成為簡單的共射-共基放大器58，它構(gòu)成了至第二級(jí)45的跨導(dǎo)放大器的輸入級(jí)，如圖8所示。共射-共基電路58連同恒流源ISRC60以及共射-共基偏置電壓Vcb構(gòu)成了共射-共基跨導(dǎo)增益級(jí)，它具有對(duì)高頻工作減小出現(xiàn)在輸入端的等效電容的好處，與此同時(shí)，它可提供比用單個(gè)晶體管作為輸入級(jí)而得到的高得多的輸出阻抗和跨導(dǎo)增益。共射-共基偏置電壓Vcb由獨(dú)立供電的CMOS偏置電路源提供，該偏置電路源包括晶體管69、71和73。此外，為了進(jìn)一步改善其線性和頻率響應(yīng)，把反饋電容Cc耦合在NMOS晶體管57的柵極處的跨導(dǎo)致放大器的輸入端與在NMOS晶體管59的漏極處的跨導(dǎo)放大器的輸出端之間。
構(gòu)成圖8的第二級(jí)45的圖9的跨導(dǎo)放大器是倒相放大器，但由于它接收來自晶體管56(圖9的第一級(jí))的漏極的經(jīng)倒相的信號(hào)，因此輸出電流IOUT是不倒相的，而與輸入信號(hào)VIN同相。
電流IOUT包括由恒流源ISRC60供給的直流分量減去由在NMOS晶體管57的控制柵極處的交流變化引入的交流分量。電流IRS2是ISRC60減去IOUT，因此正比于IOUT，IRS2在晶體管57的源極處離開共射-共基電路58，并且通過檢測(cè)電阻器RS2(它耦合在NMOS晶體管57的源極和地之間)。電流IRS2具有與IOUT的直流分量成比例的直流分量以及與IOUT的交流分量的倒相(inverse)成比例的交流分量。于是，IRS2是指示IOUT大小的測(cè)量(gauge)電流。因此，當(dāng)電流IRS2通過檢測(cè)電阻器RS2時(shí)，跨于RS2產(chǎn)生與IOUT成比例的電壓Va。如上面所說明的，把電壓Va通過電阻RE施加至Diff Amp50的倒相輸入端，以在節(jié)點(diǎn)Vb處產(chǎn)生經(jīng)放大的差分電壓。
在圖9中，示出了Diff Amp50的一種例示的晶體管級(jí)的解決辦法。已知有許多種的DiffAmp的晶體管級(jí)的實(shí)現(xiàn)辦法。所選的Diff Amp50的晶體管級(jí)的實(shí)現(xiàn)方法對(duì)于本發(fā)明而言不是非如此不可的。Diff Amp50具有共射-其基電流源，該電流源包括PMOS晶體管79和81，而晶體管79和81分別由參考電壓Vb1和Vb2控制。在PMOS81的漏極處，電流路徑分為兩條差分路徑，而這兩條路徑由PMOS晶體管75和77控制。又把晶體管75和77的漏極通過各自的電流鏡象(由NMOS晶體管83和85構(gòu)成)的支路耦合至地。
PMOS晶體管77的柵級(jí)構(gòu)成Diff Amp50的倒相輸入端，并耦合到輸入電阻器RS，類似地，PMOS晶體管的漏極構(gòu)成Diff Amp的輸出端，并且通過局部反饋電阻器RF耦合至在它的柵極處的輸入端。
PMOS晶體管75的柵極構(gòu)成Diff Amp50的不倒相輸入端，并且將它耦合至參考偏置電壓VBIAS。如上面所說明的，VBIAS最好具有代表IOUT的直流分量的值，從而Diff Amp50抑制IOUT的直流分量，并且只放大IOUT的交流分量的電壓表示。因此在此情形下，VBIAS最好等于在節(jié)點(diǎn)Va處的電壓的直流分量。
為做到這一點(diǎn)，把VBIAS從偏置樹(它與跨導(dǎo)放大器非常相似)的抽頭選出，但它不引入任何交流改變。由偏置檢測(cè)電阻器Rb產(chǎn)生VBIAS,Rb的阻值與檢測(cè)電阻器RS2的相等，并且接收來自第二恒流源ISRC68的偏置直流電流，第二恒流源ISRC68與上述共射-共基跨導(dǎo)增益級(jí)的恒流源ISRC60相等。這樣做就可產(chǎn)生跨于偏置電阻器Rb的電壓降VBIAS，它等于在Va處的電壓的直流分量。
為完成圖8的總的差分有源反饋網(wǎng)絡(luò)47，在圖9中，把在節(jié)點(diǎn)Vb阼的DiffAmp50的輸出施加至NMOS晶體管56的源極以及電壓放大器(兩級(jí)直接放大器的第一級(jí))的負(fù)反饋電阻器RS1。
在圖10中，進(jìn)一步確定圖9的VBIAS產(chǎn)生支路以及恒流源60和68。在圖10中的具有與圖9中的相似的功能和連接的電路元件用與圖9相似的標(biāo)號(hào)來識(shí)別，并且已作如上說明。
為了保證圖9的恒流源ISRC60和68具有相似的電流值，把它們作為圖10中的電流鏡象來實(shí)現(xiàn)，說得更具體些，作為共射-共基電流源。共射-共基電流源在其輸出端產(chǎn)生低的負(fù)載效應(yīng)。PMOS晶體管61和62形成共射-共基電流源60并向應(yīng)于偏置共射-共基電流源68產(chǎn)生ISRC，而偏置共射-共基電流源68包括連接成二極管的PMOS晶體管63和64。由于配對(duì)的晶體管對(duì)61/63和62/64耦合在一起，因此在偏置共射-共基電流源68中的電流對(duì)應(yīng)在共射-共基電流源中的鏡象。
共射-共基電流源60和68的電流由第三個(gè)共射-共基電路67(它由NMOS晶體管66和65構(gòu)成)設(shè)定。把共射-共基電路67沿一條電流路徑耦合在偏置共射-共基電流源68和偏置檢測(cè)電阻器Rb之間。于是，由共射-共基電路67確定偏置共射-共基電流源68中的電流ISRC，因而確定在共射-共基電流源60中的電流。NMOS晶體管66與NMOS晶體管59配對(duì)，而NMOS晶體管65與晶體管57配對(duì)。還有，NMOS晶體管66與NMOS晶體管59共享相同的參考共射-共基偏置電壓Vcb。共射-共基電流源60和68的偏置直流電流ISRC由施加至輸入晶體管65的柵極的直流參考電壓Vref設(shè)定。于是，包括共射-共基電路68和67以及電阻器Rb的偏置樹具有和跨導(dǎo)放大器相同的結(jié)構(gòu)，跨導(dǎo)放大器包括共射-共基電路60和58以及電阻器RS2。用這種方式，在經(jīng)歷過程變化、溫度變化和漂移變化時(shí)，在Diff Amp50的倒相輸入端和不倒相輸入端處的直流負(fù)載和電壓條件保持相似。圖10還示出，控制Diff Amp50的PMOS晶體管79和81的偏置電壓Vb1和Vb2在PMOS晶體管63和64的控制柵極處產(chǎn)生。
參見圖11，該圖示出本發(fā)明的第二實(shí)施例。在圖11中具有與在圖10中的相似功能和連接的電路元件用與圖10中的相似的標(biāo)號(hào)來識(shí)別，并且已在上面作了說明。圖10中的電壓放大器的輸出上拉電阻器R01在圖11中由簡單的共射-共基電流源72代替，該電流源72由第二偏置樹控制，而第二偏置樹具有與電壓放大器本身相同的結(jié)構(gòu)。在電壓放大器(兩級(jí)直接放大器的第一級(jí))中使用電流源，對(duì)于圖11的總的電壓-電流變換器導(dǎo)致高的輸出阻抗，但亦遭致較差的線性，即，較差的性能。來自電流源72的直流電流由偏置樹共射-共基電流源74控制，并且由施加至NMOS晶體管55的控制柵極的Vref以及由第二偏置電阻器Rb1設(shè)定。晶體管52、54和56以及電阻器RS1分別與晶體管51、53和55以及電阻器Rb1配對(duì)。晶體管56由來自共射-共基電路72的直流電流供電，它是共射-共基電路74中的直流電流的鏡象。
參見圖12，該圖示出本發(fā)明的第三實(shí)施例。具有如圖10中相似的功能和連接的所有元件都用與圖10中相似的標(biāo)號(hào)來識(shí)別，并且已在上面作了說明。在圖12中，輸出上拉電阻器再次使用在兩級(jí)直接放大器的第一級(jí)(即，電壓放大器)中。如上面所說明的，這導(dǎo)致較好的線性，然而較低的輸出阻抗。為了改善圖12的總的電壓-電流變換器的輸出阻抗，在兩級(jí)直接放大器的第二級(jí)(即，跨導(dǎo)放大器)中使用經(jīng)調(diào)整的共射-共射跨導(dǎo)放大器。
經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器91a-97a不是自偏置的。相反地，與圖10和11的簡單共射-共基跨導(dǎo)放大器的情形相同，經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)致放大器91a-97a由偏置樹91b-97b來偏置，該偏置樹具有與經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器的增益級(jí)91a-97a相同的結(jié)構(gòu)。唯一的區(qū)別在于，為了使增益級(jí)91a-97a中的電流是在偏置樹91b-97b中的電流的鏡象，必須把經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器的兩條支路耦合在一起的器件(在此情形中是PMOS晶體管91b)連成二極管。通過使用與增益級(jí)具有相同電路結(jié)構(gòu)的偏置樹，可以有效地消除直流偏置改變、溫度改變以及過程漂移。
圖12的經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器提供比圖10的簡單的共射-共基跨導(dǎo)放大器更高的輸入阻抗，因此補(bǔ)償了圖12的第一級(jí)(即，電壓放大器)的較低的輸出阻抗。經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器還具有較高的跨導(dǎo)增益、較高的輸出阻抗和較寬的頻率范圍。此外，經(jīng)調(diào)整的共射-共基跨導(dǎo)放大器具有較大的電壓擺幅，允許對(duì)負(fù)載的電壓作更好的調(diào)節(jié)。
晶體管91a-93a以及電流源94a形成增益級(jí)91a-97a的經(jīng)調(diào)整的共射-共基電流源，該增益級(jí)中的電流是偏置樹91b-97b的經(jīng)調(diào)整的共射-共基電流源91b-94b中的電流的鏡象。兩個(gè)經(jīng)調(diào)整的電流源91a-94a和91b-94b構(gòu)成電流鏡象，這是由于在PMOS晶體管91a和91b的控制柵極之間有公共連接。由于PMOS晶體管91b連接成二極管，因此經(jīng)調(diào)整的共射-共基偏置樹的直流電流由施加至NMOS晶體管65的控制柵極的參考電壓Vref建立。
增益級(jí)91a-97a和偏置樹91b-97b的輸入級(jí)都包括經(jīng)調(diào)整的共射-共基電路。經(jīng)增益級(jí)91a-97a的調(diào)整的共射-共基輸入級(jí)包括NMOS晶體管57、95和96a以及電流源97a。電流源97a和NMOS晶體管95a共同構(gòu)成放大器，它們又與用作源跟隨器的NMOS晶體管96a構(gòu)成反饋環(huán)路。于是在NMOS晶體管57的漏極處的電壓是自調(diào)整的，導(dǎo)致上述共射-共基跨導(dǎo)放大器的性能改善。偏置樹的輸入級(jí)包括NMOS晶體管65、95b和96b以及電流源97b，而其功能與放大器的輸入級(jí)的大致相同。
參見圖13，該圖示出按照本發(fā)明的完全差分電壓-電流變換器。圖13的電路的功能大體上與圖10的電路的功能大體上相同，其差別在于，圖13的電路把從第二電壓-電流變換器(它對(duì)輸入信號(hào)VIN的負(fù)節(jié)點(diǎn)起反應(yīng))輸入的第二反饋施加至DiffAmp50的正輸入端，而不是施加偏置電壓VBIAS。換言之，圖13的電路起著共用Diff Amp50、共射-共基偏置電壓Vcb發(fā)生器69-73以及偏置樹63-66的兩個(gè)電壓-電流變換器的作用。偏置樹63-66仍然具有與正增益級(jí)57p-62p和負(fù)增益級(jí)57n-62n相同的結(jié)構(gòu)。
一個(gè)電壓-電流變換器對(duì)于VIN的正輸出端起反應(yīng)，并且在每個(gè)標(biāo)號(hào)的末尾加下標(biāo)“p”來識(shí)別，而第二個(gè)電壓-電流變換器對(duì)于VIN的負(fù)輸出端起反應(yīng)，并且在每個(gè)標(biāo)號(hào)的末尾加下標(biāo)“n”來識(shí)別。圖13中的具有和圖10中的相似的功能和連接的電路元件用類似于圖10中的標(biāo)號(hào)再加上上述的合適的下標(biāo)“p”或“n”來識(shí)別。
為了使圖13的兩個(gè)電壓-電流變換器共用Diff Amp50，圖示的Diff Amp50具有雙輸出端。即，它具有一個(gè)正輸出端和它的補(bǔ)充(一個(gè)負(fù)輸出端)。把DiffAmp50的正輸出端耦合至對(duì)于VIN的正輸出起反應(yīng)的直接放大器的第一級(jí)。即，把Diff Amp50的正輸出施加至NMOS晶體管56p的源極。類似地，把Diff Amp50的負(fù)輸出端耦合至對(duì)于VIN的輸出起反應(yīng)的直接放大器的第一級(jí)，即，NMOS晶體管56n的源極。
通過使用串聯(lián)連接的前饋電阻器Rfw和前饋電容器Cfw(它們分別耦合在正電壓-電流變換器和負(fù)電壓-電流變換器的輸入端和輸出端之間)，進(jìn)一步提高圖13的電路的頻率響應(yīng)。例如，把Rfwp和Cfwp耦合在正響應(yīng)的第一VI的輸入端(即，晶體管56p的控制柵極)和正響應(yīng)的VI的輸出端(即，晶體管59p的漏極之間)。類似地，把Rfwp和Cfwp耦合在負(fù)響應(yīng)的第二VI的輸入端(即，晶體管56n的控制柵極)和負(fù)響應(yīng)的VI的輸出端(即，晶體管59n的漏極之間)。用這種方式，總是可以得到兩個(gè)輸出電流IOUTp和IOUTn，其中IOUTn與IOUTp180°反相。
權(quán)利要求
1．一種帶有反饋網(wǎng)絡(luò)的電壓-電流變換器，其特征在于包括具有輸入電壓節(jié)點(diǎn)、參考電壓節(jié)點(diǎn)和輸出節(jié)點(diǎn)的直接放大器，所述直接放大器能有效地在所述輸出節(jié)點(diǎn)上產(chǎn)生輸出電流，所述輸出電流與所述輸入電壓節(jié)點(diǎn)和所述參考電壓節(jié)點(diǎn)之間的電壓差成比例，所述輸出電流具有直流輸出電流分量和交流輸出電流分量；以及電壓-電壓變換器，它對(duì)所述輸出電流起反應(yīng)，并且能有效地產(chǎn)生反饋電壓信號(hào)，該反饋電壓信號(hào)只與所述交流輸出電流分量成比例，把所述反饋電壓信號(hào)耦合至所述直接放大器的所述參考電壓節(jié)點(diǎn)。
2．如權(quán)利要求1所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器有不等于1的反饋增益值。
3．如權(quán)利要求1所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器具有與所述直接放大器無關(guān)的反饋增益值。
4．如權(quán)利要求3所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器的所述增益值對(duì)于給定的工作頻率范圍大體上是恒定的。
5．如權(quán)利要求1所述的電壓-電流變換器，其特征在于，還包括產(chǎn)生偏置信號(hào)的裝置，該信號(hào)與所述直流輸出電流分量成比例，并且所述電流-電壓變換器還具有第一和第二差分輸入端，耦合所述第一差分輸入端以接收所述偏置信號(hào)。
6．如權(quán)利要求5所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述偏置信號(hào)對(duì)于消除所述直流輸出電流分量是有效的。
7．如權(quán)利要求5所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器包括差分放大器，它具有局部反饋網(wǎng)絡(luò)并具有與所述直接放大器無關(guān)的局部增益值，所述差分放大器具有輸出引線，該引線耦合至所述參考電壓節(jié)點(diǎn)，并且具有第一和第二輸出引線，它們分別對(duì)所述第一和第二差分輸入端起反應(yīng)。
8．如權(quán)利要求1所述的電壓-電流變換器，其特征在于，還具有產(chǎn)生直流偏置信號(hào)的裝置，而所述直接放大器還能有效地產(chǎn)生與所述輸出電流成比例的測(cè)量電流，所述測(cè)量電流具有與所述直流輸出電流分量成比例的直流測(cè)量分量和與所述交流輸出電流分量成比例的交流測(cè)量分量，所述直流偏置信號(hào)與所述直流測(cè)量分量成比例，所述電流-電壓變換器還包括用于接收所述直流偏置信號(hào)的第一差分輸入引線、用于接收所述測(cè)量電流的第二差分輸入引線以及用于產(chǎn)生所述反饋電壓信號(hào)的輸出反饋引線。
9．如權(quán)利要求8所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器包括閉環(huán)電壓放大器、在所述輸出反饋引線和參考地線之間耦合的第一檢測(cè)電阻器以及在所述第二差分輸入端和所述參考地線之間耦合的第二檢測(cè)電阻器，所述閉環(huán)電壓放大器具有耦合至所述輸出反饋引線的局部輸出端、對(duì)所述第一差分輸入引線起反應(yīng)的第一局部輸入端以及對(duì)所述第二差分輸入引線起反應(yīng)的第二局部輸入端。
10．如權(quán)利要求9所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述閉環(huán)電壓放大器包括局部輸入電阻和局部反饋電阻器，所述閉環(huán)電壓放大器具有與所述局部反饋電阻器和所述局部輸入電阻器的比值成比例的增益值。
11．如權(quán)利要求8所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流-電壓變換器包括用于檢測(cè)所述測(cè)量電流的裝置、差分放大器、局部輸入電阻器和局部反饋電阻器，所述差分放大器包括正輸入端、負(fù)輸入端和局部輸出端，所述局部輸入電阻器耦合在所述負(fù)輸入端和檢測(cè)所述測(cè)量電流的所述裝置之間，所述局部反饋電阻器耦合在所述負(fù)輸入端和所述局部輸出端之間，所述局部輸出端耦合至所述輸出反饋引線，而所述正輸入端耦合至所述第一差分輸入端。
12．如權(quán)利要求1所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述直接放大器至少包括第一級(jí)和第二級(jí)，所述第一級(jí)是電壓-電壓變換器，它耦合至所述輸入電壓節(jié)點(diǎn)和所述參考電壓節(jié)點(diǎn)，所述電壓-電壓變換器能有效地產(chǎn)生與所述輸入電壓節(jié)點(diǎn)和所述參考電壓節(jié)點(diǎn)之間的電壓差成比例的中間電壓信號(hào)，所述第二級(jí)是跨導(dǎo)放大器，它對(duì)所述中間電壓起反應(yīng)，并且能有效地產(chǎn)生所述輸入電流，所述輸出電流與所述中間電壓信號(hào)成比例。
13．如權(quán)利要求12所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述兩級(jí)直接放大器的所述第一級(jí)具有局部負(fù)反饋。
14．如權(quán)利要求12所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述第一級(jí)具有產(chǎn)生控制信號(hào)的偏置樹，而所述電壓-電壓變換器具有電流源，所述電流源對(duì)所述控制信號(hào)起反應(yīng)，所述偏置樹具有與所述電壓-電壓變換器相同的結(jié)構(gòu)。
15．如權(quán)利要求12所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述兩級(jí)直接放大器的所述第二級(jí)具有局部負(fù)反饋。
16．如權(quán)利要求12所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述跨導(dǎo)放大器具有輸出節(jié)點(diǎn)和電流源，把所述電流源饋入所述輸出節(jié)點(diǎn)。
17．如權(quán)利要求16所述的電壓-電流變換器，其特征在于，還包括偏置樹，它具有與所述跨導(dǎo)放大器相同的結(jié)構(gòu)并產(chǎn)生控制信號(hào)，所述電流源對(duì)所述控制信號(hào)起反應(yīng)。
18．如權(quán)利要求17所述的電壓-電流變換器，其特征在于，所述電流源是簡單的共射-共基電流源和經(jīng)調(diào)整的共射-共基電流源之一。
全文摘要
一種電壓－電流變換器,具有兩級(jí)直接放大器(42)以及的反饋網(wǎng)絡(luò),該反饋網(wǎng)絡(luò)具有有源差分電流－電壓變換器(47)。第一級(jí)是用于接收輸入電壓信號(hào)的電壓－電壓變換器(43)。第二級(jí)是用于提供輸出電流的跨導(dǎo)放大器(45)。把反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出電流施加至差分放大器(50),以抵消所有的直流分量,而只放大交流分量,并將交流分量反饋至輸入端?？梢苑珠_調(diào)節(jié)直接放大器的前饋增益和反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋增益。差分放大器包括局部電阻性反饋網(wǎng)絡(luò),該反饋網(wǎng)絡(luò)具有由電阻器確定的局部增益,它不引入任何非線性成分。通過改變差分放大器的電阻性反饋網(wǎng)絡(luò),可以調(diào)節(jié)電壓－電流變換器的反饋網(wǎng)絡(luò)增益,而完全不影響直接放大器。
文檔編號(hào)H03F1/34GK1227013SQ97196981
公開日1999年8月25日 申請(qǐng)日期1997年7月15日 優(yōu)先權(quán)日1996年8月2日
發(fā)明者羅伯托·里沃伊爾, 佛朗哥·馬洛貝蒂 申請(qǐng)人:愛特梅爾股份有限公司